第七章微波有源電路1

微波工程導論

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1內容提要7.1微波有源器件與網絡描述7.1.1微波固態(tài)有源器件簡介7.1.2微波單元電路及其制造7.2微波晶體管放大器的主要技術指標7.3微波低噪聲放大器的設計7.3.1晶體管放大器的噪聲特性7.3.2窄帶低噪聲放大器的設計7.4微波功率放大器7.4.1功率放大器的主要技術指標7.4.2大信號甲類功率放大器的設計7.5微波固態(tài)振蕩器7.5.1簡介7.5.2基本原理和技術指標7.5.3晶體管振蕩器7.5.4介質諧振器振蕩器7.5.5YIG調諧寬頻帶振蕩器27.6微波調制器與控制電路7.6.1微波開關器件7.6.2微波移相器7.7微波混頻器與倍頻器7.7.1微波混頻器的基本原理7.7.2微波混頻器的主要技術指標7.7.3幾種典型的微波混頻器7.7.4微波倍頻器的簡單介紹7.8射頻/微波收發(fā)前端7.8.1射頻/微波發(fā)射機7.8.2射頻/微波接收機7.9微波電路的CAD7.9.1常用的微波電路CAD軟件7.9.2微波電路計算輔助設計-簡介7.10微波電路測量技術7.10.1常用的微波測試設備7.10.2幾種常見的微波參數測量方法7.1.1微波固態(tài)有源器件簡介目前應用最多的器件是硅雙極晶體管（簡寫為BJTs）、砷化鎵金屬半導體場效應管（GaAsMESFETs，簡寫為FETs）、GaAs和InP的高電子遷移率晶體管（HEMTs）、SiGe和GaAs兩者的異質結雙極晶體管（HBTs）等。硅雙極晶體管有較低的漏電流和低的1/f噪聲，只需單個電源供電，而且十分便宜，因此市場占有率高，用于放大器可工作于2-10GHz，用于振蕩器可到20GHz。FETs和HEMTs有很高的工作頻率，低的噪聲系數，極好的開關特性，高的功率輸出和在較低工作電壓上有較高轉換效率的能力。因此，作為單個分離的晶體管，FETs廣泛用于低噪聲放大、寬帶放大、中功率和高功率高效率放大器、混頻器、倍頻器、開關電路和增益控制電路中。由于異質結構的應用而改善了電荷的轉移特性（如在HEMTs中），或p-n結注入特性（如HBTs）HEMTs和HBTs器件為微波和毫米波的IC應用提供了潛在的優(yōu)點。應用新穎結構生產的單片微波集成電路（MMICs）較大地改善噪聲性能和高頻工作（直至200GHz）。7.1

微波有源器件與網絡描述37.1.2微波單元電路及其制造微波單元電路微波前端應用的固態(tài)器件包括肖特基二極管、PIN管和晶體管。而晶體管包括BJTs、FETs、MOSFETs、HBTs和HEMTs。在微波和毫米波電路中應用這些器件的電路包括放大器、振蕩器、倍頻器、混頻器、開關、移相器、衰減器、調制器、限幅器及其它的應用。應用混合MIC技術制造的電路尺寸較PCB小，并可工作至毫米波頻率。在制造單片微波集成電路（MMIC）中，所有有源和無源電路元件及其的互相連接是在一半導體絕緣基片（通常為GaAs）的表面上一起形成的。MMIC特點目前生產的MMICs多數工作于0.5-40GHz的頻段。而覆蓋毫米波的從30到200GHz的應用正在增加。單片集成技術特別適用于毫米波應用。MMICs的優(yōu)點是費用低、尺寸小、重量輕、電路設計靈活、頻帶寬、可大批量生產、封裝簡單、改善生產中的重復性、抗輻射、改善可靠性、通用性好等。4設計微波放大器時所考慮的主要問題:放大器的功率增益噪聲系數放大器的穩(wěn)定性輸出功率輸出端的駐波比對功率放大器的效率等。7.2微波晶體管放大器的主要技術指標5四個反射系數為

源的反射系數輸入端反射系數輸出端反射系數負載反射系數這四個參數既各自獨立又有一定關聯。例如，負載改變，將改變，輸入反射系數也跟著改變，但輸出反射系數和源的反射系數并不改變。相似地，如源阻抗改變、將改變，跟著改變，但和并不改變。6圖中標出四種類型的功率量：

Pa為由信號源給出的可用功率；

Pin為實際交付給網絡（器件）的功率；

Pout為網絡輸出的可用功率；

PL為實際交付給負載的功率。（1）功率增益實際應用中有轉換功率增益、可用功率增益和工作增益。轉換功率增益定義為負載吸收的功率與信號輸出的可用功率之比，即可用功率增益定義為網絡輸出的可用功率與源輸出的可用功率之比，即工作功率增益定義為實際交給負載的功率對輸入到網絡的功率之比，即7對輸入和輸出端口，入射波和反射波的關系為聯立求解得：同理有：交付給網絡的平均功率為：交付給負載的功率為：參考圖可寫出向著源和向著負載看去的反射系數分別為8源的可用功率

是可交付給網絡的最大功率，它是當網絡的輸入阻抗與源阻抗共軛匹配時出現

9同理，網絡輸出的可用功率

是可交付給負載的最大功率

可得有關功率增益的計算式1、可用功率增益為102、工作功率增益為3、轉換功率增益為對轉換功率增益還可以導出另外兩個等效的公式

式中假定網絡是單向的，即=0，因此S11和S22，將之代入上式得：可以認為它們是三個獨立的增益，這使分析和設計簡單化，既可以分別設計，也可綜合考慮。其中，GS和GL分別表示輸入輸出匹配網絡的增益或損耗。1）單向轉換功率增益（轉換功率增益的特定情形）

11我們可以使輸入反射系數和輸出反射系數達到最佳，使輸入和輸出匹配電路達到最大增益。即如果滿足和的同時滿足共軛匹配條件，則轉換功率增益達到最大，并稱之為最大單向增益，其值為2）最大單向增益1213（2）、噪聲特性對一個微波放大器，無信號輸入時還可以測量到小的輸出信號，這是放大器的噪聲。放大器總的輸出噪聲功率由輸入到放大器的噪聲和放大器本身的噪聲兩部分組成。圖中表示一個有噪聲的二端口微波放大器的模型。輸入到放大器的噪聲功率可以用一噪聲電阻來模擬。這一噪聲是電阻器內電子隨機運動而產生的熱噪聲，由電阻

產生的最大噪聲功率為

式中

，T是電阻的噪聲溫度，以K（開爾文）表示；B是噪聲帶寬。注意有效的噪聲功率與電阻值的大小無關。思考：溫度T的環(huán)境噪聲基底為-174dBm，如何得來？輸入到放大器的噪聲功率可以用一噪聲電阻來模擬。這一噪聲是電阻器內電子隨機運動而產生的熱噪聲，由電阻產生的最大噪聲功率為：對一個微波放大器，無信號輸入時還可以測量到小的輸出信號，這是放大器的噪聲。放大器總的輸出噪聲功率由輸入到放大器的噪聲和放大器本身的噪聲兩部分組成。如果放大器沒有噪聲，則141）噪聲系數

15既然熱噪聲相對于電阻是恒定的并正比于絕對溫度，因此以溫度為單位表征噪聲功率?？紤]圖示的放大器，對阻抗為任意值（典型情況是源阻抗及負載阻抗為50歐姆）時的輸出噪聲功率為

