(高清版)GBT 39275-2020 電力電子系統(tǒng)和設備 有源饋電變流器（AIC）應用的運行條件和特性

GB/T39275—2020/IEC電力電子系統(tǒng)和設備有源饋電變流器(AIC)應用的運行條件和特性andcharacteristicsofactiveinfeedconverter(AIC)applicationsincluding國家市場監(jiān)督管理總局國家標準化管理委員會I Ⅲ 1 1 24連接至供電網絡的PWM有源饋電變流器系統(tǒng)的一般特性 64.1概述 6 64.3有源饋電變流器的額定值 5.1概述 5.2低頻現象(低于150kHz) 275.4可聞噪聲影響 285.5漏電流 285.6系統(tǒng)集成和專門試驗 296電壓源型兩電平拓撲PWM有源饋電變流器的特性 6.1概述 29 296.3功率控制 6.4動態(tài)性能 6.5期望的非正弦波線路電流 6.6不期望的非正弦波線路電流 6.7適用性和系統(tǒng)方面 6.8在有源濾波模式下運行 7電壓源型三電平拓撲PWM有源饋電變流器的特性 7.2功率控制 7.3動態(tài)性能 7.4不期望的非正弦波線路電流 7.5適用性和系統(tǒng)方面 8電壓源型多電平拓撲PWM有源饋 8.2功率控制 8.3動態(tài)性能 8.4供電網絡畸變 8.5適用性和系統(tǒng)方面 ⅡGB/T39275—2020/IEC625789電壓源型F3E有源饋電變流器的特性 9.2功率控制和網側濾波器 9.3動態(tài)性能 9.4諧波電流 4210.1概述 4410.4不期望的非正弦波線路電流 10.5可靠性 44 44 44 44 44 45 11.5線路電流畸變 47 47附錄A(資料性附錄)電壓源變流器拓撲有源饋電變流器的控制方法、應用實例等信息 48附錄B(資料性附錄)2kHz～150kHz頻段有源饋電變流器設計的基本考慮 ⅢGB/T39275—2020/IEC GB/T12668.501—2013調速電氣傳動系統(tǒng)第5-1部分：安全要求電氣、熱和能量 增加了附錄A和附錄B的標題(見附錄A和附錄B)。1GB/T39275—2020/IEC通常，有源饋電變流器與所有電壓和功率等級的調速電氣傳動系統(tǒng)(PDS)、不間斷電源系統(tǒng) 絡阻抗(Considerationofreferenceminingthedisturbancecharacteristicsofelectricmeasurementtechniques—Genementation,forpowersupplysyIEC61000-4-7:2002/AMDIEC61800-3調速電氣傳動系統(tǒng)第3部分：電磁兼容要求及其特定2GB/T39275—2020/IEC62578:2015IEC61800-5-1調速電氣傳動系統(tǒng)第5-1部分：安全要求電氣、熱和能量安全(AdjustableIEC62040-1不間斷電源系統(tǒng)(UPS)第1部分：總則和安全要求[UninterruptiblepowerCISPR16-1-1無線電騷擾和抗擾度測量設備測量設備(Radiodisturbanceandimmunitymeas-uringapparatus—Measuringapparat有源饋電變流器作為濾波器工作，通常在沒有有功功率流的情況下控制3GB/T39275—2020/IEC6257有源饋電變流器供電側濾波器在可控諧波或間諧波范圍內的頻率下有源饋電變流器供電側阻抗標幺值evidentialperunitsupplysideimpedanceoftheAICUscV.,gu=Zdoke/(ULn/F3E饋電F3E-infeed4GB/T39275—2020/IEC6257根據IEC60725,與頻率按比例外推計算參考阻抗有關的源于5.2.4(95%值)的電源阻抗比率。h次諧波頻率下的x相線路阻抗。等效電源的星點與網絡上的定義點的中性端PWM控制變流器由開關頻率和變流器拓撲決定的頻率，它與選定的脈根據制造商規(guī)定的設備額定線電流方均根值Iqu和額定線電壓Uu計算的值。5由供電網絡的短路功率與單個設備的有源饋電變流器的額定表觀功率Sq之比計算的單個設備應提供約1ms～10ms額定功率且直接連接至直流側的一個或多個電感器或電容器。6GB/T39275—2020/IEC注：諧波計算：單相負載為ZL=Zlx+ZLn,三相負載為ZL=ZLx。下標“h”意味著，在任何情況下，專用阻抗都是某次諧波頻率下的。主要工作原理是將直流側電壓或直流側電流轉換為交流側輸出，脈沖頻率通常為300Hz~M注：閥器件圖形符號僅用作說明。負載07a電源負載圖1和圖2表明，電壓源變流器和電流源變流器系統(tǒng)的結構很相似。主要區(qū)別在于直流側、交流側 內部耦合點(IPC)的電源阻抗(大多數情況下為電感性) 變流器及相關控制。