《高頻電路分析與實(shí)踐》課件第11章

第十一章反饋控制電路11.1概述11.2

AGC電路11.3

APC電路11.4

AFC電路11.5鎖相環(huán)路（PLL） 11.1概述

反饋控制是現(xiàn)實(shí)物理過程中的一個(gè)基本現(xiàn)象。在各種人造系統(tǒng)中，為準(zhǔn)確調(diào)整系統(tǒng)或單元的某些狀態(tài)參數(shù)，常采用反饋控制的方法。采用反饋控制的方法穩(wěn)定放大器增益是反饋控制在電子線路領(lǐng)域最典型的應(yīng)用之一。在高頻電路中，常常需要準(zhǔn)確調(diào)整放大器的輸出電壓振幅、功率放大器的輸出功率、混頻器的本振頻率、振蕩信號(hào)的頻率或相位等等。采用反饋控制的方法來穩(wěn)定這些電路狀態(tài)參數(shù)就是所謂的自動(dòng)增益控制(AGC)、自動(dòng)功率控制(APC)、自動(dòng)頻率控制(AFC)和鎖相環(huán)(PLL)。為穩(wěn)定系統(tǒng)狀態(tài)而采用的反饋控制系統(tǒng)應(yīng)是一個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)或稱負(fù)反饋環(huán)路。它由圖11－1所示的三部分組成。圖中輸出就是需準(zhǔn)確調(diào)整的狀態(tài)參數(shù)，而輸入是被跟蹤的基準(zhǔn)。比較器比較出輸入與輸出之間的誤差；處理機(jī)構(gòu)根據(jù)跟蹤精度、反應(yīng)速度和系統(tǒng)穩(wěn)定性等要求對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)行放大和濾波等處理；執(zhí)行機(jī)構(gòu)根據(jù)處理結(jié)果調(diào)整系統(tǒng)狀態(tài)。系統(tǒng)的功能就是使輸出狀態(tài)跟蹤輸入信號(hào)或它的平均值的變化。跟蹤過程如圖11－2所示?？刂七^程總是使調(diào)整后的誤差以與起始誤差相反的方向變化，結(jié)果誤差的絕對(duì)值越來越小，最終趨向于一個(gè)極限值。圖11－1反饋控制系統(tǒng)圖11－2跟蹤過程必須指出，上述跟蹤功能的實(shí)現(xiàn)是以反饋系統(tǒng)工作穩(wěn)定為條件的。保證系統(tǒng)穩(wěn)定的關(guān)鍵是在任何條件下誤差的形成必須是輸入減輸出。若比較器用輸出減輸入，則這種反饋被稱為正反饋。若系統(tǒng)在某種條件下出現(xiàn)正反饋，則輸出幅度會(huì)無限增加或振蕩，即系統(tǒng)不穩(wěn)定。本書介紹的各種振蕩器就是一種正反饋系統(tǒng)?？刂评碚撆c技術(shù)是一門很系統(tǒng)化的學(xué)科。本章將介紹反饋控制電路的分析與設(shè)計(jì)。除鎖相環(huán)外，其它各種控制電路都屬于控制技術(shù)的簡單應(yīng)用，在第一篇中已有定性的了解，因此我們不準(zhǔn)備對(duì)AGC、APC和AFC電路進(jìn)行環(huán)路的定量分析。相比之下，PLL要復(fù)雜得多，對(duì)它的分析與設(shè)計(jì)能使我們比較全面地了解控制電路所依據(jù)的理論基礎(chǔ)及對(duì)電路的分析方法，因此本章重點(diǎn)討論P(yáng)LL電路，其它幾種電路的分析設(shè)計(jì)即可觸類旁通。 11.2

AGC電路

11.2.1

AGC電路的功能

在通信或廣播電視接收機(jī)中，接收信號(hào)通常是通過長距離的電纜、光纖或自由空間（信道）的傳輸、衰減。接收機(jī)在解調(diào)出基帶信號(hào)之前，必須放大射頻信號(hào)到足夠的幅度。放大器的增益必須足夠大，以使射頻信號(hào)在經(jīng)過很大的衰減之后仍能正?；謴?fù)。問題是，射頻信號(hào)在到達(dá)接收機(jī)之前被衰減了多大取決于傳輸距離和信道條件，而信道條件又可能隨時(shí)變化，如移動(dòng)通信或經(jīng)電離層的通信中的情況。不同的傳輸距離和信道條件造成的傳輸衰減相差非常大，這些條件在設(shè)計(jì)、制造接收機(jī)時(shí)并不確定，這就使接收機(jī)高頻和中頻放大器增益的設(shè)計(jì)沒有根據(jù)。如果按最小輸入射頻信號(hào)設(shè)計(jì)增益，當(dāng)實(shí)際輸入射頻信號(hào)幅度較大時(shí)，前置放大器的輸出信號(hào)幅度過大而超出后續(xù)電路的動(dòng)態(tài)范圍而產(chǎn)生很大的失真甚至完全不能工作。反之，若按最大輸入射頻信號(hào)設(shè)計(jì)增益，則當(dāng)實(shí)際輸入射頻信號(hào)幅度較小時(shí)，前置放大器的輸出信號(hào)幅度過小而達(dá)不到信噪比的要求。通常解決這個(gè)問題的方案是采用AGC電路。這種方案的要點(diǎn)是放大器的增益設(shè)計(jì)成可調(diào)的，用負(fù)反饋控制的方法動(dòng)態(tài)地調(diào)整放大器的增益，使得輸入射頻信號(hào)在相當(dāng)大的范圍內(nèi)變化時(shí)，放大器輸出信號(hào)振幅的平均值能基本保持恒定。因此，AGC電路大大擴(kuò)展了前置放大器的動(dòng)態(tài)范圍。圖11－3說明了AGC電路的功能。圖11－3