是室溫（一般

）和

為無噪聲

放大器的噪聲溫度，當源阻抗是在

時

噪聲系數通常以分貝表示一般任何有噪聲的二端口網絡可以用一噪聲電壓和一噪聲電流源連接于無噪聲網絡的輸入端口來表示。如果電路表現為電壓噪聲為主，用一高阻抗的源將使噪聲信號的傳輸最??；但是如果是電流噪聲為主，用低阻抗源將使噪聲信號的傳輸最小。當兩種噪聲源都必須考慮時，在特定的源導納或源阻抗時，電路的噪聲系數將最小，這種情況的源導納稱為最佳源導納?；蜃⒁猓鹤畲髥蜗蛟鲆嫫ヅ渑c最佳噪聲匹配不一致。2）最佳噪聲匹配16式中，

為源導納；

為最小噪聲系數；為給出最小噪聲系數的源導納，

放大器的穩(wěn)定性可以通過二端口的參數、輸入和輸出匹配網絡及終端阻抗等來檢驗。放大器的穩(wěn)定可以是無條件（絕對的）穩(wěn)定或有條件穩(wěn)定。在給定的頻率下，如果輸入和輸出阻抗的實部是正的，即<1和<1（反射波的幅度減?。?，這種情況是無條件穩(wěn)定的，此時，不管源阻抗和負載阻抗為任何值，放大器都是穩(wěn)定的。否則，如果源和負載阻抗只能在特定的范圍內選擇，超出該特定范圍可能出現源和負載阻抗的實部為負，而>1或>1（反射波的幅度增大）的振蕩狀態(tài)，則放大器是有條件穩(wěn)定的。(3)、放大器的穩(wěn)定性

17

絕對穩(wěn)定條件可以用反射系數表示為：

（7.2-26）

現令=1和=1作為穩(wěn)定與不穩(wěn)定的邊界條件，為了對邊界條件求解，可以把上式中的有關參量表示為復數的形式：1）穩(wěn)定圓1822將之代入（7.2-26）式的第二和第三式，

在平面上的穩(wěn)定圓和在平面上的穩(wěn)定圓19

輸出穩(wěn)定圓的穩(wěn)定與不穩(wěn)定區(qū)

輸入穩(wěn)定圓的穩(wěn)定與不穩(wěn)定區(qū)2021<1不同情況的穩(wěn)定與不穩(wěn)定區(qū)

無條件穩(wěn)定放大器的穩(wěn)定圓對所有無源負載和源，其絕對穩(wěn)定條件可以表示為絕對穩(wěn)定的必要與充足的條件可概括為式中，K稱為放大器的穩(wěn)定系數，也稱為Rollet因數，或Rollet條件。如果知道晶體管的S參數，則據此可判斷放大器是否穩(wěn)定。22對給定工作條件的一個放大器，產生恒定增益所對應的阻抗在圓圖上的軌跡稱為恒定增益圓。（a）單向情形(=0)在單向情形下，如果或

，功率增益或達最大。其一般表示式可表示為：定義歸一化功率增益因數為：2）恒定增益圓

23

式中，可以證明，以上方程式表示一族圓，該圓的圓心、半徑為：用同樣方法可以推導出負載邊的恒定增益圓，只要把源邊的參數用負載邊的參數置換即可。24當不能忽略時，要求最大轉換功率增益的條件為其中，對上兩式求解，得到同時共軛匹配的和的值用和標記，在同時共軛匹配條件下，最大轉換功率增益為（b）雙向情形的共軛匹配()

25當K很大時，很大的穩(wěn)定性余量使最大增益趨向于零。設我們所需增益用表示，則這個公式可用于在所需增益和穩(wěn)定性余量之間的工程折中。當K=1時的最大轉換功率增益的值定義為最大穩(wěn)定增益。也稱為器件的品質因數。26必須考慮無條件穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩種情況。對無條件穩(wěn)定電路，當滿足和時，任何源阻抗和負載阻抗都是穩(wěn)定的。（c）雙向情形的恒定增益圓27對一些應用，要求噪聲系數盡可能低，但最低噪聲系數與最大功率增益不可能同時得到，因此在圓圖上需同時畫出恒定功率增益和恒定噪聲系數圓，這樣可以選擇反射系數以給出最佳的噪聲系數和功率增益。噪聲系數可以用連接于網絡輸入端口的源導納來表示：用源反射系數表示歸一化源導納和：3）恒定噪聲系數圓28為了對給定噪聲系數決定噪聲系數圓，我們定義一個噪聲系數參數為或上式表示一簇圓，其圓心位置和半徑分別為29在單向情形下，在同一個圓圖中同時表示一組恒定增益圓和一組恒定噪聲系數圓時。這將為在噪聲系數和功率增益之間尋找折中提供方便。利用等增益圓和等噪聲系數圓設計放大器307.3.1晶體管放大器的噪聲特性雙極晶體管最小噪聲系數的簡單表達式：式中由上式可見，雙極晶體管的噪聲系數與工作頻率的平方成正比。

7.3微波低噪聲放大器31

為特征頻率。如取T=290K尼遜（Nielsen）建立最佳源阻抗與最小噪聲系數之間的關系式中，32

為發(fā)射極截止頻率。等效噪聲電阻為當時間常數

為主項時，稱為基極限制條件，此時最小噪聲系數為

當時間常數

為主項時，稱為基極限制條件，此時最小噪聲系數為

?？耍‵uKui）對GaAsMESFET的噪聲特性的分析得出的結果廣泛地被用以估算FET管的噪聲系數，其有關公式為:上式的MESFET的也可以近似表示為由此可見，與f呈線性關系，這也表明，場效應管的噪聲系數較雙極管低。33設計單級的窄帶低噪聲放大器的步驟如下：①

選定一個GaAsFET，其噪聲系數較設計值低，而功率增益較設計值高；②

計算其穩(wěn)定系數K。③

如果K>1，選擇合適的輸入與輸出匹配網絡，包括偏壓電路，并完成其設計。④

如果K<1，在反射系數平面上畫出不穩(wěn)定區(qū)域，并選擇匹配網絡以避開不穩(wěn)定區(qū)域。⑤

用分析的方法或CAD工具計算放大器的性能，并檢查工作頻帶內放大器的穩(wěn)定性。⑥

這個放大器各電路元件的實現。7.3.2窄帶低噪聲放大器的設計34例：設計一低噪聲放大器。要求放大器工作于12GHz，帶寬=5%，增益8dB，噪聲系數NF為2.5dB，輸出駐波比為1.2，已有的低噪聲場效應管的參數為：

解：仔細研究給出的晶體管參數后可知該管滿足設計條件，且K>1，因此簡化為對輸入與輸出匹配網絡的設計。35對輸入與輸出匹配網絡，最簡單的電路是由兩個元件構成的Γ型匹配電路，如下圖輸入匹配網絡，必須把50?的源阻抗變換至。對輸出匹配網絡，必須將50?的負載阻抗變換至。匹配元件的值或者用分析的方法，或者用圓圖的圖解法，其值有許多種，這里給出用微帶線實現的其中一種，如下圖所示。在設計中要避免直流電路及旁路電容的影響。對多級低噪聲放大器，前級按最低噪聲系數設計，而中間級和末級按最大或平頂響應增益設計。367.3.1功率放大器的主要技術指標大信號功率放大器主要涉及:功率增益交調產物熱效應等問題(1)功率增益對功率放大器，常用的功率增益定義為交付給負載的功率對輸入功率之比，即

