第六章-定向耦合器

PAGEPAGE168第六章定向耦合器、混合電橋與功率分配器第六章定向耦合器、混合電橋與功率分配器§6.1定向耦合器的基本概念微波定向耦合器是微波系統(tǒng)中應(yīng)用最廣泛的元件之一，它是個四端口網(wǎng)絡(luò)。其原理方框圖如圖（6.1-1）所示，圖（a）是同向定向耦合器，圖（b）是反向定向耦合器。對于正向定向耦合器，它的工作過程是，當電磁波從端口1輸入時，除了一部分電磁能量直接從端口4輸出外，同時還有一部分電磁能量從端口3輸出，而端口2無輸出。我們將端口3稱為耦合口，端口2稱為隔離口。對于反向定向耦合器，當電磁波從端口1輸入時，除了一部分電磁能量直接從端口4輸出外，同時還有一部分電磁能量從端口2輸出，而端口3無輸出。此時端口2為耦合口，端口3為隔離口。圖6.1-1正向和反向定向耦合器顯然，定向耦合器是是一個四端口網(wǎng)絡(luò)，它的特性可用各種網(wǎng)絡(luò)參數(shù)來描述，對于圖（6.1-1）所示的定向耦合器，考慮到網(wǎng)絡(luò)是互易，對稱和無耗的，其散射矩陣為（6.1-1）在理想情況下，定向耦合器的各端口都是匹配的，即對于圖（6.1-1a）所示的正向定向耦合器，當1口輸入時，2口沒有輸出，因此有根據(jù)無耗網(wǎng)絡(luò)的矩陣的么正性，有（6.1-2）此式表明，該網(wǎng)絡(luò)的端口3和端口4的輸出功率之和等于輸入功率，而兩個端口輸出相位相差900。由此可以看出，一個互易，無耗，完全對稱的四端口網(wǎng)絡(luò)，可以構(gòu)成一個理想的900定向耦合器。這樣，正向定向耦合器的散射矩陣變?yōu)椋?.1-3）同理，對于圖（6.1-1b）的反向定向耦合器，其散射矩陣為（6.1-4）式中與相位上相差900。定向耦合器的主要技術(shù)指標定向耦合器的技術(shù)指標主要有耦合系數(shù)，定向性系數(shù)和隔離度，下面以正向定向耦合器為例，分別給出它們的定義。耦合系數(shù)耦合系數(shù)定義為耦合口的耦合功率輸出與輸入口的功率輸入之比。對于圖（6.1-1a）所示的正向定向耦合器有（用分貝表示）（6.1-5）由于定向耦合器的耦合功率總是小于輸入功率，因此耦合系數(shù)的分貝數(shù)總是負值，但在習慣上，人們總是不提及負號，這是在設(shè)計定向耦合器時要注意的。定向性系數(shù)在理想情況下，定向耦合器的隔離口是沒有輸出的，但是實際上由于設(shè)計或制造等原因，隔離口是有一定的輸出的，這當然是我們在設(shè)計定向耦合器時應(yīng)盡量減小的。為了表示耦合通道的定向傳輸性能，通常將耦合口和隔離口輸出功率之比的分貝數(shù)，定義為定向性系數(shù)，對于圖（6.1-1a）所示的正向定向耦合器有（6.1-6）從定向性系數(shù)的定義可以看出，D越大，定向耦合器的反向傳輸功率越小，定向性越好。在實際應(yīng)用中，常對定向耦合器的工作頻帶內(nèi)提出一個最低定向性要求，稱為最小定向性系數(shù)Dmin。隔離度隔離度的定義為隔離口的反向耦合輸出功率與輸入口的輸入功率之比。對于圖（6.1-1a）的正向定向耦合器，有（6.1-7）可以看出，隔離度與定向性以及耦合度的關(guān)系是由于定向性和隔離度同屬描述定向耦合器的定向性能的技術(shù)指標，故通常在設(shè)計定向耦合器時，采用定向性系數(shù)，而較少采用隔離度。