這部分通常包含交流側濾波器(通常為供電側電感或T型結構的LCL型濾波器)。如果使用變流變壓器，它作為供電側濾波器扼流圈的一部分(或設計為該扼流圈)。下一個環(huán)節(jié)是閥器件部分，其結構可能不同。有關不同拓撲以及直流側負載特性(電容沖模式或者滯環(huán)或滑?？刂飘a生脈沖模式。對于空間矢量調制模式 源負載或混合負載饋電的變流器，例如在不間斷電源系統(tǒng)(UPS)中。如果有源饋電變流器用與直流側濾波電容器并聯(lián)。在典型應用中，直流側濾波電容器維持大約1ms～10ms的額定有源饋電變流器的靜態(tài)性能最好用圖3中的等效電源和阻抗構成的等效電路描述。 8GB/T39275—2020/IEC62578供電側濾波器通常設計為允許期望的諧波通過，而將不期望的諧波降低至不超應指出的是，不期望的諧波的頻率主要來自上行脈沖頻率。變流器側濾波暫中斷期間及其后繼續(xù)運行)。供電網絡中的能量流或電力瞬變過程中的負載的快速變化也需要大量的直流側儲能單元，否則直流環(huán)節(jié)特征量(電壓或電流)可能會偏離保證PWM變流器正常工作的允差選定的脈沖模式生成方案對變流器特性的影響很大。三種主要的基本模式為注：空間矢量調制和對稱脈寬調制導致相同的脈沖模式。9GB/T39275—2020/IEC GB/T39275—2020/IEC62578:2015L供電側有效濾波電感負載類型→電感性一電阻性能量流一供給變流器U電容性電容性一回饋變流器→供電系統(tǒng)供電系統(tǒng)→變流器最惡劣的工況是具有額定電流、純電容性、內部耦合點處的電壓為允除之前討論的正弦波條件下的額定值外，諧波電流控制還有進一步的要求。等效電路圖(圖4)仍每個期望的電流諧波在供電側有效濾波阻抗上要求附加的電壓。疊加原理所有電壓能疊加。根據諧波電流的相角不同，瞬時所需的變流器電壓峰值也會發(fā)生變化。作為最惡劣工況的額定值，應將基波和期望的所有諧波的所有電壓峰值疊加至內部耦合點(IPC)處的電壓峰值上GB/T39275—2020/IEC于或等于由一個大的等效有源饋電變流器引起的畸變。應注意的是，非正弦波輸入電流不僅由有源饋電變流器的畸變產生，且由非正弦波供電電壓產生，導致寄生電流流過配置的電容式輸入濾波器。直流側聯(lián)結處和/或供電側濾波器的測量量是一項具有挑戰(zhàn)性的任務。在需要測量諧波的情況下，要求測量設備的帶寬為脈沖頻率的10倍～20倍。其他信息參見附錄B。5.2.2新型變流器拓撲及其對供電網絡的優(yōu)勢圖6、圖7和圖8通過呈現供電電流畸變和電壓的典型波形對供電網絡的影響，展示了不同拓撲的技術進步和主要里程碑。隨著新技術的出現，已實現設備輸入電流更加接近理想的正弦波(長期以來的目標)。圖6具有直流輸出和電感性濾波的相控變流器的典型供電網絡電流i(t)和電壓uLs(t)圖7具有直流輸出和電容性濾波的不可控變流器的典型供電網絡電流i(t)和電壓uLs(t)GB/T39275—2020/IEC62578:壓波形由半導體閥的開關動作和直流環(huán)節(jié)電容器的電壓決定(見圖10)。而且器阻抗之間的分配以及變流器的脈沖模式。當使用簡單的L型濾波器且忽略供電系統(tǒng)的電阻和電容時，產生的畸變最大。圖11和式(1)~式(3)給出具有L型濾波器的有源饋電變流器的線電壓和相電 (1) (1) (2) (3)五0時間/s圖10利用有源饋電變流器和適當的控制同時補償供電系統(tǒng)中給定諧波的原理110XUX圖11無附加濾波器，有源饋電變流器產生的線電壓和相電壓典型畸變(u以百分比%給出，t以電角度給出)根據圖27,考慮到供電網絡阻抗對頻率的依賴性，式(2)變?yōu)槭?4)。為了評估供電系統(tǒng)的預期畸式(4)變?yōu)槭?6):除以XA,有式(7):圖11給出的示例中，脈沖頻率為3kHz,短路比Rsc。=100,供電側L型濾波電感器uscv.au=6%(參考有源饋電變流器的基本阻抗Zg=Uiomial/S,因此，X=0.06Rsc×XL)。由這些值可知，線電壓3kHz紋波幅值約為1.3%。圖12給出供電網絡中典型的脈沖頻率電壓畸變，取決于脈沖頻率3kHz和由L型濾波器提供無源抑制的有源饋電變流器(兩電平PWM型)的Rs。對供電網絡的不良影響，對于有源饋電變流器而言，電源阻抗在諧波電流畸變中扮演比傳統(tǒng)變流器更重要的角色。濾波電抗越小，影響越大。圖13給出L型濾波器的示例。552034Rsce圖12根據5.2.4中的線路阻抗，在脈沖頻率3kHz下運行的有源饋電變流器的相對電壓畸變(59次諧波)與Rsc的基本特性50圖13根據5.2.4中的線路阻抗，在脈沖頻率3kHz下運行的有源饋電變流器的相對電流發(fā)射(59次諧波)與Rsc的基本特性這種特性的后果是，設備在弱電網絡中的諧波電流畸變比在強電網絡中低。因此，根據在強電網絡中測得的設備電流畸變進行計算，可能會夸大弱電網絡中的估計電壓畸變。