第3章 微波混頻器

第3章微波混頻器3.1微波混頻器的工作原理3.2微波混頻器的小信號傳輸特性——變頻損耗3.3混頻器的噪聲系數及其他電氣指標3.4微波混頻器電路3.5微波MESFET混頻器3.6微波混頻器新技術習題

微波混頻器是通信、雷達、電子對抗等系統的微波接收機以及很多微波測量設備所不可缺少的組成部分。它將微弱的微波信號和本地振蕩信號同時加到非線性元件上，變換為頻率較低的中頻信號，進一步進行放大、解調和信號處理。圖3-1是微波混頻器的原理圖，對它的基本要求是小變頻損耗和低噪聲系數。圖3-1微波混頻器的原理框圖

目前微波混頻器主要采用的是金屬-半導體構成的肖特基勢壘二極管作為非線性器件。雖然二極管混頻有變頻損耗，但其噪聲小、頻帶寬(可選多倍頻程)、工作穩(wěn)定、結構簡單，方便用于微波集成電路。近年來，由于微波單片集成電路的發(fā)展，GaAs肖特基勢壘柵場效應管及雙柵MESFET混頻器的研制成功，使混頻器電路得到新的發(fā)展。目前，結合低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器等單元的集成接收組件已經廣泛被使用于各種微波系統。

本章將介紹微波混頻器的工作原理、性能指標以及有關微波混頻的一些新技術。

2.4微波二極管

微波二極管包括肖特基勢壘二極管、變容二極管、PIN二極管、體效應二極管、雪崩二極管等，主要用于變頻、開關和振蕩器。根據使用情況，這類器件又稱為微波無源器件。本節(jié)按照二極管的結構、等效電路、伏安特性和特性參量等內容介紹各種微波二極管。

2.4.1肖特基勢壘二極管

利用金屬與半導體接觸形成肖特基勢壘構成的微波二極管稱為肖特基勢壘二極管。這種器件對外主要呈現非線性電阻特性，是構成微波混頻器、檢波器和微波開關等的核心元件。

1.結構

肖特基勢壘二極管有兩種管芯結構：點接觸型和面結合型，如圖2-28所示。點接觸型管芯用一根金屬絲壓接在N型半導體外延層表面上形成金半接觸。面結合型管芯先要在N型半導體外延層表面上生成二氧化硅(SiO2)保護層，再用光刻的辦法腐蝕出一個小孔，暴露出N型半導體外延層表面，淀積一層金屬膜(一般采用金屬鉬或鈦，稱為勢壘金屬)形成金半接觸，再蒸鍍或電鍍一層金屬(金、銀等)構成電極。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型肖特基二極管是以其發(fā)明人肖特基博士(Schottky)命名的，SBD是肖特基勢壘二極管(SchottkyBarrierDiode,縮寫成SBD)的簡稱。SBD不是利用P型半導體與N型半導體接觸形成PN結原理制作的，而是利用金屬與半導體接觸形成的金屬-半導體結原理制作的。因此，SBD也稱為金屬-半導體(接觸)二極管或表面勢壘二極管，它是一種熱載流子二極管。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型原理---肖特基二極管是貴金屬(金、銀、鋁、鉑等)A為正極，以N型半導體B為負極，利用二者接觸面上形成的勢壘具有整流特性而制成的金屬-半導體器件。因為N型半導體中存在著大量的電子，貴金屬中僅有極少量的自由電子，所以電子便從濃度高的B中向濃度低的A中擴散。顯然，金屬A中沒有空穴，也就不存在空穴自A向B的擴散運動。隨著電子不斷從B擴散到A，B表面電子濃度逐漸降低，表面電中性被破壞，于是就形成勢壘，其電場方向為B→A。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型原理---但在該電場作用之下，A中的電子也會產生從A→B的漂移運動，從而消弱了由于擴散運動而形成的電場。當建立起一定寬度的空間電荷區(qū)后，電場引起的電子漂移運動和濃度不同引起的電子擴散運動達到相對的平衡，便形成了肖特基勢壘。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型原理---典型的肖特基整流管的內部電路結構是以N型半導體為基片，在上面形成用砷作摻雜劑的N-外延層。陽極使用鉬或鋁等材料制成阻檔層。用二氧化硅(SiO2)來消除邊緣區(qū)域的電場，提高管子的耐壓值。N型基片具有很小的通態(tài)電阻，其摻雜濃度較H-層要高100%倍。在基片下邊形成N+陰極層，其作用是減小陰極的接觸電阻。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型原理---通過調整結構參數，N型基片和陽極金屬之間便形成肖特基勢壘，如圖所示。當在肖特基勢壘兩端加上正向偏壓(陽極金屬接電源正極，N型基片接電源負極)時，肖特基勢壘層變窄，其內阻變小;反之，若在肖特基勢壘兩端加上反向偏壓時，肖特基勢壘層則變寬，其內阻變大。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型原理---綜上所述，肖特基整流管的結構原理與PN結整流管有很大的區(qū)別通常將PN結整流管稱作結整流管，而把金屬-半導管整流管叫作肖特基整流管，采用硅平面工藝制造的鋁硅肖特基二極管也已問世，這不僅可節(jié)省貴金屬，大幅度降低成本，還改善了參數的一致性。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型特點---1)由于肖特基勢壘高度低于PN結勢壘高度，故其正向導通門限電壓和正向壓降都比PN結二極管低(約低0.2V)。2)由于SBD是一種多數載流子導電器件，不存在少數載流子壽命和反向恢復問題。SBD的反向恢復時間只是肖特基勢壘電容的充、放電時間，完全不同于PN結二極管的反向恢復時間。由于SBD的反向恢復電荷非常少，故開關速度非?？?，開關損耗也特別小，尤其適合于高頻應用。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型特點---但是，由于SBD的反向勢壘較薄，并且在其表面極易發(fā)生擊穿，所以反向擊穿電壓比較低。由于SBD比PN結二極管更容易受熱擊穿，反向漏電流比PN結二極管大。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型作用---肖特基二極管肖特基(Schottky)二極管，又稱肖特基勢壘二極管(簡稱SBD)，它屬一種低功耗、超高速半導體器件。最顯著的特點為反向恢復時間極短(可以小到幾納秒)，正向導通壓降僅0.4V左右。其多用作高頻、低壓、大電流整流二極管、續(xù)流二極管、保護二極管，也有用在微波通信等電路中作整流二極管、小信號檢波二極管使用。在通信電源、變頻器等中比較常見。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型作用---一個典型的應用，是在雙極型晶體管BJT的開關電路里面，通過在BJT上連接Shockley二極管來箝位，使得晶體管在導通狀態(tài)時其實處于很接近截止狀態(tài)，從而提高晶體管的開關速度。這種方法是74LS，74ALS，74AS等典型數字IC的TTL內部電路中使用的技術。

圖2-28兩種肖特基勢壘二極管結構(a)點接觸型；(b)面結合型作用---肖特基(Schottky)二極管的最大特點是正向壓降VF

比較小。在同樣電流的情況下，它的正向壓降要小許多。另外它的恢復時間短。它也有一些缺點:耐壓比較低，漏電流稍大些。選用時要全面考慮。兩種管芯結構的半導體一側都采用重摻雜N+層作襯底，并在其上形成歐姆接觸的電極。

面結合型管性能要優(yōu)于點接觸管，主要原因在于：

(1)點接觸管表面不易清潔，針點壓力會造成半導體表面畸變，其接觸勢壘不是理想的肖特基勢壘，受到機械震動時還會產生顫抖噪聲。面結合型管金半接觸界面比較平整，不暴露而較易清潔，其接觸勢壘幾乎是理想的肖特基勢壘。(2)不同的點接觸管在生產時壓接壓力不同，使得肖特基結的直徑不同，因此性能一致性差，可靠性也差。面結合型管采用平面工藝，因此性能穩(wěn)定，一致性好，不易損壞。