。7.4微波功率放大器37(2)1dB增益壓縮點38放大器線性范圍兩個末端的輸出功率之差稱為功率放大器的動態(tài)范圍，即

以dB表示的動態(tài)范圍是功率放大器的一個十分重要的特性，它表示對給定的輸入，放大器能很好工作于甲類工作狀態(tài)的工作范圍以及輸出的功率。(3)動態(tài)范圍dR39雖然任何放大器存在交調失真（IMD），但對工作于非線性區(qū)域的功率放大器，這一問題尤為突出。與諧波失真不同，交調失真是由兩個不同頻率的未調制的信號加于放大器的輸入端而在放大器輸出端所產生的新的頻率分量的現象。

(4)交調失真（IMD）與三階交叉點（IP3）4041對低噪聲放大器或混頻器，其工作區(qū)域可用低端的噪聲和高端的交調失真變成不可接受時的最大功率電平所限定，對此可以表示其工作范圍，稱為虛擬自由動態(tài)范圍。對MESFET的典型值是：。定義功率增加的效率為式中，，稱為耗損效率；G為放大器的增益。對高效率放大器，單級放大器的增益要求10dB數量級或更高。

無繩電話（800～900MHz）的硅晶體管放大器，其PAE約為80%數量級。功率放大器常常設計有最佳的效率而不是最大可能的增益。

(5)PAE(Power-addedefficiency)功率增加的效率42(1)、方法1工作于大信號的甲類放大器，其所有小信號的S參數除外，其他保持不變。隨功率電平和頻率的增加而減小，這是由于放大器輸出功率的飽和以及隨頻率的增加功率減小所致。此時，應用大信號的代替小信號的進行設計即可。例：某場效應管在5GHz時具有如下的小信號S參數：

，

，

，

?，F調整其偏置，使其工作于大信號甲類放大，此時測得

。試設計具有最大轉換功率增益的大信號甲類放大器，系統的特性阻抗為50?。增益的誤差范圍為0.5，足以滿足要求。7.4.2大信號甲類功率放大器的設計43

，

在下面的計算中將用大信號的首先檢驗穩(wěn)定條件：

和，無條件穩(wěn)定。現檢驗單向性的假定：由于最大誤差是在

，因此可以利用單向性進行設計最大增益解題思路44

45（圖中的A點）得

（圓圖中的B點）與源電導并聯一電納j1.4的結果是（1+j1.4）(C點)，并聯的電納由l=0.151λ的開路線提供。由C點轉到B點的電長度為為串聯傳輸線的長度。輸出匹配網絡的計算：

（圖中D點）得對應的導納

（圖中E點）。過E點的等Γ圓與G=1的圓相交于F點，并聯的電納

輸入匹配網絡的計算

由F點轉到E點的電長度為

為串聯傳輸線的長度。

（2）方法246

(a)

(b)7.5.1簡介微波振蕩器是所有微波系統（如雷達、通信、導航、電子戰(zhàn)等）的基本的微波能源。隨著微波技術的迅速發(fā)展，要求有更好性能的振蕩器，包括好的功率輸出、高的直流—射頻轉換效率、低噪聲、良好的穩(wěn)定度、良好的頻率調諧能力、寬的頻帶、小尺寸與價格低廉等。微波固態(tài)振蕩器的關鍵是有一個負阻固態(tài)器件。適合微波振蕩器應用的有Gunn（耿氏二極管或稱體效應管）器件，IMPACTT(碰撞雪崩渡越時間二極管)，RTDs（諧振調諧二極管）和晶體管。Gunn和IMPACTT是僅用于微波和毫米波的二端器件。而晶體管有許多不同的類型，適用于從低的RF至微波和毫米波。在微波頻段，一般應用雙極晶體管、金屬半導體場效應管（MESFETs）、高電子遷移率晶體管（HEMTs）和異質結雙極晶體管（HBTs）。7.5微波固態(tài)振蕩器47振蕩頻率由全部電路的諧振頻率決定。諧振時總的電抗（或電納）等于零。另外振蕩條件還要求電路的凈電阻（或電導）為負。7.5.2基本原理和技術指標48ZDZ0ZL阻抗變換網絡

目前用于振蕩器的晶體管形式很多，但目前設計的程序都是基于晶體管的S參數。一、小信號晶體管振蕩器的分析7.5.3晶體管振蕩器49穩(wěn)定系數（與放大器相同）為第一式確保，而第二式決定振蕩頻率。只要在某一電壓V時大于RL，則網絡就處于振蕩狀態(tài)。換言之，當振蕩器接通供電電壓后，由于有噪聲電平而開始振蕩并逐漸加強，輸出的幅度（V，I和P）連續(xù)增大直至器件因飽和效應而受到限制。50

振蕩條件也可以用反射系數表示為可以證明，如果輸出端口振蕩，則輸入端口也振蕩。即如果，就說明輸出端口振蕩，此時，輸入端口應滿足的條件。51

如果TL①

選擇在振蕩頻率上可能處于不穩(wěn)定的一個晶體管。如果晶體管不是這樣，可以用反饋元件使它處于不穩(wěn)定狀態(tài)。②

設計輸入網絡ZT或ΓT，在穩(wěn)定圓的不穩(wěn)定區(qū)中選擇ZT或ΓT，使

>1。③

從ZT和晶體管的小信號S測試計算，并確認>1：

④選擇合適的負載或按照如下的振蕩條件選擇負載：⑤

設計匹配網絡將50?負載變換到ZL。⑥

具體電路的實現。對于大信號晶體管振蕩器的設計，其設計方法基本上與小信號時相同，主要差別在于應用大信號的S參數。(2)、小信號晶體管振蕩器的設計步驟52

例7.5-153振蕩器設計的輸入穩(wěn)定圓

54

55

串聯反饋BJT的振蕩電路在BJT管的基極加入正反饋電感L的網絡表示對于如雷達、通信發(fā)射機、導航等的本振，其振蕩頻率一般是固定的，且要求振蕩頻率對溫度有低的頻率漂移和低的相位噪聲。為了實現這樣的振蕩器，除了有源器件應有在所需頻率產生負阻的能力外，還需要有高Q的諧振器。在前面介紹的各種諧振器均可以在固定頻率振蕩器應用。金屬諧振腔的Q值最高，它提供優(yōu)良的相位噪聲和頻率穩(wěn)定特性，但其體積大、費用高和不可集成，因而其應用受到限制。微帶線或平面諧振器的體積小、可以集成，但其Q值低。介質諧振器（DRs）既有金屬腔的高Q的特點，又有平面諧振器的小體積、可集成的優(yōu)點，還具有非常高的優(yōu)于的溫度穩(wěn)定能力。因此，它已廣泛應用于低噪聲、溫度穩(wěn)定的固定頻率振蕩器中。7.5.4介質諧振器振蕩器5657晶體管介質諧振器的三種振蕩器電路介質諧振器與微帶線間的耦合微波單晶YIG(yttriumirongarnet，釔鐵石榴石)是一種高Q的鐵氧體諧振器，其損耗很小，而且可以用直流磁場的變化來實現寬頻帶的電調諧。目前已達到500MHz～50GHz的調諧范圍。如將它應用于MICs中，其高的性能及合適的尺寸使它無論在民用還是在軍用上都是極佳的選擇，可用于濾波器、振蕩器、倍頻器、識別器和限幅器中。7.5.5YIG調諧寬頻帶振蕩器58耦合電路及其等效電路