然而，盡管事實上諧波電流畸變隨著更高的電源阻抗而降低，但更不利的電壓分配比的影響占主導地位，且可能導致過高的電壓畸變水平。因此，尤其當有源饋電變流器連接至公共供電網絡時，可能需要附加的濾波措施。為了減少脈沖頻率及其邊帶處的電壓畸變，可采用不同的濾波器配置。圖14給出用于電壓源變流器的三種最常用的差模線路濾波器解決方案。如前所述，L型濾波器最簡單。LCL型濾波器的濾波效率更好，線路頻率電壓降更小。可利用變壓器的漏感作為供電網絡側電感器L?。如果控制中沒有有源阻尼，可能需要圖14所示的阻尼陷波LCL型濾波器進行無源阻尼。為進一步抑制恒定脈沖頻率紋波，可使用陷波LCL型濾波器，通過第三個電感構建脈沖頻率的串聯(lián)諧振電路。應考慮到在倍數次脈沖頻LL?L?L?L?LL?注2:尤其是對于L型濾波器，濾波器設計可能會考慮任何附加EMI濾波器的線間(X-)電容器，因為它們可對濾波性能產生相當大的影響。0GB/T39275—2020/IECGB/T39275—2020/I圖20還給出IEC61000-4-7中用于諧波和間諧波測量的線路阻抗穩(wěn)定網絡(LISN)的阻抗曲線。根據圖20,測得的阻抗大大低于IEC61000-4-7:2008給出的阻抗曲線。這表明，對于高達9kHzGB/T39275—2020/IEC62578:20Zo.(jw)=Zu(jw)=ZL?(jw)=Zi?(jw)=Z(jw)……圖20和圖21表明，平均而言，正序系統(tǒng)的阻抗值|ZpI比相導體與中性導體之間的阻抗|Zx|小約50%。圖20和圖21給出的線路阻抗穩(wěn)定網絡(LISN)的阻抗高于所有測得的相導體與中性導體之間的曲線注：表中的參數通過匹配相應的阻抗曲線(例如圖20中的50%曲線)驗GB/T39275—2020/IEC6257j/kHz圖24近似的和測得的50%阻抗曲線IEC61000-4-7為線路阻抗穩(wěn)定網絡(GB/T39275—2020/IEC6257未來將應用擴展至三相設備，并將阻抗分配至三相導體和中性導體，圖出驗證。Z?、Z?和Z?的賦值取自圖25和表2。為真實地實現線路阻抗穩(wěn)定網絡(LISN),應規(guī)定組件允差。電阻的允差通常為1%,這不重要。磁性元件和電容器的允差通常為5%～10%,這會明顯影響阻抗曲線。由于提出的線路阻抗穩(wěn)定在最惡劣工況下，允差為10%(C,和L,)時，與圖27中曲線的偏差為7.5%。這可能導致畸變增加或減少0.6dB。允差為5%時，偏差僅為0.3相關的阻抗曲線見圖20和圖21。組件R?、L?、R?、R?、R?和C?用于耦合和去耦，對線路阻抗穩(wěn)ZZL?—ZL?ZL?NZZZL?ZL?L?N注：Z?、Z?和Z,的賦值取自圖25和表2。圖26用于線路阻抗穩(wěn)定網絡的三相電路拓撲表2圖25和圖26描述的線路阻抗穩(wěn)定網絡(LISN)參數0aΩΩΩΩ1圖27圖26所示線路阻抗穩(wěn)定網絡(LISN)90%曲線的阻抗變化電壓進行了試驗，幅值分別為基波的2%、5%和10%。配置功率因數控制器的單相工業(yè)電源(交流230V/直流24V)和三相工業(yè)電源(交流400V/ EMI濾波器(共模和差模): 2kHz～9kHz頻段的畸變會由于EMI濾波電容器引起附加電流。在9kHz和幅度10%的情況下，電流能達到電源額定電流的10倍。這會導致內部熔斷器或支在諧振條件下，直流環(huán)節(jié)電壓可能增加。電壓的控制不受此頻段中畸變的影能觀察到二極管整流器多次過零換相。這些可能導致溫度以5%或10%的幅度增加。如果2kHz~9kHz頻段存在畸變，用于EMI濾波器的電容器可能產生附加的電容性電流GB/T39275—2020/IEC 線路線路cGB/T39275—2020/IECGB/T39275—2020/IEC62578:2015在沒有EMI濾波器的情況下，高頻畸變水平能達到超過120dBμV的值。在大多數應用中，EMI為實現合理的電磁兼容解決方案，需要將濾波、接地和屏蔽抑制技術結合應用中常用的基本EMI濾波器拓撲和框圖。5.4可聞噪聲影響的和冗余的接地連接(見IEC61800-5-1)。GB/T39275—2020/IE放電性能應通過驗算存儲的能量或切斷有源饋電變流器后1s～5 供電過電壓或欠電壓情況下停機 單相和三相供電電壓中斷和短時暫降情況下的運行特性 在最大電流和直流環(huán)節(jié)電壓的最高參考值下停機(直流環(huán)節(jié)電壓不應抬升至不允許的值) 6電壓源型兩電平拓撲PWM有源饋電變流器的特性象限運行，且能控制任何相角的正弦波線路電流。有功功率和無功功率能彼此獨立控制。還能以相同圖33給出電壓源型兩電平PWM有源饋電變流器的基本拓撲，包括供電側電抗Xqu、電子閥器件波器通常沒有負載。電子閥器件將直流電壓Ua連接至電源L?~L?相。電抗X將電源與變流器輸由于電壓源型兩電平PWM有源饋電變流器的直流環(huán)節(jié)未連接至電源的中性點，變流器輸入端的圖34給出線電壓u(s?