圖2-29給出一種面結合型二極管的結構圖和等效電路，從中可以看出各部分的結構尺寸量級。通常，這種管芯要進行封裝才能方便地使用。肖特基勢壘二極管的典型封裝結構可采用“炮彈”式、微帶式、SOT貼片式等，如圖2-30所示。

肖特基勢壘二極管還有其他一些變形：將點接觸和平面工藝優(yōu)點結合起來的觸須式肖特基勢壘二極管，取消管殼、靠加厚的引線來支撐的梁式引線肖特基勢壘二極管等。圖2-29面結合型二極管結構和等效電路圖2-30肖特基二極管的基本封裝結構(a)“炮彈”式封裝；(b)微帶封裝；(c)SOT貼片封裝2.等效電路

考慮封裝對管芯參數造成的影響，肖特基二極管的等效電路如圖2-31所示。不同材料和結構的肖特基二極管電路形式一樣，元件的具體參數不同。圖中虛線框部分表示管芯，其余為封裝寄生元件。關鍵元件的名稱和意義如下：

Rj為二極管的非線性結電阻，是阻性二極管的核心等效元件。Rj隨外加偏壓而改變，正向時約為幾歐姆，反向時可達MΩ量級。

Cj為二極管的非線性結電容，就是金半結的勢壘電容Ct，其表達式為式(2-31)。Cj隨二極管的工作狀態(tài)而變，電容量在百分之幾皮法到一皮法之間。圖2-31肖特基勢壘二極管等效電路

Rs為半導體的體電阻，又叫串聯電阻。點接觸型二極管的Rs值為十歐姆到幾十歐姆，而面結合型二極管的Rs值約為幾歐姆。

Ls為引線電感，為一至幾納亨。Cp為管殼電容，約為幾分之一皮法。

肖特基二極管作為非線性電阻應用時，除結電阻Rj之外，其他都是寄生參量，會對電路的性能造成影響，應盡量減小它們本身的值，或在微波電路設計時，充分考慮這些寄生參量的影響。

3.伏安特性

一般地，肖特基勢壘二極管的伏安特性可表示為

式中：。與理想金半接觸伏安特性公式(2-29)相比較，式(2-39)多了一個修正因子n。對于理想的肖特基勢壘，n=1；當勢壘不理想時，n>1，且點接觸型二極管n>1.4，面結合型二極管n≈1.05～1.1。圖2-32是肖特基勢壘二極管的伏安特性曲線。圖2-32肖特基勢壘二極管的伏安特性曲線

3.1微波混頻器的工作原理

通常，微波混頻器是一種非線性電阻頻率變換電路。微波混頻器的核心元件是肖特基勢壘二極管。常見的微波混頻器基本電路有三種類型：單端混頻器使用一個混頻二極管，是最簡單的微波混頻器；單平衡混頻器使用兩個混頻二極管；雙平衡混頻器采用四個混頻二極管。本節(jié)將以元件的特性為基礎，分析非線性電阻微波混頻器的工作原理及性能指標，包括電路時-頻域關系、功率關系、變頻損耗、噪聲特性，并給出各種微波混頻器的電路實現等。3.1.1本振激勵特性——混頻器的大信號參量

如圖3-2所示，在混頻二極管上加大信號本振功率和直流偏置(或零偏壓)時，流過混頻二極管的電流由二極管的伏安特性來決定。加在二極管上的電壓是直流偏置與本振信號之和，二極管的伏安特性近似為指數函數，即

則流過二極管的大信號電流為(3-1)(3-2)圖3-2混頻二極管加直流偏壓和本振功率時的原理圖圖3-2

Tina仿真顯然，流過二極管的大信號電流是本振功率ωL的周期性函數，可用傅里葉級數表示為

式中：直流分量

n次諧波電流幅值

本振基波電流幅值(3-3)

當αUL足夠大時，有

故直流分量和本振基波電流幅值為

即 IL1≈2I0

(3-4)則所需的本振激勵功率為

混頻器對本振呈現的電導為

可見，當UL一定時，GL值隨直流電流的增大而增大，因而可以借助于調整E0來調節(jié)I0，從而改變GL使本振口達到匹配。在實際工作中，因為微波波段很難測量UL，所以通常由測量PL和I0來測定UL和GL。(3-5)(3-6)

當混頻二極管上只加直流偏壓E0和本振功率時，混頻二極管呈現的電導為

式(3-7)說明當本振電壓隨時間作周期性變化時，瞬時電導g(t)也隨時間作周期性變化，故稱為時變電導；(3-7)同樣g(t)也可以展成傅里葉級數：(3-8)式中：g0稱為二極管的平均混頻電導，gn是對應本振n次諧波的混頻電導。

3.1.2非線性電阻的混頻原理

二極管混頻器的原理等效電路如圖3-3所示，在肖特基勢壘二極管上加有較小的直流偏壓(或零偏壓)、大信號本振功率(1mW以上)及接收到的微弱信號(微瓦(μW)量級以下)。

假設本振與信號分別表示為

uL(t)=ULcosωLt

uS(t)=UScosωSt

圖3-3二極管混頻器原理圖圖3-3

Tina仿真

由于UL>>US，可以認為二極管的工作點隨本振電壓變化，認為接收到的信號是一個微小電壓增量，因此將回路電流在各個工作點展開為泰勒級數。為了討論方便，將ZL、ZL0、ZS短路，這時流過二極管的瞬時電流值為(3-9)展開式中的第一項為本振激勵下的流過二極管的大信號電流，它包含直流和本振基波其諧波項。

展開式中的其他各項為二極管中的小信號成分，當uS很小時，可僅取第二項。由式(3-9)可知，f′(E0+ULcosωLt)是在本振激勵下二極管所呈現的時變電導g(t)。

由式(3-7)～式(3-9)可知，二極管中的小信號成分近似為(3-10)

混頻器電流的主要頻譜如圖3-4所示，并用虛線畫出了混頻電流中的大信號成分，即直流、本振基波及本振各次諧波。圖3-4混頻器電流的主要頻譜(設ω0=ωS－ωL)

從上分析可見：

(1)在混頻器中產生了無數的組合頻率分量，若負載ZL采用中頻帶通濾波器，就可以取出所需的中頻分量而將其他組合頻率濾掉。

(2)從式(3-10)可得中頻分量振幅為

I0=g1US

中頻電流振幅與輸入信號振幅US成比例，即在小信號時，混頻輸入端與輸出端的分量振幅之間具有線性關系。

(3)混頻過程中，本振是強信號，它產生了無數的諧波，但其諧波功率大約隨1/n2變化(n為諧波次數)，因此混頻電流的組合分量強度隨n的增加而很快地減少。通常只有當本振基波ωL和2次諧波2ωL分量足夠大時，才會對變頻效率的影響較大。因此，我們只討論幾個特殊的頻率分量：信號頻率與本振頻率產生的