在微波毫米波系統中，為了完成某種信號處理功能，需要對微波電路參量進行調制（控制），例如控制電路的通斷、衰減和相移量等等。最初的典型微波控制電路是天線收發(fā)開關，后來由于多波束雷達、相控陣雷達、電子對抗技術、微波通信和微波測量技術等方面的發(fā)展，出現了各種類型的微波控制電路，如微波開關、微波調制器、移相器、衰減器等。它們在微波設備與系統中起著日益重要的作用。

微波控制電路中常用的控制器件有微波半導體管和鐵氧體器件。半導體管具有控制功率小、控制速度快以及體積小、重量輕等優(yōu)點，因而在控制電路中得到廣泛的應用?？勺鳛槲⒉ò雽w控制器件的主要有PIN管、變容管、肖特基二極管和場效應管等。7.6微波調制器與控制電路59

PIN二極管、場效應管及其它一些晶體管廣泛地用于微波開關。PIN管有比場效應管較低的損耗和較高的功率容量，但后者在集成子系統的設計中有很大的兼容性，其消耗的功率可以忽略且費用低。7.6.1微波開關器件60(1)、微波開關器件的主要性能指標1）插損和隔離度由于開關器件在低阻抗狀態(tài)的阻抗并非為零，而在高阻狀態(tài)的阻值并非為無窮大，所以開關電路不是理想的“通”或“斷”。實際開關電路的性能可以用插損和隔離度來表示。插損定義為理想開關在“接通”狀態(tài)交付給負載的功率與實際開關在“接通”狀態(tài)交付給負載的功率之比，以分貝表示。式中表示信號源所產生的最大資用功率，即信號源與負載匹配時所產生的功率；是當PIN管存在時負載所得的實際功率。如果是在開關接通狀態(tài)下求得的負載功率，則上式代表插損，如果是在開關隔離狀態(tài)下求得的負載功率，則上式代表開關的隔離度。插損與隔離度還可以用散射參量表示為：開關插損和隔離度的具體數值決定于具體開關器件及電路類型與結構。612）開關時間開關時間是指開關從斷開到閉合狀態(tài)以及從閉合到斷開狀態(tài)所需的時間，它是電控開關尤其是微波開關的重要指標。3）功率容量開關的功率容量與PIN管的功率容量和開關電路的結構有關，PIN管的功率容量受限制的主要因素有兩方面：管子導通時所允許的最大功耗及管子截止時反向擊穿電壓。621）單刀單擲開關（SPST）有兩種基本的電路形式可以用作單刀單擲開關以控制微波信號流的通斷。(2)、開關的型式及設計63串聯型單刀單擲開關及其簡化等效電路

并聯型單刀單擲開關及其等效電路兩種電路是互補的。對串聯電路，器件的低阻抗狀態(tài)允許信號傳輸；而對并聯電路，器件的高阻抗狀態(tài)信號才交給負載。這兩種型式的開關均是在“關斷”狀況（無信號交給負載）時，入射至開關的微波功率幾乎都被反射回去。但是由于器件及電路的不理想，有少部分功率損耗在器件的電阻和電路上，有少部分由于非理想的隔離而傳輸至負載。64對于串聯連接的情形對并聯電路例子65管子型號MA47892-10910.40.50.320.085350GHzMA47899-0300.1140.30.180.5800GHz表7.6-1兩個PIN管的等效電路參數

66單刀雙擲開關（SPDT）要求至少有兩個開關器件。稱為串聯型和并聯型的兩種基本開關電路如下圖所示。當開關器件SD1是低阻狀態(tài)時而器件SD2為高阻狀態(tài)時，輸入信號傳送至1端口。并聯型電路，當器件SD1呈高阻狀態(tài)而SD2為低阻狀態(tài)時，輸入信號傳送至端口1。2）單刀雙擲開關67單刀雙擲開關（SPDT）當串聯器件呈低阻抗且并聯器件呈高阻抗狀態(tài)時，這個開關是“接通”的。（3）串-并聯型開關68是串聯器件的阻抗，是并聯器件的阻抗?！敖油ā睍r，為低阻抗而為高阻抗。SPDT開關的設計概念也可以擴展到單刀多擲開關。用三個串—并聯型構成的單刀三擲微帶開關移相器是一個二端口網絡，它使輸出信號與輸入信號間的相位差連續(xù)地改變或步進式地改變。相位連續(xù)改變的稱為模擬式移相器；步進式（如11.25?，22.5?，45?，90?，…，180?）改變的稱為數字式移相器。數字式移相器廣泛地應用于相控天線陣系統中，用以控制天線陣各個單元饋電信號的相位以實現波束由計算機控制的快速掃描。7.6.2微波移相器69單個相移的移相器如下圖所示。它有兩個單刀單擲的開關以改變信號的傳輸路徑長度為或為，當信號經較長的時，其相位延遲為：其插損與兩個單刀單擲開關的相同。（1）開關線型移相器70兩個單刀單擲開關線型移相器對22.5?和45?相位十分普遍的設計是加載線型移相器，其移相的機理是在均勻傳輸線上加載一個小電抗jB。設其歸一化電納為，則由b引起的反射為：V+和V-分別表示在接入點的入射波和反射波電壓，因此合成的傳輸波電壓為VT=V++V-，傳輸系數T表示為（2）加載線型移相器71另一重要性能參數是插損，它由VT與V+的比值給出：目前這個插損雖小，但隨著頻率升高，該值會逐漸增大到不能容忍。這個缺點可以用分開λ/4長度的兩個相同的電納來克服。由兩個電納產生的反射波，其量值幾乎相同，但相位相差180?，因此互相抵消。72加載線型移相器（3）分支定向耦合器型移相器73在雷達、通信及其它微波毫米波系統中要廣泛采用頻率變換器，它們是微波毫米波發(fā)射機和接收機的重要組成部分。頻率變換器是一個廣義的稱呼，其作用是對信號的頻譜進行“搬移”，針對特定的輸入信號按需要產生頻譜變化了的輸出信號，以利于實現無線電發(fā)射，或者進行進一步的放大、解調等信號處理。頻率變換器按照功能還可進一步劃分為：下變頻器、上變頻器和倍頻器。7.7微波混頻器與倍頻器74包含一個或多個非線性元件的網絡微波變頻器的組成微波變頻器除應用于微波低噪聲接收機中外，主要應用于微波發(fā)射機，完成載頻調制和功率上變頻。微波倍頻器也是微波毫米波系統中常用的部件，在一些微波設備中，例如頻率合成器和微波倍頻鏈中，它更是不可缺少的關鍵部件之一。近年來，在毫米波超外差接收機的本振源中，也常常用到倍頻器。原則上，各種半導體元件只要具有非線性，都可以用來構成倍頻器。但實際上，最常用的是變容管倍頻器和階躍管倍頻器。變容管倍頻器適用于低次倍頻，其效率較高，如果忽略損耗電阻等寄生參量的影響，效率甚至可以達到100％；而階躍管倍頻器多用在高次倍頻場合，其結構相對簡單，倍頻次數可達100以上。75包含一個或多個非線性元件的網絡微波倍頻器的組成混頻器的功能是把輸入的信號（振幅、相位等）從一個頻率如實地變換至另一個頻率上。因此，作為混頻器的器件，必須具有強的非線性、低的噪聲、低失真和良好的頻率響應特性?？捎米骰祛l器的器件有肖特基勢壘二極管（SchottkyBarrierDiode）和場效應晶體管。普通的p-n結二極管，由于其高頻頻率響應特性不好很少用于微波混頻器。肖特基勢壘二極管有低的結電容和小的串聯電阻。場效應管由于具有極好的頻率響應、低的噪聲和容易在MMIC中應用，廣泛地應用于混頻器的設計中?；祛l器傳統上分為二極管無源混頻器和場效應管有源混頻器兩種，前者產生變頻損耗，后者有變頻增益。7.7.1微波混頻器的基本原理76混頻器的頻譜混頻管的特性可用多項式表示為：令輸入的射頻信號和本振信號分別為