由于實現(xiàn)定向耦合器的微波傳輸線的不同，定向耦合器的設(shè)計和分析方法是完全不同的，對于不同結(jié)構(gòu)的定向耦合器的具體分析和設(shè)計，將在后續(xù)章節(jié)中進行講述。?！?.2平行耦合線定向耦合器圖（6.2-1）示出一個單節(jié)1/4波長平行耦合線定向耦合器，它是由一等寬的平行耦合線節(jié)構(gòu)成，線長在中心頻率上是1/4波長，線的各端口都接以匹配負載。若信號從端口1輸入，則電磁波除在1~4的主傳輸線上傳輸外，還有一部分電磁能量耦合到2~3的副傳輸線上。這種耦合是通過電場和磁場進行的，電場耦合在副傳輸線上產(chǎn)生對稱電場，磁場耦合在副傳輸線上產(chǎn)生反對稱電場，因此，在副傳輸線的端口2處兩種耦合產(chǎn)生的電場相互加強，而在端口3處兩種耦合產(chǎn)生的電場相互抵消，在理想情況下，端口2有耦合輸出，端口3無輸出，故這種定向耦合器是反向定向耦合器。用幾節(jié)這樣的1/4波長平行耦合線相級聯(lián)，就構(gòu)成多節(jié)1/4平行耦合線定向耦合器，其性能可以更好，帶寬可以更寬。圖6.2-1平行耦合線定向耦合器§6.2.1單節(jié)平行耦合線定向耦合器的分析平行耦合線定向耦合器的分析方法通常采用“偶模奇模法”。如圖（6.2-2）所示。在只有端口1激勵的情況下，可分解為兩種對稱分量來激勵，一種是在端口1和2上用兩個大小相等，相位相同的對稱電壓來激勵，稱為偶模激勵；另一種是在端口1和2上用大小相等相位相反的反對稱電壓來激勵，成為奇模激勵，如圖（6.2-2b）和（6.2-2c）所示。圖（a）示出一個對稱平行耦合線節(jié)，它的中心平面OO‘是個幾何對稱面，它們的各端口都接以匹配負載Z0。當端口1用2伏的電壓入射波來激勵時，其它各端口都匹配，故其他端口沒有入射波，只有反射波b1，b2，b3，b4。圖（b）示出在端口1和2都用1伏的電壓入射波來激勵，即偶模激勵，這時對稱面OO’是個磁壁，沒有電力線穿過它，因此耦合電容相當于開路，故可把它分為兩根單傳輸線來計算。此單傳輸線的特性阻抗就是偶模阻抗Z0e，它的電壓入射波是=1伏，電壓反射波是，電壓傳輸波是。圖（c）示出端口1用1伏的電壓入射波來激勵，端口2用伏來激勵，即奇模激勵，這時對稱面OO‘是個電壁，它的電位為零，相當于對地短路，也可以把它分成兩根單傳輸線來計算。此單傳輸線的特性阻抗就是奇模阻抗Z0o，它的電壓入射波是1伏，電壓反射波是。顯然圖（b）和（c）迭加后就是圖（a）的情況，因此有圖6.2-2平行耦合線節(jié)的偶模和奇模激勵（6.2-1）要計算圖（6.2-2b）中的和，必須首先寫出偶模單根傳輸線的[A]矩陣為然后再由此[A]矩陣的參數(shù)求得（6.2-2）要計算圖（c）的奇模單根傳輸線的和，只須把上式中的換成，即得（6.2-3）因此，圖（6.2-2a）電路的散射參數(shù)是（6.2-4）如要此定向耦合器為完全匹配和完全隔離，必須有由此得解之得（6.2-5）這就是平行耦合線定向耦合器的完全匹配和完全隔離的條件，在此條件下，（6.2-4）中各s參數(shù)可簡化為（6.2-6）在中心頻率上，此時電壓耦合系數(shù)是（6.2-7）或(6.2-8)而分貝耦合是（6.2-9）在設(shè)計平行耦合線定向耦合器時，只要給定中心頻率上的分貝耦合或電壓耦合系數(shù)，即可通過上面一系列公式計算出平行耦合線的奇模和偶模阻抗，從而再根據(jù)具體的傳輸線得出相應(yīng)的微波結(jié)構(gòu)。