AGC電路的功能

(a)發(fā)送信號(hào)；(b)接收信號(hào)（受到衰落）；(c)不加AGC時(shí)的解調(diào)輸出;

(d)放大器增益變化；(e)放大器輸出；(f)實(shí)際解調(diào)輸出

圖11－4

AGC環(huán)路的組成方案由于控制的目標(biāo)是穩(wěn)定輸出信號(hào)的平均振幅，因此很多文獻(xiàn)將這種電路稱做自動(dòng)電平控制（ALC）電路。因?yàn)檩敵鲭娖降姆€(wěn)定是依靠放大器增益的調(diào)整實(shí)現(xiàn)的，我們依習(xí)慣稱之為自動(dòng)增益控制電路。AGC環(huán)路的組成方案如圖11－4。

AGC電路作為一個(gè)反饋環(huán)路，其主要問題是：放大器輸出電平平均值(被穩(wěn)定量)的測(cè)量；增益機(jī)制調(diào)整。11.2.2放大器輸出電平測(cè)量

放大器輸出電平測(cè)量一般用檢波器實(shí)現(xiàn)。這里的問題是要保證檢波器的輸出電壓準(zhǔn)確地反映放大器的輸出電平。因?yàn)榘磮D11－4的環(huán)路結(jié)構(gòu)，被穩(wěn)定的量實(shí)際上是檢波器輸出，如果檢波器輸出不能正確反映放大器輸出電平，即使檢波器輸出達(dá)到預(yù)期值，放大器電平仍不能達(dá)到預(yù)期值。在輸入信號(hào)幅度較大時(shí)，檢波器的輸出能準(zhǔn)確地反映放大器的輸出電平。圖11－5示出了一個(gè)AGC電路的主要部分。圖中VD1、C2、R2組成檢波器，R3、C3組成誤差處理電路。從圖中可看出，只有當(dāng)其輸入交流信號(hào)幅度UO大于U1+UD（二極管導(dǎo)通門限）時(shí)，檢波器才有電壓輸出，其值為UO-(U1+UD)?？梢姍z波器輸出的是誤差電壓，比較基準(zhǔn)為U1+UD。由于檢波器只能輸出正電壓，因此當(dāng)UO-(U1+UD)（實(shí)際誤差）為負(fù)數(shù)時(shí)，檢波器輸出0電壓。這說明此時(shí)AGC電路不起作用，放大器按最大增益放大，UO與放大器輸入信號(hào)幅度UI成正比。只有當(dāng)UO>(U1+UD)時(shí)，AGC電路才起作用。習(xí)慣上我們把具有這種誤差特性的AGC電路稱為延遲式AGC電路。這樣稱呼是為了區(qū)分于另一種更簡單的AGC電路。簡單電路中R1不接負(fù)偏壓，因此基準(zhǔn)電壓為UD。由于實(shí)際二極管的門限比較模糊（檢波器在輸入信號(hào)幅度小于UD時(shí)也會(huì)有一定的電壓輸出），因此AGC電路的起控點(diǎn)也會(huì)比較模糊。圖11－6示出了這兩種AGC電路的控制特性?？梢姴捎醚舆t式AGC電路輸出電平較穩(wěn)定，起控點(diǎn)較高。圖中無AGC電路的放大器輸出電平在高輸入電平時(shí)也小于最大增益時(shí)的值，這并非增益控制的結(jié)果，而是受晶體管非線性或電源電壓限制，放大器出現(xiàn)非線性失真造成增益下降的結(jié)果。圖11－5延遲式AGC電路圖11－6

AGC電路的控制特性11.2.3

AGC電路增益調(diào)整元件

增益調(diào)整通常靠改變作為放大元件的雙極型晶體管的電流放大倍數(shù)、場(chǎng)效應(yīng)晶體管的跨導(dǎo)，以改變放大器的增益。或改變作為衰減元件二極管等的交流電阻，以改變衰減電路的衰減量。而衰減器插入兩個(gè)放大單元電路之間，從而調(diào)整衰減量就調(diào)整了整個(gè)放大電路的增益。