和

有：第二階項是主要的混頻產物：其混頻產物為：77式中，M、N是正整數

78有限帶寬混頻器的頻譜圖（1）變頻損耗Lc或變頻增益Gc表征混頻器頻率變換能力的參數是變頻損耗Lc（或變頻增益Gc），它定義為射頻（RF）信號資用功率PRF與交付給中頻負載的中頻信號資用功率PIF之比（或相反），即

或

變頻增益隨本振（LO）功率的增加而增加，直至混頻器飽和。（2）噪聲系數在肖特基二極管中，主要的噪聲源是由串聯電阻產生的熱噪聲和載流子發(fā)射的散彈噪聲。在二極管混頻器中，由于時變結電容的影響，最小的變頻損耗和最小的噪聲系數并不同時出現。式中，Nin和Nout分別是輸入和輸出的噪聲功率；G是系統的增益。對混頻器噪聲系數的定義，基于是否考慮鏡頻的噪聲而有三種。7.7.2微波混頻器的主要技術指標79（a）最簡單的定義僅考慮從射頻至中頻的變換，而不考慮鏡頻對噪聲額影響。在這種情形下，有（b）如果混頻器也有邊帶鏡頻成分，其噪聲源的T由T0變?yōu)?T0，即輸出的噪聲功率為（c）總的輸出噪聲功率被認為是來自射頻和鏡頻的噪聲功率之和時，這是眾所周知的雙邊帶的噪聲系數：80混頻器中的交調（IM）與放大器的線性靈敏度相似，它可用以檢驗混頻器的線性度。交調通常是在輸入-輸出變換特性飽和時產生的。作為一個非線性器件，以WR和WL輸入時，所有的輸出除了可能的各種諧波外，都可看作是（IM）產物。（3）混頻器中的交調81混頻器IMD頻譜在小信號的情況下，即時，輸出功率與輸入功率的關系是線性的。當繼續(xù)增大，交調產物開始超過熱噪聲的臨界點電平時，則交調產物的影響開始出現。通常，三階的單調IMD是第一個出現的寄生頻率，它隨的增大而增大。這些產物出現的電平點取決于本振電平、二極管特性和混頻器的類型及電路設計。通?；祛l器是在1dB壓縮點以下工作，而三階交叉點的值越大，則對三階的抑制越好，典型值是在1dB壓縮點以上9～11dB。（4）動態(tài)范圍與線性度82現考慮本振與鏡頻信號的混頻，在合適相位的情況下，有對和頻增強，其混頻過程在實際中，為了得到回收（增強），電路的安排應讓各種中頻信號與基本的變頻變換同相，其結果是增強凈輸出功率Pout和減小變頻損耗。（5）鏡頻回收83重要的隔離參數是：①本振端至RF端的隔離：在端接50?阻抗，然后測量RF端口的本振信號電平的衰減量。②本振至端的隔離：在RF端接50?阻抗，然后測量IF端口的本振信號電平的衰減量。因為，所以，正常情況只指定本振端口與其它端口的隔離性。（6）隔離度(1)

單端混頻器

7.7.3幾種典型的微波混頻器84單端和單平衡混頻器，其電路較簡單，容易實現，但也存在如下一些問題：（a）LO與RF端的隔離常常不足；（b）要求大的LO功率；（c）對LO的AM噪聲敏感；（d）帶寬窄。85鏡頻與和頻增強型微帶單端混頻器混頻器的測量性能將兩個單端混頻器用180?或90?分支線定向耦合器組合起來就成了平衡混頻器，如圖…所示。在圖7.7-11(a)中用了一個平衡—不平衡變換器(或稱為巴倫)將RF信號同相加于二極管上，而本振信號反相加于兩個二極管上，如圖中箭頭所示。這種電路能抑制輸入信號的偶次諧波（通常是指本振的），抑制的程度取決于電路的平衡性；也提供LO與RF端的互相隔離。（2）單平衡混頻器86單平衡混頻器（特點：二極管全導通，或者全截止）

87180?單平衡混頻器90?單平衡混頻器（3）雙平衡混頻器88特點：二極管不同時全部導通或者截止，端口間的隔離度好雙平衡混頻器由于其理想的相位關系，不僅在LO端的反射相消，而且在RF和IF端的噪聲也相消，而所有三個端口間的隔離度由電路的平衡性而達到。理論上，如果四個二極管是理想的平衡和準確地對稱，則隔離是理想的。實際上，極好的平衡性只能在集成電路中才能較好地實現，用一個耦合環(huán)，混頻器端口間的互相隔離可以超過30dB，并明顯地與頻率無關。89隨著微波技術的發(fā)展，微波倍頻器廣泛用于通信、雷達、頻率合成和測量等技術中，它在小功率高穩(wěn)定的振蕩器、頻率綜合器、鎖相振蕩器和毫微米脈沖產生器等技術中也得到了廣泛應用。其主要作用可歸納為：（1）獲得高穩(wěn)定度的高頻振蕩源。由于微波電真空管器件和微波半導體振蕩的共同缺點是頻率穩(wěn)定度不高，而目前電路中多采用的高穩(wěn)定石英晶體振蕩器振蕩頻率一般較低，所以采用倍頻技術，將頻率低的石英晶體振蕩器所產生的穩(wěn)定振蕩進行倍頻，可以得到穩(wěn)定度較高的微波振蕩源。（2）擴展設備的工作頻段。如掃頻儀中的掃頻振蕩源，從一個振蕩源得到兩個或多個成整數比的頻率。7.7.4微波倍頻器90最近十多年來，固態(tài)微波倍頻器的發(fā)展十分迅速，由早期的非線性變阻二極管倍頻器發(fā)展到變容二極管、階躍管和雪崩管倍頻器，又由雙極晶體管倍頻器發(fā)展到單柵和雙柵微波場效應管倍頻。當倍頻次數較小時，可以用變容管、晶體三極管、FET及寬帶放大器等方法來實現倍頻。其中，變容管倍頻效率比較低，但電路簡單、成本低、容易調整實現；FET倍頻電路較復雜，但電路微帶，倍頻效率高且有增益。當倍頻次數較高時，應優(yōu)先采用階躍恢復二極管來倍頻，但電路復雜、穩(wěn)定性不高。91倍頻器基本電路結構微波倍頻器分成兩類，低次倍頻器和高次倍頻器。低次倍頻器的單級倍數N不超過5。使用器件為變容二極管，倍頻次數增加后，倍頻效率和輸出功率將迅速降低（二倍頻效率在50%以上，三倍頻40%）。如需高次倍頻，則必須做成多級倍頻鏈，使其中每一單級仍為低次倍頻。高次倍頻器的單級倍頻次數可達10～20以上，倍頻使用的器件是階躍恢復二極管（電荷存儲二極管）。在高次倍頻時，倍頻效率約為1/N。因為倍頻次數高，可將幾十兆赫茲的石英晶體振蕩器一次倍頻至微波，得到很穩(wěn)定的頻率輸出。92現代無線系統通常由發(fā)射機、接收機和天線系統組成。發(fā)射機的任務是將語音、圖像等基帶信號對載波進行調制，實現頻率的轉換，利用電磁波將信息傳送到遠端，發(fā)射機的特性與使用場合有關，如在遠距離系統中，大功率低噪聲是首要指標，而在空間和電池供電系統中，必須效率高。接收機是信號的還原過程，它要在復雜的電磁環(huán)境中篩選出有用的信號，將微波信號轉換為基帶信號。由于傳輸路徑上的損耗，接收機接收的信號是很微弱的，并伴隨著許多干擾，因此接收機的主要指標是靈敏度和信號的選擇性。發(fā)射機通常與接收機組合成收發(fā)機，或稱T/R組件。在收發(fā)機中，為了使用一個天線，必須采用雙工器將發(fā)射信號或接收信號分離，防止發(fā)射信號直接進入接收機，使其燒毀。雙工器可以是開關、環(huán)行器或濾波器的組合。