-s?)和相電壓usin相對于基波相電壓ULN,1的典型波形。直流環(huán)節(jié)的共模電壓ucm如圖35所示。圖33電壓源型兩電平PWM有源饋電變流器的基本圖解圖34脈沖頻率4kHz時，電壓usis/ULs,1和電壓u(si-s?)/ULs,1的典型波形GB/T39275—2020/IEC22注：電源頻率為50Hz。意的(通常為零，但能設置為有源饋電變流器電流額定值范圍內的任何值)。GB/T39275—2020/IEC電抗uscv,egu為2%～10%。 GB/T39275—2020/IEC62578:2015設定為電容性的。抑制電壓變化的最佳功率因數取決于通常為電感性的供圖38給出電流i,在給定的電抗Xem下產生畸變的仿真結果。接近脈沖頻率4kHz時的畸變最大圖39給出供電電壓uL2和uLn。僅有交流側電感性阻抗的兩個電壓的電壓畸變約為6.6%。詳見GB/T39275—2020/IEC適當控制三電平變流器臂的交錯切換，能產生五個不同電平的三電平變流器線電壓，即0和GB/T39275—2020/IEC等級GB/T39275—2020/IEC62578u/Vu/V00020圖4213MW三電平變流器負載突然變化示例，電在PWM控制適當的情況下，三電平變流器的相電壓不包含大于(1/2)U。的階躍由于相對于直流環(huán)節(jié)電壓的電壓階躍僅為可比較的兩電平變流器的50%,產生的電流畸變的平均幅值約為兩電平變流器的25%～30%(參見A.3.1),具有相同的閥器件開關頻率。采用中性點鉗位(NPC)和飛跨電容器(FC)拓撲的三電平變流器是各種類型大功率應用的最先進優(yōu)勢。這種高性能系統(tǒng)的效率至少為96%。有效脈沖頻率。在沒有附加濾波器的情況下，該電壓的畸變電平約為10%。有效脈沖頻率的整數倍頻8電壓源型多電平拓撲PWM有源饋電變流器的特性為便于理解，多電平變流器可看作是幾個串聯(lián)連接的兩電平變流器(見圖43)。這意味著，對于相同的半導體器件，n電平變流器實現的輸出電壓是兩電平系統(tǒng)的(n-1)倍。圖43采用IGBT的飛跨電容器(FC)四電平有源饋電變流器的典型拓撲適當控制閥器件可產生多個不同電平的線電壓。隨著電平數量的增加，越來越近似于期望的電壓和電流波形(通常為正弦波)。多個串聯(lián)的兩電平系統(tǒng)采用移相觸發(fā)，在輸出端產生階梯狀電壓曲線，即使沒有濾波器，也非常接近正弦波。電壓在各個閥器件之間的正確分配通過具有懸浮電位的電容器實現，要求開關頻率盡可能高且控制適當。電容器的額定值取決于開關頻率(參見A.3.2)。多電平變流器各自的兩電平系統(tǒng)彼此獨立切換。如果考慮四電平變流器，用于半波的供電網絡側電位能呈現四個電位，即0和±1/3Ua、±2/3Ua、±Ua(見圖44)。0圖44多電平(四電平)有源饋電變流器線電壓的典型曲線形狀GB/T39275—2020/IEC62578:2015閥器件的適當交錯控制給整個逆變器系統(tǒng)提供具有七個不同電壓等級的四電平變流器線電壓(參飛跨電容器技術不限于四電平。六電平或更多電平也是可能的，但通常由于經濟原因而不適用。與直流環(huán)節(jié)電壓相關的四電平有源饋電變流器的電壓階躍僅為兩電平有源饋電變流器的30%,且平有源饋電變流器的10%(參見A.3.1)。——輸出端的可見脈沖頻率隨電平數量n增加，而半導好的動態(tài)性能，擴展了期望的(可控的)諧波的頻率范圍。不期望的(不 使用市場上常見的最高阻斷電壓約為3kV的合適半導體器件(IGBT),額定輸出功率范圍為0.3MVA～3MVA(風冷型變流器的脈沖頻率不得不大幅降低。另外，還應考慮到系統(tǒng)交流電壓的有效開這種有源饋電變流器的數字控制任務通常由多任務模式、采樣時間短于1ms的高性能微處理器 變水平約為5%(示例見圖45)。 GB/T39275—2020/IEC625785543210圖45多電平(四電平)有源饋電變流器(變壓器短路電壓百分比為10%)線電壓(在圖25中橋的端子處直接測量)和線路電流的諧波頻率和幅值這種類型的變流器適用于所有工業(yè)類別中要求具有高動態(tài)性能的大功率這種高性能系統(tǒng)的效率超過96%?；l率前端有源饋電變流器(以下簡稱F3E有源饋電變流器)的拓撲包括連接至負載的基頻前端或所謂的F3E有源饋電變流器(見圖46)。F3E有源饋電變流器由標準的二極管橋與反并聯(lián)IGBT組成。如果電流流向負載(例如PWM電IGBT的開關與相應的反并聯(lián)二極管中的電流同步，因而非常簡單。矩形電流脈沖的持續(xù)時間為如圖46所示。GB/T39275—2020/IEC6257F3EF3E交流器MZ斬波器和電阻器被F3E有源饋電變流器取代。