將式（6.2-7）代入式（6.2-6）中可得（6.2-10）由此可見，和的相位相差900，故平行耦合線定向耦合器是個全波段900定向耦合器。在中心頻率上，，，故端口2的耦合波與輸入波同相，端口4的輸出波滯后輸入波900。該定向耦合器的分貝耦合是（6.2-11）此式表明了這種定向耦合器的分貝耦合與電長度的關(guān)系，在中心頻率上，耦合最強，偏離中心頻率越遠，耦合越弱。因此在設(shè)計時，要考慮到適當?shù)挠嗔?。將中心頻率上的耦合設(shè)計在通帶內(nèi)最強的耦合上（即通帶內(nèi)分貝耦合的上限），這樣可以獲得最大的帶寬。對于弱耦合的定向耦合器，由于，于是（6.2-11）變?yōu)椋?.2-12）[例6.2-1]設(shè)計一個耦合微帶線定向耦合器,其中心頻率為3GHz，耦合為10分貝。端接負載為50歐姆.由分貝耦合求耦合微帶線的偶模和奇模阻抗，由式（6.2-9）得出2.由奇模和偶模阻抗求得耦合微帶線的結(jié)構(gòu)尺寸，以及奇模和偶模有效介電常數(shù)或有效波長，這可通過查有關(guān)耦合微帶線的設(shè)計手冊中的曲線或由相關(guān)軟件計算得出，取微帶線介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)，基片厚度為1mm，則有由于偶模和奇模有效波長不同，采用折衷的辦法，選擇耦合段的長度為可以看出，耦合微帶線的奇模和偶模有效波長是不同的，這就意味著在輸出端偶模和奇模的相移是不同的。由于這個問題的存在，將大大影響耦合微帶線定向耦合器的定向性，因此必須在設(shè)計中采取適當?shù)拇胧?，如在耦合段加介質(zhì)片覆蓋，以減少偶模和奇模的相移差?！?.3支線定向耦合器對稱支線定向耦合器是由兩根平行的主傳輸線、中間用許多分支線傳輸相耦合所構(gòu)成的，分支線的長度及其間距都是中心頻率的1/4波導波長，如圖6.3-1所示。這種定向耦合器通常都設(shè)計成對稱形式，它的左右、上下都是對稱的，它的各主支線的特性阻抗，既可各節(jié)相同，也可逐節(jié)改變；它的各分支線特性阻抗是逐節(jié)而異的，這樣，可使定向耦合器的性能調(diào)整到最佳。圖6.3-1中各主支線的導抗標以Ki，各分支線的導抗標以Hi，這些Ki和Hi，在并聯(lián)結(jié)構(gòu)中都是導納，在串聯(lián)結(jié)構(gòu)中都是阻抗，故名曰導抗。這種定向耦合器可以用矩形波導、同軸線、帶狀線或微帶線來實現(xiàn)。根據(jù)不同的傳輸線結(jié)構(gòu)，分支線定向耦合器可采用串聯(lián)或并聯(lián)結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)，下面的討論將以并聯(lián)結(jié)構(gòu)為主，而對于串聯(lián)結(jié)構(gòu)，可用對偶定理直接從并聯(lián)結(jié)構(gòu)的結(jié)論導出。由于篇幅的限制，這里只討論單節(jié)支線定向耦合器的設(shè)計，多節(jié)支線定向耦合器的設(shè)計，可參考有關(guān)設(shè)計手冊。圖6.3-1支線定向耦合器圖6.3-2示出一單節(jié)支線定向耦合器。