7.8射頻/微波收發(fā)前端93射頻/微波發(fā)射機完成的主要功能是調制、上變頻、功率放大和濾波，有時前兩個功能會合并在一起。與形式多樣的接收機不同，發(fā)射機結構只有少數幾種形式，這是因為對發(fā)射機中如噪聲、干擾抑制和頻帶選擇等的要求要比在接收機中寬松得多。7.8.1射頻/微波發(fā)射機941）頻率或頻率范圍?？紤]微波振蕩器的頻率及其相關指標、頻率或頻段指標、溫度頻率穩(wěn)定度、時間頻率穩(wěn)定性、頻率負載牽引變化、壓控調諧范圍等。2）功率。與功率有關的指標有最大輸出功率、頻帶功率波動范圍、功率可調范圍、功率的時間和溫度穩(wěn)定性等。3）效率。這里指供電電源到輸出功率的轉換效率。這一參數對于電池供電系統尤為重要。4）噪聲。噪聲包括調幅、調頻和調相噪聲。不必要的調制噪聲將會影響系統的通信質量。5）諧波抑制。諧波抑制指工作頻率的高次諧波輸出大小。通常對二次、三次諧波抑制提出要求，基波與諧波的功率比為諧波抑制，兩個功率dBm的差為dBc。6）雜波抑制。雜波抑制指除基波和諧波外的任何信號與基波信號的大小比較。對于直接振蕩源，雜波就是本底噪聲，頻率合成器的雜波除本底噪聲外，還有可能是參考頻率及其諧波。(1)、發(fā)射機的參數95要發(fā)射的低頻信號（模擬、數字、圖像等）與射頻/微波信號的調制方式有三種可能形式。（1）直接產生發(fā)射機輸出的微波信號頻率，再調制待發(fā)射信號。在雷達系統中常用，用脈沖調制微波信號的幅度，即幅度鍵控。調制電路就是PIN開關。調制后信號經功放、濾波輸出到天線。（2）將待發(fā)射的低頻信號調制到發(fā)射中頻（如70MHz）上，再與發(fā)射本振（微波/射頻）混頻得到的發(fā)射機輸出頻率，該信號經功放、濾波輸出到天線。在通信系統中常用此方案。圖像通信中，將圖像信號先做基帶處理（6.5MHz），再進行調制。（3）將待發(fā)射的低頻信號調制到發(fā)射中頻（如70MHz）上，經過多次倍頻得到發(fā)射機頻率，然后再經功放、濾波輸出到天線。(2)、發(fā)射機的結構9697基本射頻前端發(fā)射機結構發(fā)射混頻器的基本電路

（3）上變頻器98（c）三階互調IP3其中，IP3為混頻器的輸入三階互調截止點，PIN是混頻器輸入端的輸入信號的功率，Δ是混頻器輸出信號與內調制信號的功率差（dB）。99混頻器的IP2測量功率放大器的1dB壓縮功率是發(fā)射機最大發(fā)射功率的主要參數。表征放大器脫離線性區(qū)進入增益壓縮的輸出功率點位置。Psat是指完全放大器進入飽和區(qū)的輸出功率，雷達系統通常采用該輸出功率狀態(tài)。（d）1dB壓縮功率P1dB100接收機作為通信/雷達系統的重要組成部分，正面臨著高工作頻率、高集成度、低電壓、低功耗、低價格的挑戰(zhàn)。目前常見的接收機前端結構有超外差、零中頻、低中頻和鏡像抑制接收機等，數字中頻接收機也逐步應用到設計中。在通信系統中，最難設計的部分是接收機，接收機必須具備低噪聲系數、小互調失真（IMD）、大的頻率動態(tài)范圍、穩(wěn)定的自動增益控制（AGC）、適當的射頻和中頻增益、低相位噪聲等特性。7.8.2射頻/微波接收機101接收機最經典的拓撲結構有：超外差接收機、零中頻接收機、低中頻接收機和鏡像抑制接收機，每種都有其優(yōu)點和缺點，分別討論如下。