和頻ω+=ωL+ωS、

差頻ω0=ωS－ωL(當ωS>ωL時)或ω0=ωL－ωS(當ωL>ωS時)，

ωS與2ωL產生的鏡像頻率ωi=2ωL－ωS=ωL－ω0分量。由圖3-4可以看出，ωi是信號相對于本振基頻ωL的“鏡像”，故稱之為鏡頻，其幅度由g2US決定。ωi中包含部分有用信號功率，如果在輸入電路中將其反射回二極管并重新與本振混頻，即可再次產生中頻ωL－ωi=ω0。當相位選擇合適時，就能“回收”信號能量，以減小變頻損耗。這是后面要討論的“鏡頻回收問題”。以上是假設接收信號較弱情況下的小信號分析，并設本振與信號初相位均為零。實際中二者之間有相位差，而且信號可能較強，如雷達近距離目標的反射信號、附近電臺的干擾信號等，在這種情況下，就不能將U2S以上的高次項忽略了。此時混頻電流的頻譜分量大為增加。下面定性分析信號較強情況下的電流頻譜。

為了簡便起見，用指數形式表達g(t)函數。根據式(3-8)，考慮初相位φL和φS，則有(3-11)用指數形式可表示為

式中：。如果定義gn＝g－n，則，并且y0＝g0。

同樣，信號電壓可以表示為(3-12)當US較大，不能忽略U2S以上各項時，則式(3-9)最終可寫為

式中：是每個nωL+mωS頻率分量的復振幅。因為i(t)是時間的實函數，所以有(3-13)(3-14)從式(3-14)中可得到實數中頻電流為

。

可見，當信號較強時，混頻電流i(t)中包括信號(ωS)和本振(ωL)所有可能的各次諧波組合，它比小信號時的組合分量豐富得多，從而消耗更多的信號功率，使變頻損耗增加，并產生各種變頻干擾和失真。因此，在設計混頻電路時，應考慮如何抑制部分組合頻率成分，以改善混頻器的性能。3.1.3混頻器等效網絡

上面求混頻產生的小信號電流i(t)時，僅計算了接收信號vS(t)和本振的所謂“一次混頻”，而未考慮混頻產物的反作用。在實際工作中，至少要考慮中頻ω0和鏡頻ωi的反作用，實際的混頻器電路可以等效為圖3-5所示的簡化電路。

加在二極管上的電壓為

本振電壓：uL(t)=ULcosωLt

信號電壓：uS(t)=USsinωSt

中頻電壓：u0(t)=－U0sinω0t

鏡頻電壓：ui(t)=－Uisinωit

圖3-5加在混頻二極管上的電壓

其中：u0(t)和ui(t)取負號是因為混頻電流i在中頻電阻R0和鏡頻電阻Ri上產生的電壓降反向加到二極管上。在這些電壓中，本振是大信號，其余幅值都很小，本振和直流偏壓決定二極管的工作點，混頻器的工作狀態(tài)可看成是大信號uL上疊加了小信號uS、u0和ui。這時流過二極管的電流為

i=f(E0+uL+uS+u0+ui)

=f(E0+uL+Δu)

式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信號電流為iD小=f′(E0+uL)Δu=g(t)·Δu

=(g0+2g1cosωLt+2g2cos2ωLt+…)×(USsinωSt－U0sinω0t－Uisinωit)

=g0USsinωSt－g0U0sinω0t－g0Uisinωit

+g1USsin(ωL+ωS)t+g1USsin(ωS－ωL)t

－g1U0sin(ωL+ω0)t+g1U0sin(ωL－ω0)t

+g1Uisin(ωL－ωi)t－g1Uisin(ωL+ωi)t

+g2USsin(2ωL+ωS)t－g2USsin(2ωL－ωS)t

－g2U0sin(2ωL+ω0)t+g2U0sin(2ωL－ω0)t

－g2Uisin(2ωL+ωi)t+g2Uisin(2ωL－ωi)t

(3-15)從式(3-15)中取出信頻、中頻和鏡頻電流，它們的幅值分別為

IS=g0US－g1U0+g2Ui

I0=g1US－g0U0+g1Ui

Ii=－g2US+g1U0－g0Ui

式(3-16)是一個三端口網絡的線性方程組。三個端口分別為信號端、中頻端和鏡頻端。由此畫出的混頻器的等效電路如圖3-6(a)所示。(3-16)圖3-6混頻器的等效電路(a)等效電路；(b)三端口網絡如果將電導數值用網絡［g］表示，則圖3-6(a)可畫成圖3-6(b)所示的三端口網絡形式，同時還可將式(3-16)寫成矩陣形式:

或寫為

［I］=［g］［U］(3-18)(3-17)式中：［g］稱為混頻器的導納矩陣，它是研究混頻器電路的重要參數。以上過程將含有非線性元件(混頻二極管)的單端口網絡表示為一個三端口的線性網絡。該網絡既反映了混頻器的非線性頻率變換作用，又給出了頻率變換后各小信號成分的幅度之間的線性關系。網絡的導納矩陣［g］僅由二極管的特性和二極管的大信號激勵條件所決定，而與小信號成分的幅度大小無關。

最后必須指出，以上僅是由混頻器核心部分g(t)所建立的小信號網絡方程，忽略了非線性電容Cj(t)的變頻效應，所以不夠完善，但它不影響對混頻器的基本分析，嚴格的理論分析這里不再討論。 3.2微波混頻器的小信號傳輸特性

——變頻損耗

微波混頻器的作用是將微波信號轉換為中頻信號，頻率變換后的能量損耗即為變頻損耗。微波混頻器的小信號傳輸特性的研究任務包括：

(1)輸入信號功率經過混頻器后有多少功率轉換成中頻信號功率，即變頻損耗。

(2)當混頻器的源電導Gg和輸出電導G0為何值時，變頻損耗最小。

變頻損耗定義為微波信號資用功率Psa與輸出中頻資用功率Poa之比，常用分貝表示，即

變頻損耗主要包括以下三部分：

(1)由寄生頻率產生的凈變頻損耗L0。

(2)由混頻二極管寄生參量引起的結損耗Lj。

(3)混頻器輸入/輸出端的失配損耗La。(3-19)3.2.1凈變頻損耗

在混頻過程中產生的寄生頻率都含有一部分信號功率，如果它們消耗在電阻上，就會造成損耗，這些損耗稱為凈變頻損耗。計算凈變頻損耗時，認為混頻器輸入、輸出端口均已匹配，且將二極管只看做是一個受本振電壓控制的時變電導g(t)。

混頻器的等效電路是一個三端口網絡，凈變頻損耗不但與二極管的特性有關，還與各端口的負載阻抗有關。實際應用中，最關心的是鏡像短路、鏡像匹配和鏡像開路這三種混頻器的凈變頻損耗。為普遍起見，首先討論鏡像端口負載電導Gi為任意值時的凈變頻損耗，然后再討論三種主要混頻器的凈變頻損耗。

1.Gi為任意值時的凈變頻損耗

混頻器的等效電路如圖3-6(b)所示，根據網絡方程式(3-16)，由鏡像端口得

Ii=GiUi

(3-20)

對式(3-16)和式(3-20)聯立求解，得

IS=m11US+m12U0

I0=m21US+m22U0

用矩陣表示為(3-21)(3-22)式中：

于是把三端口網絡簡化成二端口網絡，如圖3-7所示。網絡參數與鏡像端口的負載電導Gi有關。(3-23)圖3-7鏡像電導G為任意值時的混頻器等效電路為計算凈變頻損耗，首先應求出信號源的資用功率和混頻器輸出的中頻資用功率，然后求兩者之比。

信號源的資用功率(Gin=Gg時)為

式中：IA是信號的電流幅值。為求得混頻器輸出的中頻資用功率，在中頻端口使用戴維南定理，把輸出端口以左的電流等效成一個新的恒流源，如圖3-8所示。(3-24)圖3-8中頻輸出端等效電路圖3-8中，Ie是恒流源電流，即輸出端短路電流的幅值；G0是恒流源的內電導，即獲取的中頻輸出電導。當中頻端口短路時，Ie=I0，混頻器的外部方程為