為逆變器級提供PWM電流的電容器從直流環(huán)節(jié)移至網側濾波器是必要的，為輸出逆變級PWM電流提供低阻抗通道，且限制這些電流引起的電壓ZZC圖47表征供電網絡F3E有源饋電變流器性能的網側濾波器和等效電路電流傳遞函數G(f)取決于供電網絡阻抗。此處假設供電網絡阻抗為理想的電感性。為將電抗換G(f)=iu/i因此，重點不應放在電流上，而應放在由電流引起的電壓畸變上。要計算這種電壓畸變，應考慮電ffULN,h=ZL×iLh……(11)43210—Rsg=750圖49給出供電網絡電壓畸變如何隨供電網絡阻抗變化，并以濾波器阻抗為基準值DNpmn/Upmn@ys-100DNpmn/Upmn@ys-100正如期望的那樣，沒有阻抗的理想電壓源，沒有電壓畸變——結果將是一個干凈、理想的正弦波形。頻譜?？潭葮顺邽?kHz/div和1.25A/div。GB/T39275—2020/IEC6257圖5075kWF3E有源饋電變流器的輸如果將F3E有源饋電變流器作為電氣傳動系統(tǒng)的饋電部分，電氣傳動系統(tǒng)的動態(tài)性能完全不受圖51給出在Rsca=100條件下，輸入電流的典型諧波頻譜。使用F3E有源饋電變流器饋電能大幅降低由最顯著的諧波影響代表的諧波含量(此示例中，5次諧波降至25%以下)。GB/T39275—2020/IEC62578:2015由于輸出電壓能通過PWM控制，控制期望的特定諧波是可能的，有源饋電變流器脈沖斬波器在供電網絡側產生具有脈沖頻率、其邊帶頻濾波器通常集成在有源饋電變流器脈沖斬波器中。濾波器的應用和設計有源饋電變流器脈沖斬波器適用于補償諧波。傳統(tǒng)的功率控制器至今還有源開關、串聯(lián)二極管以及續(xù)流期間的續(xù)流二極管(直流負載)和附加的有源開關(用于交流負載)11電流源型兩電平PWM有源饋電變流器的特性三相電流源型PWM有源饋電變流器的典型變流聯(lián)結如圖54所示。圖54電流源型有源饋電變流器拓撲該變流器由三個橋臂組成，每個橋臂包含兩個開關器件(即功率半導GB/T39275—2020/IEC62578:2015流器通過濾波器連接至供電網絡，該濾波器通常由附加于供電網絡阻抗的電工業(yè)場合應用的中功率和大功率變流器通常使用反向阻斷門極關斷晶閘管(GTO)。電流源型變流器的特點是電壓向供電網絡方向上升的行為。當以固定電流電壓Ua的平均值可假設在零與供電網絡濾波電容器Uc?的幅值之間。電流源型有源饋電變流器的脈寬調制與電壓源變流器的脈寬調制非常相似(參見參考文獻[25]~[28])。變流器交流側電流由直流側電流脈沖組成，如圖55中高頻PWM變流器所示。它們具有與電壓源變流器交流側線電壓類似的輪廓。變流器交流側電流脈沖通過LC型濾波器濾大功率應用通常使用低開關頻率(通常為300Hz～1000Hz)的半導體器件。為了消除特定的諧L0t/s控制方案(見圖56)與電壓源變流器系統(tǒng)的很相似。疊加直流環(huán)節(jié)電流控制取代了直流環(huán)節(jié)電壓功率半導體器件中的導通損耗和開關損耗與電壓源變流器中的情況在脈沖頻率較高的情況下，電流源變流器對較大范圍的諧波具有實際的有源濾具有電流源變流器的并聯(lián)有源濾波器可能的聯(lián)結。電流參考值對應于量。電流iL的控制使得電流ILara中的諧波降至零。62十uXCZZu電流源變流器UuNLk注：In等于有源饋電變流器的額定電流。GB/T39275—2020/IEC可選電壓測量Vact__m_Vm_g邏輯 表A.1～表A.3給出不同工作條件下產生的開關指令。相應的控制規(guī)則適用于橋拓撲的所有GB/T39275—2020/IEC62578:2015電流范圍I-注入來自PWM的TLu來自PWM的T?u表A.2條件狀態(tài)2:達到負向電流限值，關斷晶體管T2電流范圍I-注入來自PWM的T?u來自PWM的T?u表A.3條件狀態(tài)0:橋臂R中的電流在允差范圍內，純電壓注入激活(例如用PWM)電流范圍I-注入來自PWM的T?u來自PWM的T?u圖A.4給出實際情況下的功率半導體器件電流。其中，采用了選定諧波消除的同步PWM。每個周期的脈沖數為7,脈沖頻率為350Hz。上：供電網絡電壓6000V/div;下：供電網絡電流100A/div。190.00自上而下分別為：機側變流器的閥器件電流、電壓和有源饋電變流器的閥器件電流、電壓(測量條件為SCMvx=38,歸一化至滿載電流)。THDTHD始終低于8%(即三角形構成的直線)GB/T39275—2020/IEC6圖A.7給出這種變流器出色的動態(tài)性能。當參考值相應改變時，從電容性工作模式到電感性工作模式的轉換以及相反過程都很快，幾乎沒有時間延遲。圖A.7無功功率變流器的動態(tài)性能A.2.2.4供電網絡畸變由于能在很短時間內提供電感性和電容性兩種功率，無功功率變流器非常適用于供電網絡中的能源管理，最高可達數兆乏?？紤]到諧波，在兩個工作范圍(電感性和電容性)中，交流側沒有間歇電流，以接近正弦波流動。更高頻率的畸變根本不會發(fā)生(見圖A.8)。