1.三極管電流放大倍數(shù)的調(diào)整

根據(jù)在低頻電子線路所學(xué)的知識(shí)，三極管的小信號(hào)電流放大倍數(shù)HFE為其靜態(tài)工作電流Ic的函數(shù)。圖11－7是三極管的HFE-Ic曲線。從圖可看到，存在一個(gè)臨界電流I0，當(dāng)Ic小于I0時(shí)，HFE是單調(diào)增的；當(dāng)Ic大于I0時(shí)，HFE是單調(diào)降的。圖中同時(shí)畫出了普通三極管和專用于AGC的晶體管的HFE-Ic特性。可見，AGC管HFE的變化比較大一些。這樣，我們就可用調(diào)整三極管直流偏置的方法來調(diào)整放大器的增益。在特定的電路中，Ic總是工作在I0的左邊或右邊以保持HFE隨Ic單調(diào)變化。在I0的左邊，當(dāng)接收電平小時(shí)，要求Ic增大以使放大器增益增大；當(dāng)接收電平大時(shí)，要求Ic減小以使放大器增益減小。圖11－7三極管的HFE-Ic曲線環(huán)路調(diào)整的結(jié)果是Ic與接收電平變化的方向相反，因此AGC管的這種工作狀態(tài)叫反向AGC。在I0右邊情況與前面相反，叫正向AGC。反向時(shí)，AGC管的工作電流小，但調(diào)整范圍??；正向工作時(shí)，AGC管的調(diào)整范圍大，工作電流也大，因此功耗也大。通常AGC管工作于正向狀態(tài)以得到較大的調(diào)整范圍，為解決功耗大的問題，在管子制造時(shí)特意將其I0設(shè)計(jì)得較小。

2.場(chǎng)效應(yīng)管放大器的增益調(diào)整

場(chǎng)效應(yīng)管由于其較低的噪聲系數(shù)而在高頻前置放大中得到了廣泛的應(yīng)用。場(chǎng)效應(yīng)管用于增益調(diào)整元件有兩種情況：一種是控制場(chǎng)效應(yīng)管的柵—源電壓來控制管子的跨導(dǎo)；另一種是使用雙柵極的場(chǎng)效應(yīng)管。

首先看第一種情況。眾所周知，場(chǎng)效應(yīng)管是一種電壓控制電流的放大元件，其靜態(tài)控制關(guān)系為平方關(guān)系。如耗盡型N溝道FET的關(guān)系為（11.1）式中IDS為柵-漏電流，UGS為柵-漏極電壓，UTH為門限電壓，IDS0為UGS=0時(shí)的IDS值。對(duì)給定場(chǎng)效應(yīng)管和環(huán)境溫度，UTH和IDS0都為一定值。而跨導(dǎo)為：（11.2）可見，場(chǎng)效應(yīng)管的跨導(dǎo)與其柵-源電壓成線性關(guān)系。圖11-7示出了某種場(chǎng)效應(yīng)管IDS-UGS與Gm-UGS的關(guān)系。由于場(chǎng)效應(yīng)管放大器的增益與所使用的場(chǎng)效應(yīng)管的跨導(dǎo)成正比，故放大器的增益與管子的柵-源電壓也成線性關(guān)系?？刂脐P(guān)系的線性是場(chǎng)效應(yīng)管作增益調(diào)整元件的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。圖11－8場(chǎng)效應(yīng)管IDS-UGS與Gm-UGS的關(guān)系場(chǎng)效應(yīng)管作為增益調(diào)整元件的第二種情況是使用雙柵極場(chǎng)效應(yīng)管。這種場(chǎng)效應(yīng)管可以等效為兩個(gè)普通場(chǎng)效應(yīng)管串聯(lián)而成，如圖11－9所示。一般，輸入信號(hào)電壓加到G1，G2加直流偏置電壓，D作為輸出端，S接地。當(dāng)G2加較高的直流電壓時(shí)，MOS2的源極電壓即MOS1的漏極電壓也較高，因此兩個(gè)MOS管都工作于放大狀態(tài)。MOS2管以共柵極組態(tài)工作，具有很高的截止頻率；MOS1管以共源極組態(tài)工作，具有較高的放大能力。由于MOS2管的漏極電流等于MOS1管的漏極電流，因此雙柵MOS管的放大能力由MOS1管決定。由于其漏極輸出阻抗較高，負(fù)載阻抗為MOS2管的源極輸入阻抗，數(shù)值很低，這可顯著降低MOS1管的漏—源極之間輸出電容的影響，同時(shí)使MOS1管的漏極與柵極之間具有非常小的內(nèi)部反饋。而這兩個(gè)因素是降低高頻放大能力的主要因素。因此在做普通放大器時(shí)這種MOS管具有較大的放大能力和很寬的工作帶寬。作AGC元件使用時(shí)，G2加較低的控制電壓使MOS1管淺飽和。由于飽和時(shí)，MOS1管的漏極電流同時(shí)受柵—源、漏—源電壓的控制，大體上漏極電流正比于柵—源、漏—源電壓的乘積。由于MOS1管的漏極電壓跟隨MOS2管的柵極電壓，MOS2管的漏極電流等于MOS1管的漏極電流，因此雙柵MOS管的漏極電流正比于G1、G2對(duì)地電壓的乘積。即它具有乘法器的功能，這正是AGC元件所需要的。圖11－9雙柵極場(chǎng)效應(yīng)管