IS=IA－USGg

U0=0

將式(3-25)和式(3-23)聯立求解，得(3-25)(3-26)混頻器的中頻輸出電導G0是輸入端恒流源IA開路時(即IA＝0)由輸出端向左看過去的等效電導。當IA＝0時，IS=－USGg，代入式(3-23)得

于是混頻器輸出的中頻資用功率為(3-27)(3-28)因此，鏡頻端口的負載電導Gi為任意值時，混頻器的凈變頻損耗為

可見，凈變頻損耗是信號源電導Gg與網絡參數［m］的函數。當混頻器的激勵狀態(tài)一定時，L0隨Gi變化。調整Gg可使L0達到最小。令，即可求得最小變頻損耗及其相應的最佳源電導和最佳輸出電導，即(3-29)(3-30)(3-31)(3-32)

2.鏡像匹配(Gi＝Gg)時的凈變頻損耗

當混頻器輸入回路的帶寬相對于中頻來說足夠寬時，輸入回路對鏡頻呈現的電導Gi和對信號頻率所呈現的電導差不多相等，即Gi＝Gg，這種情況稱為鏡像匹配。在鏡像匹配混頻器中，鏡頻電壓和鏡頻電流都不等于零。將Gi＝Gg代入式(3-31)，得到鏡像匹配混頻器的最小變頻損耗、最佳源電導和最佳輸出電導為(3-33)(3-34)(3-35)

3.鏡像短路(Gi＝∞)時的凈變頻損耗

如果在輸入端加入對鏡頻短路的窄帶濾波器，使輸入回路對鏡頻呈現短路，則稱為鏡像短路混頻器，如圖3-9所示。在鏡像短路混頻器中，由于鏡頻電流沒有流過信號源內阻，因此鏡頻能量沒有消耗，而是被反射回混頻器，所以凈變頻損耗比鏡像匹配時要小。將Gi＝∞代入式(3-30)～式(3-32)求得鏡像短路混頻器的最小變頻損耗、最佳源電導和最佳輸出電導為(3-36)(3-37)圖3-9鏡像短路混頻器

4.鏡像開路(Gi＝0)時的凈變頻損耗

如果在混頻器的輸入端與二極管之間嵌入一個鏡頻抑制濾波回路，則形成鏡像開路，如圖3-10所示。

在鏡像開路混頻器中，由于鏡頻電流Ii＝0，因此不消耗鏡頻能量，而將鏡頻能量儲存起來，在鏡頻抑制濾波器的兩端形成鏡頻電壓U，U又與本振基波混頻(ωL－ωi=ω0)，得到有用的中頻能量，使輸出的中頻功率增加。所以鏡像開路混頻器具有最低的凈變頻損耗。

將Gi＝0代入到式(3-30)～式(3-32)，得到鏡像開路混頻器的最小凈變頻損耗、最佳信號源電導和最佳輸出電導為圖3-10鏡像開路混頻器(3-38)(3-39)

圖3-11是采用正弦電壓激勵時三種鏡像狀態(tài)的最小變頻損耗和本振電壓幅值的關系曲線。由圖可見，鏡像開路混頻器和鏡像短路混頻器由于鏡頻能量回收，使得L開<L短<L匹。理論上當UL趨于無窮大時，L匹趨于3dB，說明信號功率中有一半轉換成鏡頻功率損耗在負載上，而L短和L開都趨于0dB。實際上鏡像短路混頻器或鏡像開路混頻器比鏡像匹配混頻器獲得的變頻損耗改善不可能達到3dB，一般在0.5～2dB之間。(3-40)圖3-11最小凈變頻損耗與本振電壓幅值的關系3.2.2混頻管寄生參量引起的結損耗

凈變頻損耗隨著本振電壓加大而單調下降，但實際情況上混頻器是在某個一定大小的本振功率上得到最小的變頻損耗值，過大或過小的本振功率都將增大變頻損耗。這是因為上述分析僅考慮Rj的作用，忽略了寄生參量Ls、Cp、Cj和Rs的影響，所得結果是理想的。實際上必須考慮寄生參量的影響。分析時常把Ls和Cp合并到外電路去，只考慮Cj和Rs的影響。由于Rs、Cj對輸入的微波功率進行分壓和分流，只有部分信號功率加到Rj上參加頻率變換，因此二極管的結損耗Lj定義為輸入信號功率Prf與結電阻Rj的吸收功率Pj之比。如圖3-12所示，流入二極管的總電流幅值為Ij，Rj兩端的電壓幅值為Uj，Rj的實際吸收功率為

輸入總信號功率為(3-41)(3-42)

圖3-12考慮寄生參數影響時計算變頻損耗的電路

(3-43)混頻二極管的總變頻損耗為

L=L0+Ljmin

(3-45)

圖3-13畫出了Rs、Cj及二極管總變頻損耗隨本振激勵功率的變化曲線?？梢?，恰當地選擇本振幅度能使實際變頻損耗達到最小。圖3-13二極管總變頻損耗與本振激勵功率的關系3.2.3輸入、輸出端的失配損耗

混頻器輸入、輸出端不匹配會引起信號功率和中頻功率的損耗。假定輸入端的反射系數為Γ1，電壓駐波比系數為ρ1，中頻輸出端反射系數為Γ2，電壓駐波比為ρ2，則失配損耗為(3-46)

3.3混頻器的噪聲系數及其他電氣指標

混頻器的噪聲系數(NF)定義為輸入端處于標準溫度(290K)時，輸入端與輸出端的信噪比之比，即(3-47)式中：Sia為輸入端的中頻信號資用功率；Soa為輸出端的中頻信號資用功率；Nia為輸入端處于標準溫度(290K)時的輸入端的中頻噪聲資用功率；Noa為輸入端處于標準溫度(290K)時輸出端的中頻噪聲資用功率。需要注意的是，Nia和Sia在同一通道中，因此計算Nia時只應考慮有信號的那個通道。

3.3.1鏡像短路或開路(單通道)混頻器的噪聲系數

在鏡像信號短路(或開路)混頻器中，只有頻率為ωS的信號能夠通過混頻器而變?yōu)橹蓄l信號，外來的鏡頻信號不能通過混頻器，因輸入端只存在一個信號通道，故又稱為單通道混頻器。這種混頻器可以等效為圖3-14所示的有耗雙端口網絡。圖3-14鏡像短路(或開路)混頻器噪聲等效電路設網絡的衰減為L1，二極管的噪聲溫度為T1，信號源內阻的噪聲溫度TS=T0，則混頻器輸出的噪聲功率為

式中：第一項為標準輸入噪聲經混頻器衰減后的輸出噪聲功率，第二項為混頻器內部產生的噪聲功率。為了求得Td溫度下混頻器的內部噪聲在輸出端呈現的噪聲功率N內(Td)，假定整個系統處于同一溫度，即T0=Td，于是混頻器輸出的總噪聲功率為(3-48)(3-49)故混頻器的內部噪聲功率為

混頻器輸出的總噪聲功率為

式中：，為混頻管的噪聲比。因此單通道混頻器的噪聲系數為(3-50)(3-51)

如果將Noa等效為溫度是Tm的電阻所產生的熱噪聲資用功率，即

Noa=KTmB

式中：Tm為混頻器的等效噪聲溫度，并定義混頻器的噪聲比為(3-52)(3-53)則單通道混頻器的噪聲系數又可表示為

F單=L1tm單

(3-54)