當電磁波由端口1輸入時，在端口3上由兩個分支線耦合過來的波，同相相加；而在端口2上的由兩個分支線耦合過來的波，反向相消，故端口3和端口4有耦合輸出，端口2沒有輸出。因此這種定向耦合器是個同向定向耦合器，兩個輸出端口相位相差900。圖6.3-2單節(jié)支線定向耦合器在圖6.3-2的定向耦合器中，由于該結(jié)構(gòu)以其中心平面為對稱，故可以用偶模奇模法來分析，圖6.3-3示出偶模和奇模激勵時的等效電路。在偶模激勵時，對稱面是個磁壁，各分支線在其中點開路，因而可取其一半來計算，在中心頻率上，半截分支線的電長度是，它對主支線的輸入導納為，如圖6.3-3a所示。在奇模激勵時，對稱面是個電壁，各分支線在其中點短路，因而也可取其一半來計算，在中心頻率上，半截短路分支線的電長度是，它對主支線的輸入導納為，如圖6.3-3b所示。對于偶模激勵的等效電路，其[A]矩陣是圖6.3-3偶模和奇模激勵的等效電路由此求得偶模反射系數(shù)和傳輸系數(shù)是（6.3-1）對于奇模激勵的等效電路，它與偶模電路結(jié)構(gòu)相同，只是變換為，故將（6.3-1）式的變換為，即可得到奇模反射系數(shù)和傳輸系數(shù)的表達式是（6.3-2）由此，在端口1用1伏電壓入射波的激勵下，各端口的輸出電壓反射波是（6.3-3）(6.3-4)(6.3-5)(6.3-6)欲使該定向耦合器為完全匹配和完全隔離，必須，因此得出或（6.3-7）這就是單節(jié)支線定向耦合器在中心頻率上的完全匹配和完全隔離的條件。在此條件下，端口3和端口4的輸出是（6.3-8）由此可見，端口3和端口4的輸出相位相差900，端口4落后于端口3，是為900定向耦合器。如果此定向耦合器是個3分貝定向耦合器，則必須有，于是得出（6.3-9）在50歐姆系統(tǒng)中，主支線的特性阻抗為歐姆，分支線的特性阻抗為50歐姆?！?.4混合電橋混合電橋在微波平衡混頻器、平衡放大器中常常用來完成平衡和不平衡輸入和輸出，通過不同的輸入和輸出口之間的相位關(guān)系來實現(xiàn)一些特定的功能?；旌想姌蛴懈鞣N不同的結(jié)構(gòu)，分析方法也不相同，但都可以用一個功率等分，輸出滿足一定相位關(guān)系的四端口網(wǎng)絡(luò)來表示。下面我們先分析其一般的特性，然后對常用的波導魔T波導裂縫電橋和環(huán)行電橋分別進行介紹。§6.4.1混合電橋的基本概念微波混合電橋是個四端口網(wǎng)絡(luò)，它的特性是其中有兩個端口互相隔離，另兩個端口等功率輸出，可以用作等功率分配器，如圖（6.4-1）所示。例如，當信號從端口1輸入時，端口2沒有輸出（隔離），端口3和端口4等功率輸出，兩輸出信號的相位差，可以是900，也可以是0O或180O。圖6.4-1四端口網(wǎng)絡(luò)這種混合電橋的主要電性能指標是：（1）功率平衡度即兩個輸出端口的輸出功率之比的分貝數(shù)。理想的混合電橋的平衡度應(yīng)當是零分貝（兩者功率相等），但實際上應(yīng)用中兩者功率輸出總是有些偏差，因此平衡度是個較小的分貝數(shù)，通常小于0.1~0.5分貝。（2）隔離度定義為兩個隔離端口間輸入功率與輸出功率之比的分貝數(shù)。在理想情況下，隔離端沒有輸出，因而隔離度為無窮大。但在實際應(yīng)用中，隔離端口總是有一點輸出的，故隔離度不是無窮大，而是一個較大的分貝數(shù)，例如為20分貝，30分貝或更大。