圖A.8電容性和電感性運行模式下(uscv,q=15%),12脈波無功功率變流器的網側電流電平數L2345線電壓中不同電位的3579Ua;士(1/2)參考直流線路中點電位電壓波形的階躍1絕緣應力較小與兩電平變流器相比，多1234電網絡的相對電壓畸變1線電壓和電流線電壓和電流00線電壓和電流線電壓和電流>GB/T39275—2020/I線電壓和電流線電壓和電流<S圖A.12標稱電壓最高3300V的四電平拓撲(時標為5ms/div)三電平電壓源型有源饋電變流器的給定數據涉及2006年市場中的單個機型，即沒有串聯(lián)或并聯(lián)，電壓畸變取決于由阻抗Z(用uscv.u表示)與ZL之比給出的電壓分配。與電壓畸變相比(A.4),有源饋電變流器電流畸變的特征完全不同。圖A.13說明了有源饋電變流GB/T39275—2020/IEC62578:2015b)脈沖頻率較低時，盡管網絡中的電壓畸變是可接受的低值，但電流發(fā)射可能會達到相對較高畸變Uua/Uu.1(Uwa/Uus.)小大大大小小有源饋電變流器可用于改善供電網絡電壓的質量。以下案例說明了對受400V電源的短路容量計算為1.3MVA,每個有源饋電變流器的額定電流為93A,對應64kVALCL型濾波器的阻尼是通過有源饋電變流器控制實現的，這種1.5kHz內呈電阻性，超過該值則變?yōu)殡姼行?。但是，沒有使用特殊的諧波消除算法。圖A.14給出測得的具有和不具有有源饋電變流器的諧波群電壓頻譜?？煽闯?，至少受試的有源電壓THD為2.4%,而具有有源饋電變流器為2.0%?；冎形ㄒ辉黾拥氖敲}沖頻率范圍，這種情況下%%210有必要了解電容器在考慮的頻率范圍內的耐受能力。標準的交流電容器適用于功率因數校正的電容器應為附加諧波負載留有一定的功率裕度，通分比表示(例如11.5%)。見圖A.15。較少。這種情況下的大部分損耗由介電損耗決定，介電損耗通常占電容器基波總損耗的90%以上。耗隨著頻率的增加而迅速增加(見圖A.16)。專用電容器：基本特性專用電容器：基本特性ΩPRaplPa=95%P。420R?OIxpBO-068圖A.16由恒定參考電壓和可變頻率[Rp=f(h)]電源供電的電力電容器的無功功率和損耗這種增加主要是由于電容器內的繞組損耗(PR)引起的，它們在較低頻率范圍內不起主要作用。與繞組損耗相比，頻率對介電損耗(PRp)的影響較小，這是因為與繞組損耗的平方根特性相比具有線性特性。由于這個事實，可假設R。是與頻率無關的第一近似值。此外，電容器的電感性電抗可不考慮，因為電容器的內部諧振頻率通常在10kHz以上。無需考慮電容器內部的扼流圈(其存在的目的是避免低頻范圍內不期望的諧振，并相應地調諧)。這種組合對于2kHz～9kHz頻段信號幾乎呈現純電感，因此，處理這種信號完全沒問題?！擃l段內，畸變導致電氣故障的危險主要由過電流(而不是過電壓)決定；——該頻段內，電力電容器比小型電容器更容易受畸變影響而過載，因為布線損耗通常較高。此外，有時使用熔斷器保護封裝電容器內的分立電容器元件，這通常導致附加布線損耗。概括地說，關于電容器在2kHz～9kHz頻段耐受畸變的能力，通?？芍魂P注電力電容器，它代表A.6.2允許的諧波負載的目錄信息一些電容器制造商提供有關電容器處理附加諧波負載能力的相關文件，并且在該頻率范圍內(見圖圖A.17給出計算該負載引起的介電溫度的示例。表觀功率和損耗：表觀功率和損耗：f(h);頻率疊加1%、1.5%、3%、5%、7%和10%的諧波電壓005%Sa(;-%)圖A.17典型電力電容器在不同電壓畸變水平和臨界頻率邊界(單一頻率)下的表觀功率和損耗，垂直箭頭處的溫升達到可觀的值A.6.3允許的畸變水平的頻率邊界一種更通用的方法是基于復雜的計算，并允許對電容器在考慮的頻率范圍(源自基礎數據)內耐受諧波應力的能力進行一般性預測。損耗的增加會導致表觀功率增加以及電容器內溫度升高。圖A.17給出供電電壓可能出現的不同畸變水平下的損耗情況的典型結果。結果與目錄數據無關，而是基于反映實際情況的Pkpl/Pa=95%的基波頻率下的損耗率。在電容器沒有不準許的溫升的情況下，假設畸變水平允許達到的頻率邊界可由實際發(fā)生的總損耗(在單一頻率下)與在2×Pa(基波下的總損耗)處規(guī)定的損耗限值的交點得到，作為適當的允許最大值。應注意的是，事實上這些結果仍然與一個基于單一頻率(以一個頻率為主)的畸變信號有關。這種情況在實踐中確實也是可想象的，因為供電網絡本身傾向于選擇與其自身網絡頻率相同或接近的頻率。A.6.4有源饋電變流器的頻譜如果幾個有源饋電變流器影響網絡的畸變特性，將出現頻譜(見圖B.2)。由于頻譜的每條譜線都會導致電容器內出現不同的溫升，在已知此頻譜之前，無法確定電容器是否過載。對于基于同步脈沖模式的控制，畸變產生在脈沖頻率及其整數倍頻率附近，如6.6和圖B.2對于限值的規(guī)定，兩電平拓撲是為此目的應考慮的合適解決方案。當滿足與這類設備的兼容性時，所有基于PWM技術的其他類型也包括在表A.4中。