11.3

APC電路

自動(dòng)功率控制（APC）電路用于發(fā)射機(jī)。它是為了解決同一無線通信系統(tǒng)內(nèi)多臺(tái)發(fā)射機(jī)發(fā)射的射頻信號(hào)在接收機(jī)內(nèi)發(fā)生強(qiáng)信號(hào)抑制弱信號(hào)的問題而設(shè)計(jì)出來的。在移動(dòng)通信等多址通信場(chǎng)合，基地臺(tái)不同信道的接收機(jī)通常共用一付天線和高頻放大器，來接收不同信道的移動(dòng)臺(tái)發(fā)射來的射頻信號(hào)。由于不同信道的移動(dòng)臺(tái)的位置不同，其所發(fā)射來的射頻信號(hào)經(jīng)歷的傳輸距離與信道條件也不同，造成不同信道的信號(hào)到達(dá)接收機(jī)后幅度相差很大。由于前置放大器晶體管的非線性，不同信道的射頻信號(hào)在放大器中相互作用的結(jié)果會(huì)造成強(qiáng)信號(hào)干擾甚至抑制弱信號(hào)的情況。這樣，當(dāng)某移動(dòng)臺(tái)離基地臺(tái)的距離比其它移動(dòng)臺(tái)近得多時(shí)，它所發(fā)射的射頻信號(hào)到達(dá)基地臺(tái)后比其它移動(dòng)臺(tái)發(fā)來的射頻信號(hào)要強(qiáng)得多而抑制其它移動(dòng)臺(tái)的信號(hào)，即使其它移動(dòng)臺(tái)是在有效的通信距離內(nèi)。這樣就造成其它移動(dòng)臺(tái)不能正常通信。解決這一問題的方案是采用功率控制。一種控制方案是由基地臺(tái)根據(jù)接收到的某移動(dòng)臺(tái)發(fā)來的信號(hào)強(qiáng)度向該移動(dòng)臺(tái)發(fā)送功率控制指令，移動(dòng)臺(tái)根據(jù)該指令設(shè)定自己的發(fā)送功率。由于要求控制得比較準(zhǔn)確，因此需要采用負(fù)反饋控制方案，如圖11－10所示。這里，發(fā)送功率是控制環(huán)路的穩(wěn)定目標(biāo)，因此是負(fù)反饋控制環(huán)路的輸出。圖中，功率放大器的輸出功率與其直流偏置電流有關(guān)，調(diào)整該偏置電流即可調(diào)整功放的輸出功率。若不加負(fù)反饋而只用調(diào)整偏置電流的方法來控制功放的輸出功率（這種方法叫開環(huán)控制），則會(huì)由于功放輸出功率與偏置電流的關(guān)系不穩(wěn)定而造成輸出功率不穩(wěn)定。加入負(fù)反饋以后，環(huán)路輸出（功率測(cè)量電路的輸出，即圖中功率信號(hào)）將穩(wěn)定在基準(zhǔn)信號(hào)電平。因此，若該基準(zhǔn)穩(wěn)定，則功率信號(hào)穩(wěn)定，功放輸出功率穩(wěn)定。同時(shí)，調(diào)整基準(zhǔn)電平也就調(diào)整了功放的輸出功率?；鶞?zhǔn)信號(hào)通常是由D/A轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生，而D/A轉(zhuǎn)換器的輸入是中央處理單元發(fā)來的數(shù)字信號(hào)，因此該APC電路可由軟件靈活調(diào)整射頻功率放大器的輸出功率。圖11－10

APC環(huán)路的結(jié)構(gòu)

11.4

AFC電路

自動(dòng)頻率控制(AFC)電路用于接收機(jī)的本振電路頻率微調(diào)，因此也叫自動(dòng)頻率微調(diào)電路。

11.4.1

AFC電路的工作原理

AFC電路的結(jié)構(gòu)如圖11－11所示。圖中fR為接收信號(hào)頻率，fL為本振頻率，中頻為fI=fR-fL（或fL-fR）。壓控振蕩器（VCO）的振蕩頻率受其輸入控制電壓的控制。本系統(tǒng)的功能是調(diào)整本振頻率fL使混頻器輸出中頻fI穩(wěn)定在由基準(zhǔn)信號(hào)決定的頻率上。圖11－11