（3）輸入電壓駐波比即其它各端口接匹配負載時，從輸入端測得的電壓駐波比。（4）工作頻帶或帶寬即在滿足一定技術(shù)指標下的帶寬。微波混合電橋的結(jié)構(gòu)有各種各樣，它們的原理和分析方法也不盡相同，但從網(wǎng)絡(luò)理論來分析，可以得到它們的共同特性。按照微波網(wǎng)絡(luò)理論，一個互易、無耗、完全匹配的四端口網(wǎng)絡(luò)，其散射矩陣是（6.4-1）以及如果網(wǎng)絡(luò)對圖（6.4-1）的和兩平面都是對稱的，則，，于是該四端口網(wǎng)絡(luò)是個定向耦合器，并且有（6.4-2）其中s12，s13，s14必定有一個為零。設(shè)，并考慮到等功率輸出時,于是上式變?yōu)橛纱说贸隽?，，則有這樣的四端口網(wǎng)絡(luò)就是理想的90O、3分貝混合電橋，其散射矩陣是（6.4-3）此式表明，在此四端口網(wǎng)絡(luò)中，若信號從端口1輸入，則端口2沒有輸出，端口3和端口4的輸出大小相等，相位相差90O。若信號從端口2輸入，則端口1沒有輸出，端口3和端口4的輸出大小相等，相位相差90O。若信號從端口3輸入，則端口4沒有輸出，端口1和端口2的輸出大小相等，相位相差90O。若信號從端口4輸入，則端口3沒有輸出，端口1和端口2的輸出大小相等，相位相差90O。如果網(wǎng)絡(luò)對圖（6.4-1）的平面是對稱的，對平面是反對稱的，則有，，于是式（6.4-1）變?yōu)椋?.4-4）再由其么正性得出（6.4-5）要想上式成立，s13或s14必須為零。要想等功率輸出，兩個不等于零的元素之值必須相等。設(shè)，，則上式變?yōu)榻獯说贸觯虼嗽撍亩丝诰W(wǎng)絡(luò)的散射矩陣是（6.4-6）此式表明，在此四端口網(wǎng)絡(luò)中，若信號從端口1輸入，則端口3無輸出，端口2和端口4的輸出大小相等，相位相同，是為0O混合電橋。若信號從端口2輸入，則端口4無輸出，端口1和端口3的輸出大小相等，相位相同，也是0O混合電橋。若信號從端口3輸入，則端口1無輸出，端口2和端口4的輸出大小相等，相位相反，是為180O混合電橋。若信號從端口4輸入，則端口2無輸出，端口1和端口3的輸出大小相等，相位相反，也是180O混合電橋?！?.4.2魔T和折疊雙T接頭圖（6.4-2）示出矩形波導雙T接頭的結(jié)構(gòu)，從結(jié)構(gòu)來看，它是E—T接頭和H—T接頭的直通波導互相重合的結(jié)果。因此它兼有 E—T接頭和H—T接頭的特性。雙T接頭是個互易的和無耗的四端口網(wǎng)絡(luò)，它以P平面對稱。當電磁波從端口1輸入時，端口2和端口4對稱輸出，端口3隔離；當電磁波從端口3輸入時，端口2和端口4反對稱輸出，端口1隔離，因此它是個0O或180O混合電橋。在理想情況下，它的散射矩陣是（6.4-7）圖6.4-2波導雙T接頭在實際情況下，由于接頭不連續(xù)性的影響，各端口不能完全匹配，必須加入適當?shù)恼{(diào)配元件，消除各端口不連續(xù)性的反射，以達到完全匹配。這種匹配雙T接頭通常稱為魔T接頭，簡稱為魔T，可用作0O或180O混合接頭。圖6.4-3波導折疊雙T把雙T接頭的兩個平分臂（2和4）沿H面折疊起來，并加入適當?shù)钠ヅ湓?