對于肖特基勢壘二極管，td≈1，故F單=L1tm單≈L1。

由上式可知，混頻器的噪聲系數近似等于變頻損耗，要獲得低噪聲系數，就必須使混頻器的變頻損耗盡可能得低。

3.3.2鏡像匹配(雙通道)混頻器的噪聲系數

鏡像匹配混頻器是寬帶的，外來的鏡頻信號ωi像ωS信號一樣能通過混頻器而變?yōu)橹蓄l信號。因混頻器的輸入端存在信號和鏡頻兩個通道，故稱雙通道混頻器。它是一個三端口的有耗網絡，噪聲等效電路如圖3-15所示。圖3-15鏡像匹配(雙通道)混頻器圖中，TS和Ti分別為信號端口源阻抗和鏡頻端口阻抗的噪聲溫度，通常TS=Ti=T0，系統處于同一溫度。鏡像匹配混頻器的噪聲系數與接收信號的形式有關，如果接收的信號是“窄帶”或“單邊帶”(SSB)信號，例如雷達、通信、電子偵察等接收機中的混頻器，則信號只存在于信號通道，鏡頻通道中沒有信號。但這兩個通道的噪聲都將產生鏡頻噪聲輸出，因此輸出端的噪聲功率為(3-55)同理可求得

故混頻器輸出端的總噪聲功率為

噪聲比為(3-56)(3-57)(3-58)由于Nia和Sia應在同一通道中，因此計算Nia時只考慮有信號的那個通道，即Nia=KT0B。故單邊帶噪聲系數為

射電天文接收機和微波輻射計中的混頻器接收的是“雙邊帶”(DSB)或寬帶信號，這時信號通道和鏡頻通道都存在信號，輸出的中頻信號功率為接收單邊帶信號時的兩倍，即Soa2=2Soa1，輸出信號與噪聲的比值較之前增加一倍，而信號輸入端的信號與噪聲的比值仍然不變。因此鏡像匹配混頻器在接收“雙邊帶”信號時的雙邊帶噪聲系數為(3-59)

可見，鏡像匹配混頻器的單邊帶噪聲系數是雙邊帶噪聲系數的兩倍，即增加3dB。這是由于雙通道混頻器在單通道使用時，鏡頻通道(亦稱空閑通道)即使不輸入信號，仍提供噪聲，因而使噪聲系數增大。為了降低噪聲系數，應將鏡頻通道予以抑制，通常在混頻器前加一個鏡頻抑制濾波器即可。(3-60)3.3.3混頻器-中放組件的噪聲系數

由于二極管混頻器沒有增益，中頻放大器的噪聲影響便不能忽略。因此，以混頻器作接收機前端的總噪聲系數取決于混頻器-中放組件的總噪聲系數，如圖3-16所示。

設Lm、Fm分別為混頻器的變頻損耗和噪聲系數，FIF是中放噪聲系數，則整機噪聲系數為

F=Fm+Lm(FIF－1)

(3-61)

對于單通道混頻器，Fm=L1tm單，故整機噪聲系數為

Fm=L1(tm單+FIF－1)

(3-62)圖3-16混頻-中放級聯方框圖對于雙通道混頻器來說，有以下兩種情況：

(1)當接收窄帶或“單邊帶”信號時，Fm=L2tm雙，故整機噪聲系數為

FmA=L2(tm雙+FIF－1)

(3-63)

其形式與式(3-62)相同，但L2>L1。

(2)當接收寬帶或“雙邊帶”信號時，Fm=L2tm雙/2，故整機噪聲系數為(3-64)當tm雙≈1時，則

DSB： FmA≈L2+FIF－3

(dB)

SSB： FmA≈L2+FIF(dB)

3.3.4混頻器的其他電氣指標

變頻損耗和噪聲系數是微波混頻器的關鍵指標，是設計混頻器時必須謹慎考慮的。設計一個工程化的混頻器，還要正確處理下列指標，才能滿足整機使用要求。

1.信號端口與本振端口的隔離度

如果信號端口與本振端口的隔離較差，信號能量將會泄漏到本振端口，造成能量損失，以及本振能量泄漏到信號端口，造成信號源的不穩(wěn)定及向外輻射能量，因此要求信號端口與本振端口之間具有一定的隔離度。

用PS表示輸入信號功率，PLS表示信號泄漏到本振端口的功率，則隔離度定義為LSL=10lg(PS/PLS)。也可用PL表示輸入本振功率，PSL表示本振泄漏到信號端口的功率，則隔離度定義為LLS=10lg(PL/PSL)。根據互易原理，可得到LLS=LSL。一般信號端口與本振端口的隔離是通過采用特殊的電路結構來實現的，如采用定向耦合器來接入信號及本振。

2.輸入駐波比

混頻器的輸入端反射不僅導致失配損耗，而且當混頻器為接收機前置級時，由于反射信號在天線與接收機之間來回傳輸，從而使輸入端信號產生相位失真。在某些相位關系要求較高的系統里，對輸入駐波比有特別嚴格的要求，在一般情況下，輸入駐波比應小于2。

3.動態(tài)范圍

混頻器的動態(tài)范圍指能夠使混頻器有效工作的輸入電平范圍。如果用圖3-17來表示混頻器變頻損耗與輸入功率的關系，結合前面對小信號混頻器的討論，可見當輸入電平較低時，輸入功率與輸出中頻功率成線性關系，變頻損耗也是常數；當輸入功率增加到一定電平時，由于大信號作用，寄生頻率增多，因而使變頻損耗增加。定義變頻損耗相對于低電平恒定值增大1dB時的輸入電平為1dB壓縮點，混頻器的動態(tài)范圍上限即是1dB壓縮點，下限決定于噪聲電平。圖3-17混頻器的動態(tài)特性混頻器的動態(tài)范圍也可用輸入微波功率和輸出中頻功率的關系來描述，類似于飽和功率放大器，只要輸入功率大于1dB壓縮點，就存在交調干擾(IMD)的可能。如果輸入為單一頻率，則輸出為中頻的各次諧波，即

Nfi=NfL－NfS

如果輸入為兩個接近的微波信號，就會出現高次雙音交調，即

上IM邊帶：fL－［NfS1－(N－1)fS2］

下IM邊帶：fL－［NfS2－(N－1)fS1］N＝2，3，4圖3-18給出了雙音IMD的頻譜圖，圖中本振頻率為10GHz，信號頻率為9.9GHz，輸出中頻為100MHz，假定輸入的兩個微波頻率為9.89GHz和9.91GHz?？梢?，最顯著的IMD是3階輸出fL－(2fS1－fS2)＝70MHz和fL－(2fS2－fS1)=130MHz，最容易出現在中頻帶寬內。圖3-18雙音IMD的頻譜圖圖3-19給出了1dB壓縮點與三階交調的關系。輸入信號的功率大于1dB壓縮點后，線性外推到基頻響應與三階IMD響應相交的點成為理論三階截點?；祛l器的三階截點值越大，對三階IMD的抑制越好，典型值為大于1dB壓縮點10dB左右?；祛l器應工作在輸入功率小于1dB壓縮點的范圍內，門限噪聲電平與1dB壓縮點的區(qū)間成為線性范圍，一般應大于60dB。圖3-19

1dB壓縮點與三階交調的關系對于一般接收機，動態(tài)范圍的限制一般并不構成太大的影響，但對用于測試儀表的混頻器，由于需用混頻器輸出來表征待測量參數，因此輸入、輸出信號之間需保持嚴格的線性關系，動態(tài)范圍就必須予以限制。對于運動目標系統，接收機在近距離時是大功率工作，動態(tài)范圍直接影響系統的工作性能。