GB/T39275—2020/IEC62578:2015給這個頻譜定位限值意味著除了實際使用的優(yōu)點外，因為在電容器內引這個特點使得能在測試實驗室而非現場(提供了合適的人工網絡)測量畸變。如果網絡阻抗變化，14010203040506070809010011012013014015016017018019020021022023UuAUu(Usa/Us)降低。因子穿當所有有源饋電變流器產生的最高譜線總和不超過圖B.1中作為下線的電壓畸變，并確保它們在如果每個單獨的有源饋電變流器與現場網絡條件(Rsc。)的組合滿足圖B.1和圖B.2中相應的邊至更高的頻率，即通常高于1kHz),在較低頻率范圍內出現問0ULb=690V礦井提升機(CSI);1000kVA;690VSGen=2000kVA(Dfed);Sequ=690kVA(AIC)雙饋ASM;2MV;690V690kVA;690V;PWM,3kHzDC-Mot:1MW:690VⅡ①3②圖A.20圖A.19中工廠的供電網絡配置，具有指定的測量點A.7.2.2具有和不具有有源饋電變流器濾波器的諧波電流性能CSI中典型的6脈沖譜波電流由譜振引起、附加至WIP過濾器和中壓線路1設備(?=1367A)沖擊電流p02468101214161820222426283032343638404244464850525S圖A.21CSI的常規(guī)電流(禁用有源饋電變流器濾波器)和濾波電路引起諧振情況下的電流放大(啟用有源饋電變流器濾波器)A.7.2.3啟用和禁用有源饋電變流器濾波器情況下，供電網絡的電壓電平數據這種情況下的目標是將該頻率的中壓供電線路上的畸變水平從1.3%降低至0.2%。1kHz對應于濾波電路啟用時發(fā)生諧振的頻率。3kHz下預期效果的目標是通過濾波電路實現的，但總諧波情況發(fā)生了更糟糕的變化。表A.5給出電壓畸變對濾波電路和電流分布的依賴性。中壓母線Ⅲ上的電壓畸變UA/Uu①由CSI引起由AIC引起預期效果由CSI引起非預期效果由AIC引起②由CSI引起—由AIC引起預期效果由CSI引起非預期效果由AIC引起A(過載因子)③2④低壓CSI55⑤1⑥44阻抗較小GB/T39275—2020/IEC62578:2015A(過載因子)⑦0000在有源饋電變流器的脈沖頻率范圍內實現非常低對供電網絡阻抗測量的技術背景進行了文獻調查。調查發(fā)現了5篇已發(fā)表的論文(參見參考文獻[17]~[21])和一種適用于供電網絡的測量裝置。它們描述了基本相同的原理：注入諧波電流和分析諧波電壓分量(見圖A.22)。本附錄簡要介紹參考文獻中描述的測量方法。GB/T39275—2020/IEC62578電流源電流源該函數通過傅里葉變換或等效分析計算出h次諧波頻率下的電壓分量UA和電流分量I。該頻率下的供電網絡阻抗ZA由復數量給出，其實部和虛部分別表示阻抗的電阻性分量和電感性方法A:騷擾引起的電流注入。注入由瞬態(tài)現象(例如接通和切斷連接至供電網絡的電阻器或電容方法B:單一頻率正弦波注入。一種通過放大U配電網配電網電壓信號電流信號配電網電容器電流傳感器隔離變壓器號分布式電源DG電流信號電壓參考文獻[21]提出了一種線路阻抗測量系統(tǒng)，GB/T39275—2020/IEC62578:2015公共供電網絡中的電壓畸變是影響連接至同一供電系統(tǒng)且有源饋電變流器引起的傳導發(fā)射頻率低于150kHz發(fā)射值的基本考慮，以及重要產品對2kHz~9kHz頻段發(fā)射耐受能力邊界值的基本考慮均基于調查、測量和觀查。這些調查、測量和觀查來自于——電源阻抗(ZLn,見5.2.4);短路比(Rsc。,見3.28)關于電源阻抗，德國2010年的研究(見5.2.4)得出的最新測量結果表明，通常低于IEC61000-4-7應區(qū)分由設備/部件的基本特性導致的對特定諧波畸變的靈敏度和由使用的配置或設備結構導致為避免設備中的機械共振(共振甚至可能在相對較低的諧波電壓水平下產生部分噪聲),只保持特結果見圖B.1和B.1.4。感興趣的范圍的邊界1--電離電容器耐受能力邊界結果如圖B.1所示：b)考慮了兩電平PWM有源饋電變流器的典型諧波頻譜，沒有附加抑制措施；c)諧波電壓畸變水平的定義根據3.34的線電壓畸變導出；d)對于單相(三相)PWM有源饋電變流器，單一主導頻率和出現的最高譜線之間的關系因子為e)一致性因數(如果多個PWM有源饋電變流器在同一個電源上運行)與線電壓諧波畸變的疊加等于單畸變值的1.67倍。虛線之間的適當距離約為30%。這種情況有時可能存在。例如，具有獨特諧振的電源，虛線也可視為GB/T39275—2020/IEC圖B.2給出電力電容器可接受的溫升不超過10K的典型諧波頻譜。101020304050607080901001101201301401501601701801—Rso=50;MCVo=3%—Rxc=200;uxVap=3%—Rx?