AFC電路的結(jié)構(gòu)從圖11－11可看出這是一個(gè)反饋系統(tǒng)，但不能看出是否是負(fù)反饋系統(tǒng)。顯然，要實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定fI的目的，AFC系統(tǒng)必須是一個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)，負(fù)反饋可在混頻器、鑒頻器或誤差處理電路中任一部分實(shí)現(xiàn)，例如若原來為正反饋系統(tǒng)，則只需在誤差處理電路中將誤差反相即可。我們假定壓控振蕩器的振蕩頻率隨調(diào)諧電壓增加而增加，中頻為fI=fR-fL，鑒頻器特性如圖11－12所示，誤差處理電路為同相電路。這時(shí)圖11－12所示環(huán)路是一個(gè)負(fù)反饋環(huán)路，比較器隱含在鑒頻器中，基準(zhǔn)就是鑒頻器的中心頻率fO，鑒頻器直接輸出反映頻率誤差fI-fO的電壓。若有任何原因使fI上升使之超過鑒頻器的中心頻率fO，則鑒頻器輸出電壓為正，經(jīng)誤差處理電路放大濾波輸出正的調(diào)諧電壓，使本振頻率fL上升，從而造成fI下降。反之若有任何原因造成fI下降使之小于fO，則環(huán)路會(huì)自動(dòng)調(diào)整fL使fI上升。可見環(huán)路平衡fI在fO附近。上述AFC系統(tǒng)既不是穩(wěn)定本振頻率fL，也不是使fL跟蹤輸入信號(hào)頻率的變化。環(huán)路調(diào)整本振頻率fL的結(jié)果僅是使混頻器輸出中頻fI穩(wěn)定在鑒頻器的中心頻率fO附近。只有當(dāng)fO是穩(wěn)定的時(shí)fI才是穩(wěn)定的。由于fO的變化很小，因此fL的調(diào)整量也很小，所以把它叫頻率微調(diào)電路。圖11－12鑒頻器特性我們說fI穩(wěn)定在鑒頻器的中心頻率fO附近是因?yàn)檫@兩個(gè)頻率之間總是存在誤差。因?yàn)檎`差處理電路需要鑒頻器輸出的誤差電壓產(chǎn)生調(diào)諧電壓。有關(guān)誤差處理電路的內(nèi)容將在下一節(jié)介紹。

在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，接收機(jī)往往采用相干解調(diào)方案。這時(shí)解調(diào)器用的相干載波要精確跟蹤接收信號(hào)頻率與相位的變化。這也需要微調(diào)本振頻率或相干載波頻率，在有關(guān)技術(shù)文件中也把有關(guān)的控制系統(tǒng)叫AFC。但這種微調(diào)不能用圖11－11的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)（因?yàn)檫@種系統(tǒng)有穩(wěn)態(tài)頻差），而必須用下一節(jié)介紹的鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)。11.4.2

AFC電路的應(yīng)用

1.調(diào)頻負(fù)反饋

若在圖11－11的系統(tǒng)中，接收信號(hào)為調(diào)頻（FM）信號(hào)，鑒頻器特性如圖11－12所示，誤差處理電路為增益較大、帶寬較寬的放大器，如圖11－13所示（圖中略去了中放部分），則該系統(tǒng)可用于解調(diào)調(diào)頻信號(hào)。現(xiàn)在，輸入信號(hào)的瞬時(shí)頻率fR是受基帶信號(hào)調(diào)制而波動(dòng)的，因此我們可想象本振頻率fL和中頻fI都是波動(dòng)的，分別計(jì)為fR(t)=fR0+ΔfR(t)、fL(t)=fL0+ΔfL(t)和fI(t)=fI0+ΔfI(t)。這里，fR0、fL0和fI0分別表示各頻率的固定分量；ΔfR(t)、ΔfL(t)和ΔfI(t)分別表示各頻率的波動(dòng)分量。根據(jù)前面的分析，環(huán)路穩(wěn)定后fI(t)接近鑒頻器的中心頻率fO，fI(t)與fO之間的誤差很小而fO不變，說明ΔfI(t)的絕對(duì)值也很小。這要求ΔfL(t)必須接近ΔfR(t)。由于ΔfL(t)是VCO受本地調(diào)諧電壓調(diào)制而產(chǎn)生的，因此VCO的調(diào)諧電壓應(yīng)跟蹤發(fā)送端的調(diào)制信號(hào)即基帶信號(hào)。這種系統(tǒng)利用本地調(diào)頻信號(hào)與接收調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行頻率比較（通過混頻器和鑒頻器），通過負(fù)反饋系統(tǒng)使本地調(diào)頻信號(hào)頻率跟蹤接收調(diào)頻信號(hào)頻率，因此叫調(diào)頻負(fù)反饋系統(tǒng)。由于ΔfI(t)、ΔfL(t)按基帶信號(hào)的帶寬波動(dòng)，因此誤差放大器的帶寬應(yīng)達(dá)到基帶信號(hào)帶寬。圖11－13調(diào)頻負(fù)反饋系統(tǒng)解調(diào)調(diào)頻信號(hào)根據(jù)通信理論，F(xiàn)M體制的輸出信噪比與輸入信噪比之比（制度增益）與FM信號(hào)的調(diào)制指數(shù)mf成m3f的關(guān)系。這說明在接收機(jī)的輸入信噪比一定時(shí)，寬帶調(diào)頻可大大改善輸出信噪比。但這種改善的條件是，接收機(jī)的輸入信噪比必須大于某個(gè)門限值。而這個(gè)門限值隨調(diào)制指數(shù)mf增加而增加。門限效應(yīng)是由于鑒頻器的非線性產(chǎn)生的，因此要降低門限就應(yīng)降低鑒頻器輸入端FM信號(hào)調(diào)制指數(shù)。由前面的分析，鑒頻器輸入端的瞬時(shí)頻偏為ΔfI(t)，其絕對(duì)值很小，即該FM信號(hào)調(diào)制指數(shù)很小。因此用調(diào)頻負(fù)反饋系統(tǒng)解調(diào)調(diào)頻信號(hào)，其解調(diào)門限比普通限幅鑒頻低3～4dB。