4.頻帶寬度

頻帶寬度是指滿足各項指標的混頻器工作頻率范圍，它主要取決于二極管的寄生參量及組成電路各元件的頻帶寬度。除了這些指標，由于應用場合的不同，對混頻器還會有不

同的要求，應用中應具體問題具體分析。

5.結構尺寸和環(huán)境條件

混頻器的外形結構及接口形式由整機給出，在此基礎上來確定混頻器的電路拓撲形式，并進行電氣指標設計。環(huán)境條件包括溫度、濕度、振動、沖擊、加速度、鹽霧和低氣壓等，應根據混頻器的使用場合采取相應的措施，以保證混頻器的電氣指標。

3.4微波混頻器電路

微波混頻器的基本電路包括單端混頻器、平衡混頻器和雙平衡混頻器，在這些基本混頻器電路的基礎上增加鏡像信號處理技術就可構成鏡像回收混頻器，包括濾波器式鏡像回收混頻器和平衡式鏡像回收混頻器。

為了保證有效地進行混頻，微波混頻器的基本電路都應滿足以下幾項主要原則：①信號功率和本振功率應能同時加到二極管上，二極管要有直流通路和中頻輸出回路；②二極管和信號回路應盡可能做到匹配，以便獲得較大的信號功率；③本機振蕩器與混頻器之間的耦合應能調節(jié)，以便選擇合適的工作狀態(tài)；④中頻輸出端應能濾掉高頻信號，以防止?jié)B入中頻放大器。3.4.1單端混頻器

1.基本電路

單端混頻器是一種最簡單的混頻器，前節(jié)的分析實際上就是以單端混頻器為例進行的，其工作原理和性能已經詳細討論，這里主要關注其電路結構。圖3-20給出了微帶型單端混頻器的電路結構，它由耦合微帶線定向耦合器、1/4波長阻抗變換器、阻性混頻二極管(通常采用梁式引線肖特基勢壘二極管)、中頻和直流通路及高頻旁路等部分組成。信號從電路左邊送入，經定向耦合器和阻抗變換器加到混頻二極管上，本振功率從定向耦合器的另一端口輸入也加到二極管上。1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—阻性混頻二極管;5—高頻旁路；6—半環(huán)電感及縫隙電容；7—中頻和直流通路；8—匹配負載圖3-20微帶型微波單端混頻器的電路結構

(1)定向耦合器除保證信號和本振功率有效加在二極管上之外，還可以保證信號端口和本振端口之間有適當的耦合度。其耦合度不宜取得過大和過小，耦合過松，會使完成正?；祛l要求的本振功率過大；耦合過緊，則由于定向耦合器的端口③接有匹配負載，信號功率傳到定向耦合器的端口③后被負載吸收過多，導致信號功率損耗加大。一般耦合度取為10dB。

(2)在定向耦合器與混頻二極管之間接有λSg/4(λSg為信號頻率對應的微帶導內波長)阻抗變換器及相移線段。相移線段的作用是抵消二極管輸入阻抗中的電抗成分，再經過λSg／4阻抗變換器完成定向耦合器的端口②與混頻二極管之間的阻抗匹配，使信號和本振最有效地加到二極管上。

(3)在二極管的右邊接有低通濾波器，由λSg／4終端開路線、半環(huán)電感和縫隙電容組成。它的作用是濾除信號和本振及其各次諧波等高頻信號，λSg／4終端開路線對高頻信號呈現短路輸入阻抗，高頻信號將從這里短路接到地板上而不會從中頻端口輸出，但這一開路線對中頻信號則呈現較大容抗而近似不影響中頻傳輸。為了對偏離中心頻率fS的其他高頻信號也提供低阻抗，λSg／4開路線采用低阻線(阻抗為5～10Ω)，即微帶線很寬。中頻引出線上的半環(huán)電感和縫隙電容組成諧振于本振頻率的并聯諧振回路，以進一步加強對本振的抑制，阻止它進入中頻回路，但這一并聯諧振回路對中頻則近似短路，中頻可以順利通過。

(4)為能構成中頻電流流動的通路，在二極管輸入端還接有中頻通路。為了減小本振功率并改善混頻器的噪聲性能，可以給二極管適當加一個較小的正向偏壓，但從簡化電路出發(fā)，往往工作于零偏，這時仍要保證為混頻電流中的直流成分提供通路。圖3-20所示的直流通路就是由中頻接地線兼做的。它是長度為λSg／4奇數倍的終端短路微帶線，為主傳輸通道提供近似開路阻抗，同時它設計成線條很窄的高阻線，目的都是使它對信號和本振的傳輸沒有影響。電路中設計微帶線長度時都是以信號頻率對應的微帶導內波長為基準的，一方面是由于信號頻率和本振頻率很接近，按信號波長設計對本振傳輸帶來的影響不大；另一方面是由于信號功率比較弱，電路設計務必要保證信號的損失最小，因此只能犧牲部分本振功率。

單端混頻器電路以微帶形式光刻在介質基片上，為平面電路，其結構簡單，制造容易，體積小，質量輕，但性能較差，實際應用不多。然而這種單端混頻器也是其他各種混頻器的基礎，其基本結構及其設計思想對于其他混頻器都具有參考意義。

2.濾波器型電抗鏡像終端單端混頻器

要降低混頻器的變頻損耗和噪聲系數，除了必須對各高次閑頻提供短路終端外，還需對鏡像頻率提供短路和開路終端。在電路設計中所采取的措施是在信號輸入端的適當位置加入鏡像抑制濾波器，把鏡像功率反射回二極管后再次參加混頻，得到附加的中頻輸出。圖3-21和圖3-22分別給出了鏡像短路和鏡像開路的單端混頻器微帶電路。1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—混頻二極管；5—高頻旁路;6—半環(huán)電感及縫隙電路；7—中頻及直流通路；8—匹配負載；9—鏡像抑制濾波器圖3-21鏡像短路單端混頻器微帶電路1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—混頻二極管；5—高頻電路;6—半環(huán)電感及縫隙電容；7—中頻及直流通路；8—匹配負載；9—鏡像抑制濾波器圖3-22鏡像開路單端混頻器微帶電路從圖3-21與圖3-22的對比可見，圖3-21中提供鏡像短路的濾波器是一段長約λSg／4(λSg為鏡像頻率對應的微帶導內波長)、終端開路的微帶線，這段線對鏡像頻率提供很低的阻抗，使鏡頻近似短路。該微帶線一般放在緊靠二極管輸入接點的地方，使混頻產生的鏡頻分量在二極管接點處就被短路到地。如果該微帶線離開二極管有一段距離(不等于λSg／2)，那么這一小段線的電抗就會形成鏡像電壓，而不能將鏡像真正短路。電路的其他部分與圖3-20相同。圖3-21中在二極管輸入接點處放置了一個平行耦合帶阻濾波器，組成此濾波器的微帶線總長約為λSg／2，其中λSg／4長度與主線作平行耦合。根據無源微波元器件的性能，它是以fi為帶阻中心頻率的帶阻濾波器，對鏡像頻率提供開路阻抗，形成鏡像開路終端。

對圖3-21和圖3-22中鏡像抑制濾波器的一般要求是：對鏡頻有足夠的衰減(約20dB)，對輸入信號的插入損耗足夠小(小于0.5dB)。為了保證達到這一要求，信號和鏡頻邊帶的頻率間隔應足夠寬，中頻不能選得太低。根據經驗，中頻fiS≈1.5BS，其中BS為信號帶寬，故這類混頻器是窄帶的，其信號相對帶寬小于10％。給出圖3-21所示結構的混頻器實驗性能如下：信號頻率fS=4GHz，中頻fif=70MHz，中放帶寬為±10MHz，中放噪聲系數Fif=1.7dB，鏡像抑制濾波器對信號的插入損耗為0.4dB。二極管的直流電流為2.2mA，本振功率為4mW，混頻器-中放組件的總噪聲系數為4.1dB。