，就?gòu)成H面折疊雙T接頭，如圖（6.4-3a）所示；把雙T接頭的兩個平分臂沿E面折疊起來，并加入適當?shù)钠ヅ湓蜆?gòu)成E面折疊雙T，如圖（6.4-3b）所示。它們都可以作為0O或180O混合電橋。圖6.4-4示出了加匹配元件的魔T。關(guān)于魔T和折疊雙T的匹配設(shè)計涉及到復(fù)雜的電磁計算，可查閱相關(guān)的設(shè)計文獻并通過電磁仿真設(shè)計來完成。圖6.4-4魔T及其匹配結(jié)構(gòu)§6.4.3矩形波導裂縫電橋在兩根平行矩形波導的公共窄壁上，開一長裂縫進行耦合，即可構(gòu)成900、3分貝電橋（或曰混合電橋），稱為波導裂縫電橋，如圖（6.4-5）所示。圖（a）的結(jié)構(gòu)是個理想結(jié)構(gòu)，為了改進其電性能，通常還在裂縫中插入容性調(diào)配螺釘，或?qū)ΨQ放置兩個感性調(diào)配螺釘；同時為了限制高次模和減小反射，往往還將裂縫相對應(yīng)的波導變窄，如圖（b）所示。下面分別說明這種電橋的工作原理和簡單設(shè)計方法。圖6.4-5波導裂縫電橋一工作原理我們采用圖（6.4-5a）的理想電路來說明波導裂縫電橋的工作原理。當TE10模電磁波從端口1射入時，電磁能量的一部分傳輸?shù)蕉丝?輸出，另一部分經(jīng)裂縫耦合傳輸?shù)蕉丝?輸出，而端口2沒有輸出，圖（6.4-6a）表示出這種情況。由于端口1輸入的TE10模的電場E1，可分解為一個偶模波和奇模波，兩者的振幅都是E1/2，如圖（6.4-6b）所示。因此我們可以認為，在裂縫電橋的端口1和端口2上采用了偶模和奇模兩種激勵，而合成電場仍然是端口1的電場為E1，端口2的電場為零。對于偶模激勵，小波導中傳輸?shù)氖荰E10模，大波導（裂縫耦合區(qū)間的波導）中傳輸?shù)囊彩荰E10模（見圖（6.4-6c）），但兩者的截止波長不同，波導波長和相速也不同。大波導中TE10模的波導波長是（6.4-8）相移常數(shù)是圖6.4-6波導裂縫電橋的工作原理（6.4-9）對于奇模激勵，小波導傳輸?shù)氖荰E10模，而大波導傳輸?shù)氖荰E20-模（見圖6.4-6c），它們的波導波長是（6.4-10）相移常數(shù)是（6.4-11）設(shè)裂縫耦合區(qū)的長度為，則經(jīng)過耦合區(qū)后，TE10偶模波滯后的相位為，TE20奇模波滯后的相位為，兩個波之間的相位差是（6.4-12）現(xiàn)在設(shè)參考面T1上偶模波和奇模波的相位都是零，則傳輸?shù)絽⒖济鎀2上，偶模波的相位為，奇模波的相位為，振幅大小不變。于是端口4處的的偶模波電場是奇模波電場是合成波電場是（6.4-13）同樣，端口3處的偶模波電場是奇模波電場是合成波電場是（6.4-14）由式（6.4-13）和式（6.4-14）得出（6.4-15）由此可見,波導裂縫電橋的兩個輸出的相位相差900，振幅之比為。對于3分貝電橋，可令，于是得出或（6.4-16）綜合以上討論可知，當兩根平行矩形波導的公共窄壁上裂縫的長度滿足式（6.4-16）時，該結(jié)構(gòu)就是一個900，3分貝電橋，稱為波導裂縫電橋。這種裂縫電橋的端口1輸入時，端口2沒有輸出，端口3和端口4的輸出大小相等，相位相差900，端口3落后于端口4。