1）外差式接收機(1)、接收機的結構102在外差式收發(fā)機模塊的實際制作中，中頻頻率的選擇、帶通濾波器的中心頻率與頻寬、外部無源元件的使用等設計考慮，都需要隨著不同的系統應用而仔細的規(guī)劃與調整，以能在適當的成本下達到規(guī)范的性能。A外差式接收機通用結構103采用超外差方案主要是因為超外差方案有以下兩個方面具有明顯的優(yōu)勢。（a）中頻比信號載頻低很多，在中頻段實現對有用信道的選擇對濾波器的Q值要求低得多。我們知道在超外差結構中濾波器分為兩種類型，即射頻濾波器與中頻濾波器，它們的用處是不同的。以我國使用的GSM蜂窩移動系統為例來解釋這個問題，在GSM中，上行頻帶是890～915MHz（移動臺發(fā)、基站收），下行頻帶是935～960MHz（移動臺收、基帶發(fā)），它的信道是200kHz。B、超外差方案的優(yōu)點104（b）一般接收機從天線上接收下來的信號電平為-120～-100dBm，這樣的微弱信號不能直接送到解調器解調，要放大100～150dB來達到工作的電平值。由于有源器件的特性，在較低頻率實現窄帶的高增益比在較高頻率上實現高增益要容易和穩(wěn)定的多，因此在較低頻率上獲得增益通常是更經濟的。同時為了放大器的穩(wěn)定和避免振蕩，在同一頻帶內的放大器，其增益一般不會超過50～60dB，因此在超外差接收機中，將接收機的總增益分散到高頻、中頻和基帶上，這樣不僅實現容易，而且穩(wěn)定度也高，干擾也少。105雖然外差式接收機具有相當優(yōu)異的性能，但其最大缺點是組合干擾頻率點多，這是由變頻器的非理想乘法器引起的，它是一個非線性器件。鏡像問題。在寄生通道干擾中，“鏡像（IR）干擾”的影響最為嚴重。鏡像問題是個嚴重問題，每一種無線標準均對自身頻段用戶的信號泄漏制定了約束條件，但對于其他頻段的信號沒有任何約束條件，因此鏡頻信號功率可能比有用信號功率大的多，從而需要適當的“鏡頻抑制”。鏡頻抑制最常用方法是使用鏡頻抑制濾波器，加在混頻器之前。C.超外差方案的缺點1063、高中頻造成對于鏡像的較大抑制而低中頻可以對附近干擾信號形成較大衰減。因而，中頻的選擇需要在三個參數之間折中（鏡像噪聲大小、鏡像頻率與有用信號之間的頻率范圍和鏡頻抑制濾波器的損耗）。為了減小鏡像，可以增大中頻或者在增加鏡像抑制濾波器Q值的同時不計濾波器增加的損耗。因為低噪聲放大器的增益通常小于15dB，鏡頻抑制濾波器的損耗通常不能超過幾個分貝，使得只能選擇增加中頻。1074、還有另外兩個因素影響到中頻的選擇，即不同頻段濾波器的存在性以及實際尺寸。進一步講，在便攜系統中，需要更小體積的濾波器，因而使得高中頻方案更具吸引力。由上面的討論可知，鏡像濾波器和IF濾波器都需要高選擇性的傳輸函數，然后在目前的集成電路工藝條件下，制成高Q值的集成高中頻（10～100MHz）濾波器是很困難的。5、另外，在外差式接收機中鏡頻抑制濾波器通常由外部無源器件實現的，這就要求前級的低噪聲放大器來驅動濾波器的50?阻抗。這就不可避免的導致需要在低噪放的增益、噪聲系數、穩(wěn)定性和功率消耗等參數中進行折中考慮。在頻分系統中，雙工器在中頻足夠高的情況下同樣可以起到抑制鏡頻的作用，從而可以把低噪放直接連到混頻器上去，這種結構在基站上面用得比較多，因為雙工器可以設計為在鏡像頻率處有較大衰減，通常衰減可達60dB。1086、半中頻問題。外差式接收機中，一種有趣的現象就是半中頻干擾。在ωin頻帶處為有用信號，在(ωin+ωLO)/2處為干擾信號，即距離有用信號半中頻處的干擾信號也會被接收到。7、為了抑制半中頻，必須降低在射頻RF和中頻IF路徑上的二階失真，并嚴格保持50%的本振工作周期，同時還需要使鏡頻抑制濾波器在(ωin+ωLO)/2處具有足夠的衰減。109在一次混頻結構中，選擇性與靈敏度的折中往往比較困難。如果選擇高中頻，鏡像會得到足夠抑制但完成信道選擇將會具有相當的難度，反之亦然。為了解決這一問題，外差的概念可以擴展到多次下混頻，每次混頻都經過濾波和放大，這種變頻方案以逐步降低的中心頻率完成部分信道選擇，同時降低了對于每個濾波器的Q值要求。D.雙中頻方案110如今絕大多數射頻接收機使用二次混頻結構，也稱為雙中頻方案。需要注意的是第二次混頻同樣涉及鏡像的問題。對于窄帶標準，第二中頻通常取值455KHz，而對于寬帶應用，第二中頻可能達到幾MHz。當然，在如今的系統中，中頻選擇有著很大的不同。在多級級聯系統中，在前端噪聲系數是最重要的參數，而在后端線性度是最重要的參數，因此，最佳設計需要考慮前級的總增益，同時也要考慮每一級的噪聲系數。對于外差式接收機的分析表明，接收鏈路的每一級的噪聲系數，IP3、增益都與該級前后級有關，因而必須反復考慮接收機結構和電路結構以期達到接收機各模塊增益的合理分配。另外，混頻器會產生很多雜散噪聲分量，該噪聲分量與射頻、中頻信號以及振蕩器均會互相影響。其中一些分量可能落入所需頻段，造成信號質量下降，因此，接收機的頻率規(guī)劃對整個接收機性能有很大影響。111直接將射頻信號經過一次變頻直接轉換為基帶信號。這種與外差式接收機截然不同的接收機被稱為零中頻結構。零中頻結構在發(fā)射鏈路上是直接將基帶的正交I-Q信號，利用一正交調制器與射頻載波的結合并調制到射頻頻段。此結構的優(yōu)點就是系統簡單且所需使用的集成電路芯片與外部無源器件數目較少，因此具有高度的整合性，可以容易的集成在單一芯片中。同時該結構中，沒有變頻混頻器和中頻的使用，因此并不存在鄰邊帶問題。2）零中頻射頻接收機112（a）這種直接上、下變頻的收發(fā)信機結構會帶來一些缺點。在發(fā)送部分，由于載波頻率等于本振頻率，已調制波經射頻功率放大器放大后，發(fā)送的射頻信號將有可能經各種途徑反饋回本振，本振將受到來自射頻功放及天線反饋信號的“牽引”，通常稱為“注入牽引”，這種“牽引”將惡化本振的輸出頻譜和頻率的偏移，造成最終的已調制頻譜的惡化113改進的零中頻發(fā)射機的示意圖頻率牽引示意圖b在接收部分，它帶來的缺點是自混頻引起的直流分量的產生。其主要原因就是，由于零中頻接收機結構中使用一個與射頻信號頻率相同的本地振蕩器，將其送入正交調制器直接進行解套并降頻至基帶段而恢復發(fā)射的正交I/Q信號