3.4.2平衡混頻器

平衡混頻器的主要優(yōu)點是噪聲系數低，信號動態(tài)范圍大，要求本振功率小，因此應用較廣泛。平衡混頻器的結構與單端混頻器相似，不同之處在于它采用兩只混頻管，要求混合電路使信號和本振都以等分的功率及一定的相位關系加到兩只二極管上。常采用的混合電路

是環(huán)形橋、分支線定向耦合器和正交場平衡電路。

平衡混頻器電路可按加到兩管上信號和本振的相位關系分為本振反相型和π/2移相型兩類，它們的平衡混頻原理相同，但電路結構及某些指標各有特點。

1.本振反相型(180°相移型)平衡混頻器

本振反相型平衡混頻器的等效電路如圖3-23所示。

由圖可見，從變壓器次級輸出的信號電壓US1、US2等幅同相地加到兩個二極管上：

uS1=uS2=UScosωSt

(3-65)

本振電壓等幅反相地加到兩只二極管上，即

uL1=ULcosωLt

uL2=ULcos(ωLt－π)

二極管VD1和VD2在本振電壓的激勵下產生相應的時變電導，分別為(3-66)圖3-23本振反相型平衡混頻器等效電路

流過VD1、VD2的電流為(不考慮中頻、鏡頻電壓)(3-67)(3-68)設ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，則由式(3-68)可得到兩管產生的中頻電流成分為

i01(t)=g1UScosω0t

i02(t)=g1UScos［ωSt－(ωLt－π)］=－g1UScosω0t

(3-69)

可見，VD1和VD2產生的中頻電流反相，而輸出到負載上的中頻電流為二者之差，因此有

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-70)由此說明，平衡混頻器的輸入信號和本振功率都平分加到兩只混頻管上，得到了充分利用。這一方面大大降低了本地振蕩器輸出功率的要求，另一方面輸入信號的動態(tài)范圍增加了一倍。

平衡混頻器的第二個優(yōu)點是抑制本振引入的調幅噪音。實際中，振蕩器在輸出所需振蕩信號的同時，一定伴隨有噪聲輸出，其噪聲頻譜如圖3-24所示。圖3-24本振源輸出噪聲頻譜因此，凡是和本振頻率之差落在中放帶寬內的那些噪聲頻譜分量會經過混頻而變?yōu)橹蓄l噪聲。對于單端混頻器，這將使噪聲系數惡化。對于平衡混頻器，因為本振調幅噪聲和本振信號是從同一端口加入的，見圖3-25，所以加到VD1和VD2的本振噪聲的相位和本振完全相同，即

un1=Uncos(ωL±ω0)t

un2=Uncos［(ωL±ω0)t－π］

由此式(3-71)及式(3-67)的得到VD1、VD2混頻產生的中頻噪聲電流分別為(3-71)圖3-25本振調幅噪聲等效電路 in1(t)=g1Uncosω0t

in2(t)=g1Uncosω0t

因此在負載上輸出的中頻噪聲電流為

in(t)=in1(t)－in1(t)=0

(3-73)

它正好與采用中頻信號時的情況相反?？梢?，由于本振調幅噪聲和本振總是以相同的相位關系加到兩只二極管上的，因而能夠抑制本振調幅噪聲。

(3-72)

(3-74)

1)微帶環(huán)形橋平衡混頻器

圖3-26(a)所示的電路是由3dB環(huán)形橋、阻抗匹配電路(移相線及1/4波長阻抗變換器)、混頻管及低通濾波器等組成的。環(huán)形橋亦稱環(huán)形定向耦合器或混合環(huán)，其中三段臂長為1/4波長，一段臂長為3/4波長，各臂特性阻抗為。

由圖可見，加在VD1、VD2管上的本振電壓等幅反相，信號電壓等幅同相。因此VD1和VD2產生的中頻電流反相，輸出到負載的中頻電流為

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-75)圖3-26反相型微帶平衡混頻器(a)采用3dB環(huán)形橋；(b)采用1/4波長延長臂的分支線定向耦合器在環(huán)形橋平衡混頻器中，環(huán)形橋的結構保證了本振和信號之間具有良好的隔離度。在實際結構中，本振(或信號)輸入端口引出線與電路的中頻部分交叉，存在結構上的困難，故有時需將中頻部分從微帶基片的背面引出，這就帶來不便。為此，可以改為采用具有1/4波長延長臂的分支線定向耦合器作為混合電路，如圖3-25(b)所示，VD1管前的延長臂是為了將90°移相的分支線定向耦合器變換成180°移相網絡，分支線定向耦合器的頻帶比環(huán)形橋的頻帶窄。圖中定向耦合器作為環(huán)形結構是為了減少T接頭效應和拐彎處的不連續(xù)區(qū)影響。其工作原理和混合環(huán)平衡混頻器相同，但結構上避免了線路交叉的問題。

2)正交場平衡混頻器

微帶混頻器具有體積小、重量輕、成本低和容易加工等優(yōu)點，在小型設備中得到了廣泛應用。但它不易與波導相連接，所以在波導系統中常采用波導腔結構。圖3-27是正交場平衡混頻器波導結構示意圖。它具有結構緊湊、體積小、調整方便、頻帶和噪聲合理等優(yōu)點，因此成為目前波導混頻器中最實用的結構形式之一。圖3-27正交場平衡混頻器結構圖正交場平衡混頻器由混頻腔、信號輸入波導和本振輸入波導三部分組成。信號和本振輸入波導兩者互相正交地連接到混頻腔。混頻腔是一段方波導，腔中心兩個混頻管串聯地安裝在一條軸上，兩管連接處有一根與二極管軸線垂直的金屬橫桿(又稱擾動桿)，用以引出中頻電流，并對本振電場分布起著微擾作用。兩二極管的管帽與混頻腔之間具有高頻旁路電容，并由此引出整流電流(指示本振功率的大小)。每個管帽內部裝有LC中頻濾波器和直流電阻，用來濾除中頻并提供直流偏壓。在中頻輸出接頭內加有高頻扼流套，它是低通濾波器，用來防止高頻進入中頻電路。由圖3-27可見，對于直流回路來說，兩只混頻管是串聯的；而對中頻輸出端來說，兩只混頻管是并聯的。這種混頻器是本振反相型平衡混頻器。因為信號波導的寬邊與二極管軸線垂直，所以信號所產生的TE10波的電場方向與二極管軸線平行，于是加到兩個二極管上的信號電壓大小相等，方向相同，如圖3-28(a)所示。本振輸入波導的寬邊與二極管軸線平行，如果腔內沒有金屬擾動桿的話，本振產生的電場將與二極管軸線垂直，但由于擾動桿的存在，本振電場將受到擾動而發(fā)生彎曲(因為場要垂直于導體表面)，產生和二極管平行的電場分量。由于結構的對稱性，本振電壓是大小相等而反相地加在兩個二極管上，如圖3-28(b)所示。圖3-28混頻腔內的電場分布(a)信號電場分布；(b)本振電場分布在正交場平衡混頻器中，由于信號和本振的相位關系是依靠特定的空間電場分布來實現的，因此它是一種寬頻帶混頻器。但由于使用了諧振腔，帶寬要受到一定的限制，不能在很寬的頻帶內工作。