2.電視接收機(jī)高頻調(diào)諧器的AFC電路

電視高頻調(diào)諧器（高頻頭）電路的特點(diǎn)是所接收的射頻信號(hào)頻率范圍寬。這樣就要求混頻器的本振頻率在很寬的范圍內(nèi)是穩(wěn)定的。另一方面，高頻放大器的頻率特性應(yīng)是窄帶的，使得在接收某個(gè)特定頻道的信號(hào)時(shí)能濾除其它頻道的信號(hào)。這樣必然要求高頻前置放大器頻率特性的中心頻率能隨著頻道的調(diào)整而動(dòng)態(tài)地調(diào)整到頻道的中心頻率，而且要求它是穩(wěn)定的。這里有兩個(gè)參數(shù)需要穩(wěn)定。在電視機(jī)高頻調(diào)諧器中，常用同一個(gè)調(diào)諧電壓來控制濾波器的中心頻率和混頻器的本振頻率。實(shí)現(xiàn)這一功能的AFC電路如圖11－14所示，其結(jié)構(gòu)與圖11－11相同。這是AFC電路的典型應(yīng)用。根據(jù)前面對(duì)圖11－11的分析，環(huán)路穩(wěn)定時(shí)本振頻率由比較器的基準(zhǔn)電壓決定，因此圖11－11中的基準(zhǔn)電壓就是調(diào)諧器的調(diào)諧電壓。由于VCO的振蕩頻率和前置放大器的諧振頻率都是由它們內(nèi)部變?nèi)荻O管的偏置電壓（圖中的內(nèi)部調(diào)諧電壓）決定，因此，若二者的變?nèi)荻O管的控制特性相同，則在同一內(nèi)部調(diào)諧電壓作用下，VCO振蕩頻率與前置放大器諧振頻率將同步變化。圖11－14電視高頻調(diào)諧器的AFC電路的結(jié)構(gòu)

11.5鎖相環(huán)路（PLL）

11.5.1鎖相環(huán)路的工作原理

1.鎖相環(huán)路的構(gòu)成和基本原理

基本鎖相環(huán)路由鑒相器（PhaseDetector，PD）、環(huán)路濾波器（LoopsFilter，LF）和壓控振蕩器（VoltageControlOscilator，VCO）三個(gè)部分組成，如圖11-15所示。圖11-15鎖相環(huán)路的結(jié)構(gòu)由圖可見鎖相環(huán)路的結(jié)構(gòu)與AFC電路相比，其差別僅在于鑒相器取代了鑒頻器。鑒相器是相位比較器，它能夠比較出兩個(gè)輸入信號(hào)之間的相位差，并將相位差變換成一個(gè)誤差

電壓uD(t)輸出。環(huán)路濾波器是一個(gè)低通濾波器，它濾除誤差信號(hào)中的調(diào)制信號(hào)成分或干擾，還有高頻振蕩成分，對(duì)決定環(huán)路的一系列性能參數(shù)起著非常重要的作用，是環(huán)路設(shè)計(jì)的主要對(duì)象。壓控振蕩器的振蕩頻率受環(huán)路濾波器輸出電壓uC(t)的控制，它是控制環(huán)路中的執(zhí)行機(jī)構(gòu)。由于比較器的比較對(duì)象是兩個(gè)振蕩信號(hào)的相位，因此輸出信號(hào)的相位跟蹤輸入信號(hào)相位或相位的某種平均值的變化。眾所周知，當(dāng)兩個(gè)正弦信號(hào)頻率相等時(shí)，這兩個(gè)信號(hào)之間的相位差必然保持恒定；當(dāng)兩個(gè)正弦信號(hào)的頻率不相等時(shí)，它們之間的瞬時(shí)相位差將隨時(shí)間的變化而變化。換句話說，如果能保證兩個(gè)信號(hào)之間的相位差恒定，則這兩個(gè)信號(hào)的頻率必然相等。根據(jù)上述原理，圖11-15所示的鎖相環(huán)路中，若壓控振蕩器的角頻率ωo與輸入信號(hào)的角頻率ωi不相同，則輸入到鑒相器的電壓ui(t)和uo(t)之間勢(shì)必產(chǎn)生相應(yīng)的相位變化，鑒相器將輸出一個(gè)與瞬時(shí)相位誤差成比例的誤差電壓uD(t)，經(jīng)過環(huán)路濾波器取出其中緩慢變化的直流電壓uC(t)，控制壓控振蕩器的頻率，使得ui(t)與uo(t)之間的頻率差減小，直到壓控振蕩器輸出的信號(hào)頻率ωo等于輸入的信號(hào)頻率ωi，此時(shí)兩信號(hào)相位差將保持某一恒定值，鑒相器輸出一個(gè)恒定直流電壓（忽略高頻成分），環(huán)路濾波器的輸出也是一個(gè)恒定的直流電壓，VCO的頻率將停止變化，鎖相環(huán)進(jìn)入鎖定狀態(tài)。應(yīng)該指出，只有在ωo與ωi相差不大的范圍內(nèi)，才能使鎖相環(huán)路鎖定。