它的散射矩陣是（6.4-17）二、尺寸設(shè)計在實際應(yīng)用中，圖（6.4-5）的理想波導裂縫電橋的性能由于受高次模和不連續(xù)性的影響，其性能并不理想，為了抑制高次模的影響，裂縫耦合區(qū)的大波導要變窄一些；為了消除隔板所帶來的不連續(xù)性電抗的影響，還需要加上容性調(diào)諧螺釘或感性調(diào)配銷釘。下面就分別對它們的設(shè)計過程進行簡單的介紹。1．耦合區(qū)波導寬邊的確定因為在耦合區(qū)的大波導中只允許TE10和TE20模傳輸，不允許其它高次模出現(xiàn)，所以大波導寬邊必須滿足條件：（6.4-18）為了獲得較寬的帶寬，根據(jù)經(jīng)驗，一般?。?.4-19）如果考慮到波導公共窄壁的寬度t，則可適當予以修正，而?。?.4-20）2．隔板不連續(xù)性的修正隔板不連續(xù)性的存在不但會產(chǎn)生反射，同時會影響波的相移，從而使裂縫電橋的性能變壞，因此需要用電感銷釘或電容螺釘來進行調(diào)諧，以抵消隔板不連續(xù)性的影響。這可以參考有關(guān)設(shè)計手冊或通過電磁仿真來完成?！?.4.4環(huán)行電橋環(huán)行電橋也是微波系統(tǒng)中常用的混合電橋之一，它常常用來作為3分貝功率分配器或在平衡混頻器中作為00或1800混合電路，它可以由波導、同軸線、帶狀線和微帶線構(gòu)成，最常見的是采用微帶結(jié)構(gòu)的環(huán)行電橋，如圖（6.4-7）所示。通常環(huán)的特性阻抗為Zr，四個端口的特性阻抗為Z0，端口2到端口3之間的長度為中心頻率上的3/4波導波長，端口2到1，1到4，4到3之間的長度為1/4波長。當電磁波從端口1輸入時，端口3沒有輸出，端口2和端口4同相輸出；當電磁波從端口2輸入時，端口4沒有輸出，端口1和3反相輸出。圖6.4-7環(huán)行電橋環(huán)行電橋的特性可以用偶模和奇模法來進行分析。在圖（6.4-8a）中，中心平面OO’是個對稱面，可以由此把環(huán)行電橋分成兩半。對于偶模激勵，對稱面OO’是個磁壁，電橋該處相當于開路，于是可以把電橋分成完全相同的兩半，取其中一半來分析。對于奇模激勵OO’平面是個電壁，電橋該處相當于短路，于是也可以把電橋分成相同的兩半（激勵相反），取其中的一半來分析。圖（6.4-8b）是偶模激勵時，取其中一半的等效電路，在中心頻率上，其[A]矩陣為由此求得偶模反射系數(shù)和傳輸系數(shù)為（6.4-21）圖6.4-8環(huán)行電橋的偶模和奇模等效電路（6.4-22）圖（6.4-8c）是奇模激勵，取一半的等效電路，在中心頻率上其[A]矩陣是由此求得奇模反射系數(shù)和傳輸系數(shù)為（6.4-23）（6.4-24）于是在圖（6.4-8a）的環(huán)行電橋中，當各端口接上匹配負載Z0，并在端口1以1伏入射波電壓激勵時，各端口上的輸出電壓是（6.4-25）若要此環(huán)行電橋在中心頻率上完全匹配，則須，于是有（6.4-26）這時式（6.4-25）化為（6.4-27）由此可見，這個環(huán)行電橋在中心頻率上是完全匹配和完全隔離的，兩個輸出端2和4的輸出，大小相等，相位相同，是個00混合電路。在實際應(yīng)用中，由于接頭不連續(xù)性的影響，必須進行修正，才能保證良好的性能。此外，這種環(huán)行電橋的工作頻帶不是太寬的，偏離中心頻率后，兩個輸出的平衡度和相位差都要發(fā)生變化，隔離度也要變壞。在微帶型環(huán)行電橋中，為加寬頻帶，常把3/4波長段用個短路式平行耦合線節(jié)