由于混頻器端口之間的隔離度是非理想的，即本振端口的本振信號會耦合到混頻器的輸入端口，這稱為“本振泄漏”。這種效應緣于集成電路內部容性及襯底介質的耦合。如果本振是外置的話，集成電路的引腳的引線耦合亦是造成這種現象的原因，除了混頻器端口之間的耦合外，從本振到LNA的輸入端之間的耦合也是不可忽略的。由于上述兩種形式的耦合，本振信號將與耦合到混頻器輸入端口的來自自身的同頻信號混頻，于是將在混頻器的輸出端產生一個直流分量，這種現象就稱為“自混頻”。114115接收機的本振泄漏強干擾信號的自混頻（c）除了自混頻之外，直接變頻時接收結構由于器件特性非理想會帶來其他的一些缺點，造成I、Q兩路本振的相位的不完全正交，幅度的不完全等幅所引起的I、Q兩路正交解調的輸出信號，即I、Q兩路信號出現增益及相位的交擾，這種現象稱為“正交失配”。（d）在零中頻接收機中，由于鏡像信號與有用信號能量相同，所以對鏡像信號抑制的要求減輕了，但是在高質量的零中頻接收機中，40dB的鏡像抑制度還是需要的。在零中頻接收機中，對鏡像信號的抑制是通過正交下變頻器來實現的，所以抑制率取決于正交下變頻器的兩條支路的匹配程度。零中頻接收機對失配是很敏感的，失配會引起幅度和相位錯誤，導致對鏡像信號的抑制率下降。（e）由于本地振蕩信號的頻率與射頻信號的頻率相同，如隔離不好，本地振蕩信號會通過天線泄漏到空中，對其他同頻道的接收機產生干擾，但這種現象在超外差結構中就不容易發(fā)生，因為超外差本振頻率和信號頻率相差很大，一般本振頻率都落在前級濾波器的頻帶以外。116零中頻接收機的直流寄生失調和1/f噪聲都存在于低頻，為了避開它們的干擾，一個簡單的思路就是把它們和需要的信號從頻譜上分開。這時，接收的信號不再變頻到基帶，而是到一個較低的中頻，這種接收機的結構稱為低中頻接收機。它與超外差式接收機相比，不需要高頻的帶通濾波器，集成度好，功耗更低；它與零中頻接收機相比，克服了直流失調等低頻干擾，因此稱為集成接收機設計的比較好的選擇結構之一。3）低中頻接收機117但是，將下變頻后的頻率從基帶變成低中頻，帶來了鏡像信號抑制和雙路信號匹配的問題。在零中頻接收機中，鏡像信號就是自身，因此對鏡像抑制的要求比較低。而在低中頻接收機中，鏡像信號可能比有用信號高很多，需要大鏡像抑制和雙路信號的精確匹配，這是該結構的最大缺點。一般的正交結構只能提供26dB左右的鏡像抑制，遠遠不能達到要求，所以需要一定的算法加以校正。另外，低中頻接收機中頻的選擇有一定限制：一方面，中頻要盡量高一些，以減少直流失調和1/f噪聲的干擾；另一方面，為了減小接收信號的動態(tài)范圍，中頻頻率越低越好，所以兩者之間存在權衡（一般采取適當的預濾波）。118如果接收機采用正交信號結構，就可以從原理上解決鏡像信號響應問題。設計上主要有兩種不同的鏡像抑制技術，一種是有Hartley提出的，另一種是Weaver提出的。4）鏡像抑制接收機119

120混頻后由低通濾波器濾除和頻項

上下兩路信號合成中頻輸出為1）接收靈敏度描述接收機對小信號的接收能力。對于模擬接收機，滿足一定信噪比時的輸入信號功率值，對于數字接收機，滿足一定誤碼率時的輸入功率大小。一般指標，接收靈敏度在-85dBm以下。接收機靈敏度的定義式中，S為接收機靈敏度；k=1.3810-23（J/K），是玻爾茲曼常數；T為絕對溫度；BW是系統的等效噪聲頻寬；SNRd系統要求的信噪比；ZS是系統阻抗；FT是總等效輸入噪聲系數，由三大部分組成：接收機各級的增益與噪聲系數Fin1、鏡頻噪聲Fin2和寬帶的本振調幅噪聲Fin3(2)

射頻接收機的參數121

描述接收機對鄰近信道頻率的抑制能力。不允許同時有兩個信號進入接收機。一般地，隔離指標在60dB以上。接收選擇性亦稱為鄰信道選擇度ACS，是用來量化接收機對相鄰近信道的接收能力。當前頻譜擁擠，波段趨向窄波道，顯示了接收選擇性在射頻接收器設計中的重要性，這個參數經常限制系統的接收性能。接收選擇度的定義為2）選擇性122

本地振蕩的頻譜從中頻端觀察，所有非設計所需的信號皆為噪聲信號，而大部分的接收噪聲信號來源于RF與LO的諧波混頻。在實際應用中，不可能沒有雜波，要看噪聲功率是否在系統允許范圍之內，由混頻器的特性可知RF、LO與IF三端頻率的相互關系為較常出現的接收噪聲響應有下列三項：鏡頻、半中頻和中頻3）接收雜波響應123雙工收發(fā)機工作中發(fā)射與接收同時作用，則還會再多出現兩項雜波。124

互調截止點是電路或系統線性度的評價指標，由此可推算出輸入信號是否會造成失真度或互調產物。接收機的互調定義與功放或發(fā)射機機內互調定義相類似。4）接收互調截止點1254.8微波電路的CAD自20世紀70年代以來，微波電路CAD技術已經取得了很大的進步。一方面是各CAD軟件廠商推出了很多通用和專用的微波電路CAD軟件產品，包括電原理圖輸入和微波電路的圖形輸入、電路的仿真和優(yōu)化、容差分析、版圖生成及輸出、與測試儀器接口等功能，并有許許多多的電路模型庫、元件庫、半導體器件的線性模型庫和非線性模型庫等可供選擇，應該可以說是功能強大、使用方便、應有盡有。而另一方面，微波電路CAD軟件也已被廣泛應用于各種微波電路的設計，并成為微波工程師必須掌握的設計工具。1264.8.1常用的微波電路CAD軟件微波電路的CAD軟件大致可以分成下面幾類：①線性/非線性微波電路仿真軟件；②2.5D平面電路電磁場仿真軟件；③3D電磁場仿真軟件；④系統仿真軟件；⑤專用電路的設計軟件。⑥排版軟件127主要的微波電路CAD軟件簡介序號名稱主要性能廠商1ADS綜合軟件包Agilent2Serenade綜合軟件包Ansoft3MWOffice線性/非線性電路、2.5D電磁場仿真AWR4GENESYS線性/非線性電路、濾波器設計等Eagleware5MMICAD線性/非線性電路設計OPTOTEK6Momentum2.5D平面電路電磁場仿真Agilent7Ensemble2.5D平面電路電磁場仿真Ansoft8Em2.5D平面電路電磁場仿真Sonnet9HFSS3D電磁場仿真Ansoft10MWStudio3D電磁場仿真CST11Symphony系統仿真Ansoft12Clementine共形天線設計Ansoft13Protel電路板布線PROTEL14AutoCAD電路板布線Autodesk1284.8.2微波電路計算輔助設計-簡介微波電路計算計輔助設計（CAD）技術是電子設計自動化（EDA）技術的一個分支，用于射頻及微波電路的計算機仿真和優(yōu)化設計。一、微波電路CAD的特點及主要內容與其它電子EDA技術相比，微波電路CAD軟件具有以下幾個特點：①必須有精確的傳輸線模型和各種器件模型；②有時必須采用電磁場仿真等數值仿真工具；③一般都具有S參數分析的功能。在微波電路CAD技術中，各種傳輸線及其不均勻區(qū)模型、元件之間的寄生耦合模型以及微波有源器件的非線性模型等，在技術上的難度都非常大。微波電路CAD包括線性微波電路的S參數計算、直流分析、線性/非線性噪聲分析、非線性電路的瞬態(tài)分析、非線性電路的諧波分析（功率壓縮、交調和諧波特性等）、優(yōu)化設計、容差分析、2.5D及3D電磁場仿真、布線和版圖設計等，甚至還可以包括微波器件的建模和參數提取以及計算機輔助測試。129二、常用的分析方法線性電路：采用等效電路模型和S參數矩陣級聯計算。非線性電路：Spice、諧波平衡法、包絡仿真法等。電磁場仿真：常采用矩量法和有限元法等數值計算方法。三、優(yōu)化給定電路的網絡拓撲結構、各個元件的初始值，以及電路的設計指標的目標參數，CAD軟件將自動改變各元件值，直到滿足要求。CAD軟件通常都具有的，也是最常用的優(yōu)化方法是隨機優(yōu)化和梯度法。當然，一些軟件還提供了其它的優(yōu)化方法供選擇。130四、設計步驟微波電路CAD設計的步驟可大致總結如下：①根據技術性能指標的要求，選擇半導體器