2.鎖相環(huán)路的捕捉和跟蹤

鎖相環(huán)路根據(jù)初始狀態(tài)的不同有兩種自動(dòng)調(diào)節(jié)過程，分別稱為鎖相環(huán)路的捕捉過程和跟蹤過程。

當(dāng)沒有輸入信號(hào)時(shí)，VCO以自由振蕩頻率ωo振蕩，如果環(huán)路有一個(gè)信號(hào)ui(t)輸入，開始時(shí)輸入頻率一般不等于VCO的自由振蕩頻率，即ωi≠ωo。如果兩者相差不大，在適當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)，鑒相器輸出一個(gè)誤差電壓uD(t)，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后輸出一個(gè)控制電壓uC(t)去控制VCO的頻率ωo，使ωo逐漸向輸入信號(hào)頻率ωi靠近，當(dāng)達(dá)到ωi=ωo時(shí)環(huán)路進(jìn)入鎖定，這種環(huán)路由失鎖進(jìn)入鎖定的過程稱為捕捉過程。相應(yīng)地，能夠由失鎖進(jìn)入鎖定的最大輸入固有頻差稱為環(huán)路的捕捉帶。

環(huán)路鎖定以后，若輸入信號(hào)的相位和頻率發(fā)生變化，環(huán)路通過自身的調(diào)節(jié)來維持鎖定的過程稱為跟蹤過程。相應(yīng)地，能夠保持跟蹤的最大輸入固有頻差范圍稱為同步帶（又稱跟蹤帶）。11.5.2集成鎖相環(huán)

1.數(shù)字鎖相環(huán)CC4046

數(shù)字鎖相環(huán)CC4046是一種應(yīng)用十分廣泛的單片鎖相環(huán)電路（與它功能相同的芯片有J691），采用CMOS工藝制成，最高工作頻率為1MHz，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)和引腳圖如圖11-16

所示。圖11-16CC4046的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和引腳圖

CC4046的主要組成部分是壓控振蕩器和鑒相器，另外還有兩個(gè)放大器和一個(gè)齊納穩(wěn)壓管為輔助電路。其中放大器A1對(duì)輸入信號(hào)Ui進(jìn)行放大和整形；鑒相器PC1僅由異或門構(gòu)成，它要求兩個(gè)輸入信號(hào)必須各自是占空比為50%的方波；鑒相器PC2是由邊沿觸發(fā)器構(gòu)成的數(shù)字相位比較器，僅在兩個(gè)相比較的輸入信號(hào)的上升沿起作用，與輸入信號(hào)占空比無關(guān)。PC1具有鑒頻\鑒相功能，相位鎖定時(shí)，引腳2輸出高電平。壓控振蕩器VCO是由一系列門電路和鏡像恒流源電路構(gòu)成的RC振蕩器，輸出占空比為50%的方波，固有振蕩頻率fV由外接定時(shí)電阻R1、Ct及定時(shí)電容Ct決定。通常情況下R2=∞（開路），當(dāng)電源電壓UDD一定時(shí)，fV與R1、Ct的關(guān)系曲線如圖11-17所示。R3、R4（通常R4的值大于R3的值）與C2組成一階低通濾波器（比例型），濾除相位比較器輸出的雜波。濾波器的截止頻率ω的高低對(duì)環(huán)路的入鎖時(shí)間、系統(tǒng)的穩(wěn)定性與頻率響應(yīng)等都有一定的影響，且有圖11-17

fV與R1、Ct的關(guān)系曲線通常ω越低，環(huán)路入鎖的時(shí)間越快。環(huán)路帶寬越窄，環(huán)路總增益越低，消除相應(yīng)抖動(dòng)的能力越差。因此，要根據(jù)應(yīng)用時(shí)的具體要求選取ω。濾波后產(chǎn)生的直流誤差電壓Ud控制對(duì)電容Ct的充電速率，即控制VCO的振蕩頻率fV。VCO的最高工作頻率與電源電壓UDD有關(guān)，當(dāng)電源電壓UDD為+5V時(shí)，CC4046的最高工作頻率小于0.6MHz。當(dāng)電源電壓UDD為+12V時(shí)，CC4046的最高工作頻率可達(dá)1MHz。A2為輸出緩沖器，只有當(dāng)使能端INH=0，VCO和A2才有輸出，通常情況下引腳5接地。穩(wěn)壓管VDZ提供5V的穩(wěn)定電壓，可作為TTL電路的輔助電源。