由于加入混頻腔的信號和本振電場是相互垂直的，因而把這種混頻器稱為正交場混頻器。

2.π/2(90°)相移型平衡混頻器

1)分支線平衡混頻器

圖3-29(a)所示的分支線耦合平衡混頻器是一種90°相移型平衡混頻器，其功率混合電路采用3dB變阻定向耦合器，匹配電路和濾波電路與單端混頻器相同。圖3-29

π/2型微帶平衡混頻器(a)采用3dB變阻定向耦合器；(b)變阻定向耦合器各臂特性阻抗Marki90°電橋(模塊)具有緊湊的封裝，寬頻覆蓋,低插入損耗、高指向性和緊密耦合。這些電橋在這些頻帶內的許多應用中提供了簡單的解決方案,包括電子戰(zhàn)(EW)、商業(yè)無線、SATCOM、雷達、信號監(jiān)測和測量、天線波束形成和EMC測試環(huán)境。對于許多空間受限的情況，這些電橋的緊湊尺寸是理想的解決方案。Talent90°電橋Talent電橋適用于射頻及微波電路中作為信號合路使用,廣泛應用于衛(wèi)星通訊，電子對抗，測試測量等超寬帶領域。我公司生產的電橋具有頻率特性好、頻帶寬、性能穩(wěn)定、精度高、功率大、可靠性高等特點。在3dB定向耦合器各端匹配的條件下，本振功率從端口②輸入，信號從端口①輸入，①端口到③、④端口的信號功率及②端口到④、③端口的本振功率都是功率平分而相位相差90°。

設信號從①、②端口加入時初相位都是0°，因傳輸路徑相同不影響相對相位關系，故通過定向耦合器作用并注意到電路中二極管的接向后，加到VD1和VD2上的信號電壓和

本振電壓分別為(3-76)

可見，信號和本振部分分別以π/2相位差分配到兩只二極管上，故稱為π/2型平衡混頻器。

二極管VD1和VD2在本振電壓作用下所產生的時變電導為(3-77)(3-78)設ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，通過VD1、VD2的電流和中頻電流分別為(3-80)(3-79)可見，VD1和VD2產生的中頻電流反相，因此輸出到負載上的中頻電流為任一二極管產生的中頻電流的兩倍，即

同反相型平衡混頻器一樣，分支線平衡混頻器同樣能消除本振調幅噪聲，也能抑制由混頻產生的部分無用的組合頻率分量。(3-81)

2)平行耦合線平衡混頻器

單端混頻器的主要缺點之一就是由于輸入定向耦合器的端口③接的是匹配負載，盡管耦合度較低，它仍會吸收一部分信號功率，同時浪費了本振功率。如果在這個端口不接匹配負載而接一個相同的混頻二極管，并將耦合度設計為3dB，使得分配到兩個混頻二極管上的本振功率和信號功率都相等，然后將兩個二極管的混頻結果同相相加，如圖3-30所示。圖3-30

90°相移型平衡混頻器原理圖3.4.3微波雙平衡混頻器

1.基本雙平衡混頻器電路

為了進一步改善混頻器的性能，又出現了一種雙平衡混頻器電路，即將四只二極管正負順次相接，組成一個環(huán)路或二極管電橋，故又稱為環(huán)形混頻器。圖3-31(a)所示為雙平衡

混頻器低頻電路：信號電壓和本振電壓加到兩個平衡—不平衡變換器(簡稱巴侖)，它們的次級與環(huán)形電橋相連，中頻信號從變換器次級中心抽頭引出。圖3-31雙平衡混頻器電路(a)低頻電路；(b)等效電路當四個二極管特性相同時(配對)，它們組成平衡電橋，電壓加于對角端①、③兩端，不會在另一對角端②、④兩端出現。因此雙平衡混頻器具有固有的隔離度，而且工作頻帶很寬。下面定性地研究雙平衡混頻器的電流頻譜。

設信號電壓uS=UScosωSt，本振電壓uL=ULcosωLt。若四個二極管特性相同且巴侖平衡，則每個二極管上的信號電壓和本振電壓都相等，其對應的相位如圖3-31中的箭頭所示。它們的混頻電導也相等。根據小信號理論分析，考慮到電流方向與二極管極性后，求得各電流源的電流為其中：

則總電流為

iΣ=i1+i2+i3+i4

=8g1UScosωStcosωLt+8g3UScosωSt·cos3ωLt+…

=4g1UScos(ωS－ωL)t+4g1UScos(ωS+ωL)t

+4g3UScos(3ωL－ωS)t+4g3UScos(3ωL+ωS)t+…

(3-82)中頻電流為

i0=4g1UScos(ωS－ωL)t

(3-83)

由此可見，輸出總電流中信號和本振的偶次諧波差產生的電流都相互抵消了，只剩下由本振奇次諧波差產生的電流相加。因此輸出頻譜比較純凈，輸出的中頻電流是一個二極管的中頻電流的4倍。在同樣的輸入信號強度下，分配到每個二極管上的功率與單平衡混頻器相比小3dB，因此，它的動態(tài)范圍擴大3dB。雙平衡混頻器不僅能抑制本振引入的中頻噪聲，而且當有干擾信號進入時，它還能有效地抑制互調干擾。雙平衡混頻器具有信號和本振隔離度高、輸出電流頻譜寄生干擾頻率分量少、動態(tài)范圍大、頻帶寬等優(yōu)點，目前得到了廣泛應用，并且在結構上仍不斷進行改進。我國生產的雙平衡混頻器組件，如HSP30，頻段為10～3000MHz；已研制出10～4000MHz寬頻帶、高動態(tài)范圍的組件，其變頻損耗約為7dB。

2.微帶雙平衡混頻器

微帶雙平衡混頻器的結構由微帶型巴侖結構和已形成“二極管堆”組件的四個二極管組成。關鍵部件的微帶型巴侖結構形式很多，有同軸型、微帶型、共面波導型等多種。

圖3-32為雙面微帶線巴侖的結構示意圖。如圖3-32(a)所示在介質基片兩面光刻腐蝕出寬度為W的金屬帶基片，懸空架設于屏蔽盒內半壁高的位置。圖3-32(b)是介質片上、下兩層金屬帶線，線長約為1/4波長，下金屬帶右端接地，右端是不平衡端口，左端口②、③是平衡端口，與二極管堆相接。圖3-32雙面微帶線巴侖(a)橫截面圖；(b)縱向結構示意圖微帶巴侖的工作原理可簡述如下：從①端口加入信號uS，假定②、③端口各接負載RL，但③端口尚有一段1/4波長的短路傳輸線與RL并聯，畫出等效電路如圖3-33所示。由圖可得

若L=λ0/4(λ0是信號頻段中心頻率的波長)，則當λ=λ0時θ=90°，故得(3-84)(3-85)滿足平衡的要求。圖3-33巴侖等效電路應用雙面微帶巴侖組成雙平衡混頻器，結構示意圖如圖3-34所示。信號巴侖和本振巴侖與二極管堆連接起來，相連的極性如圖中所示。由于雙面微帶巴侖沒有中心抽頭，因此在巴侖的輸出端并聯兩個串聯的高頻扼流圈LT，其中心點為巴侖的中心抽頭，一個抽頭作為中頻輸出端，另一個抽頭中心接地。扼流圈LT對中頻而言是低阻抗，對高頻來說是高阻抗。微帶線上加有微帶電容C是為了防止中頻電流通過微帶線接地或流入本振和信號端口。選擇微帶電容器C使之對高頻具有低阻抗，而對中頻具有高阻抗。圖3-34微帶型雙平衡混頻器結構示意圖除了雙面微帶線巴侖外，還有一種共面微帶線巴侖。共面微帶線是將地面銅箔和帶線均以三條金屬帶分布于介質基片表面，兩個平衡端