=50;nsVmp=12%極限曲線(F=2.5)—Rso=100;MscVop=3%1注：usv.u=3%、6%、10%、12%。電力電容器溫度極限曲線與Rg.=50;uscv.mu=6%相交。1010多個有源饋電變流器(三相拓撲)引起的頻譜最大電壓畸變，Mscva=3%、6%、10%、12%1一-極限曲線(F=2.4)這些圖中的曲線概括了多個有源饋電變流器在同一供電線路上同時運行時的畸變效應(增加因子為5/3=1.67),并以雙對數坐標給出。因此，可將這些曲線直接與圖B.1中電力電容器的極限曲線比較。該極限曲線由電容器在同一頻——情況B:對于低于顯示值的開關頻率，有源饋電變流器將使電力電容器的要求與顯示的參數——情況C:在此應用中，有源饋電變流器可在AABCCABCCCBCCCCCCCCCCCCCCGB/T39275—2020/IEC62578BCCCBCCCCCCCCCCCCCCCCCCC 電力電容器的損耗因數和損耗特性預計與低壓電力電容器類似 為降低有源饋電變流器畸變水平而大量增加附加的有源饋電變流器濾波措施(根據圖B.5和圖B.6嚴重問題(見圖B.7)。由增加的濾波產生的供電網絡諧振頻率將在無源濾波器內產生低頻電在某些情況下，對供電網絡中允許的發(fā)射水平的嚴格限制可能對供電系統(tǒng)本身(諧振頻率的惡化)這個示例的基本信息是，可能會重新考慮對2求大量的有源饋電變流器濾波措施),以避免供電網絡的自然給定諧振移向更量GB/T39275—2020/IEC有源饋電變流器類別C3(電流小于100A)C3(電流大于100A)對于額定容量不超過75kVA的C3類產品，數據收集反饋的測量值幾乎沒有，但這里再一次說明了測量值與本標準給出的最大幅值(圖B.11中的粉紅線)的一致性。由于沒有提供有關產品開發(fā)市場和應用的明確信息，無法了解某些測量值比其他測量值低的原因。事實是，某些產品的測量值大于本標準給出的最大值?？偟膩碚f，如果出于標準化目的保留本標準的提案，這對制造商來說是一個嚴格的提案。 f/Hz9注：這些數值可被IECSC77A或IECCISPR發(fā)布的該類設備的其他公認發(fā)射限值取代。[1]DEPENBROCK,M.:PulseWidthCoVoltages,IEEE/IASInternationalsemiconductorpowerconverterconfe[2]GREEN,A.;BOYS,J.;GATES,G.:3-phasev[3]WU,R.;DEWAN,S.;SLEMON,G.:APWMa.c.-To-d.c.ConverterwithFixedS[4]BOOST,M.;ZIOGAS,P.:State-of-the-ArtCarrierPWMTechniques:ACriticalEvaluIEEETransactionsonIndustryApplications,Voltype3-phaserectifier,IEEETrans.Ind.Electronics,Vol.IE-34,1988.[6]SUGIMOTO,H.;MORIMOTO,S.;Yano,M.:Ahighperformancevoltage-typePWMconverter,PESC'88[7]OHNISHI,T.:Three-PhaseVoltage-FedTypePWMPowerConverterviaPowerFactControl,ElectricalEngineeringinJapan,Vol.111,No.7,1991.[8]WU,R.;DEWAN,S.;SLEMON,R.:AnalysisofConverterunderPredictedCurrentControlwithaFixedSwitchIndustryApplications,Vol.27,No.4,7/81991.PhaseVoltaged.c.-linkPWMConverter,EPEJournal,Vol.1,No.2,October1991,S.139-148.[10]MORAN,L.;ZIOGAS,P.;J0OS,G.:DesignAspectsofSynchronousPWMRectifier—In-verterSystemsunderunbalancedInputVoltageConditions,IEEETransactionsonIndustryAptions,Vol.28,No.6,11/121992.[11]IWAJI,Y.;FUKUDA,S.:APara[12]HOLTZ,J.:PulsewidthModulationforElectronicPowerConversion,ProceIEEE,Vol.82,No.8,August[13]OLLILA,J.:APWM-rectifierwithoutcurrentmeasurement,EPEJournal,Vol.4[14]Borcherding,H.,Balzer,E.:Netzrückwir