2.高頻模擬鎖相環(huán)NE564

高頻模擬鎖相環(huán)NE564的最高工作頻率可達(dá)50MHz，采用+5V單電源供電，特別適用于高速數(shù)字通信中的FM調(diào)頻信號(hào)和FSK移頻鍵控信號(hào)的調(diào)制、解調(diào)，無需外接復(fù)雜的濾

波器。NE564采用雙極性工藝制成，其內(nèi)部組成框圖如圖11-18所示。圖中，A1為限幅器，可以抑制FM信號(hào)的寄生調(diào)幅，鑒相器PC的內(nèi)部含有限幅放大器，可進(jìn)一步提高對(duì)寄生調(diào)幅的抗干擾能力。外接電容C3、C4組成低通濾波器，用來濾除鑒相器輸出信號(hào)中的高頻成分和調(diào)制信號(hào)成分，保留直流誤差電壓。引腳2是環(huán)路增益控制端。改變引腳2的輸入電流可以改變環(huán)路增益。壓控振蕩器VCO的內(nèi)部接有固定電阻（100Ω），只需外接一個(gè)定時(shí)電容Ct就可以產(chǎn)生振蕩，振蕩頻率fV與Ct的關(guān)系曲線如圖11-19所示。圖11-18NE564的內(nèi)部組成框圖圖11-19

fV與Ct的關(guān)系曲線11.5.3鎖相環(huán)路的應(yīng)用

由于鎖相環(huán)路具有一些特殊的性能，因此在電子、通信技術(shù)領(lǐng)域應(yīng)用十分廣泛。下面簡單討論一下鎖相環(huán)路的幾個(gè)特性。

（1）良好的跟蹤特性。

鎖相環(huán)路的輸出信號(hào)頻率可以精確地跟蹤輸入?yún)⒖夹盘?hào)頻率的變化，這種性能稱為鎖相環(huán)路的跟蹤特性。利用此特性可以構(gòu)成載波跟蹤型鎖相環(huán)路和調(diào)制跟蹤型鎖相環(huán)路。（2）良好的窄帶濾波特性。

當(dāng)壓控振蕩器的輸出頻率鎖定在輸入?yún)⒖夹盘?hào)頻率上時(shí)，位于信號(hào)頻率附近的干擾成分將以低頻干擾的形式進(jìn)入環(huán)路，絕大部分干擾會(huì)受到環(huán)路濾波器的低通特性的抑制，從而減少了對(duì)壓控振蕩器的干擾作用。所以環(huán)路對(duì)干擾的抑制作用就相當(dāng)于一個(gè)窄帶的高頻帶通濾波器，其通頻帶可以做得很窄（如在幾百兆赫茲的中心頻率上，帶寬可以做到幾十赫茲）。不僅如此，還可以通過改變環(huán)路濾波器的參數(shù)和環(huán)路增益來改變帶寬，作為性能良好的跟蹤濾波器，用以接收信噪比低、載頻漂移大的空間信號(hào)。窄帶特性在無線通信技術(shù)中是至關(guān)重要的。（3）環(huán)路鎖定時(shí)無剩余頻差。

鎖相環(huán)路是一個(gè)相差控制系統(tǒng)，只要環(huán)路處于鎖定狀態(tài)，則通過環(huán)路本身的調(diào)節(jié)作用，環(huán)路輸出就可以做到無剩余頻差存在。與具有剩余頻差的AFC系統(tǒng)相比，鎖相環(huán)路是一個(gè)理想的頻率控制系統(tǒng)。（4）良好的門限特性。

在調(diào)頻通信中若使用普通鑒頻器，由于鑒頻器是一個(gè)非線性器件，信號(hào)和噪聲通過非線性器件會(huì)產(chǎn)生非線性失真，使輸出信噪比急劇下降，即出現(xiàn)門限效應(yīng)。鎖相環(huán)路作為鑒相器也會(huì)產(chǎn)生門限效應(yīng)，但是，在相同調(diào)制指數(shù)的條件下，它比普通鑒相器的門限低。當(dāng)鎖相環(huán)路處于調(diào)制跟蹤狀態(tài)時(shí)，環(huán)路有反饋控制作用，跟蹤相位差小，這樣通過環(huán)路的作用，限制了跟蹤的變化范圍，減少了鑒相特性的非線性影響，改善了門限效應(yīng)。

1.鎖相鑒頻電路

1）鎖相鑒頻原理

鎖相鑒頻電路如圖11-20所示，在PLL輸入端輸入FM信號(hào)，PLL設(shè)計(jì)成調(diào)制跟蹤環(huán)，環(huán)路帶寬大于基帶信號(hào)帶寬，則環(huán)路可跟蹤FM信號(hào)的相位變化，當(dāng)然也能跟蹤FM信號(hào)的頻率變化。由于環(huán)路振蕩頻率是由環(huán)路濾波器輸出信號(hào)控制的，因此該信號(hào)跟蹤FM信號(hào)的瞬時(shí)頻偏，即可作為鑒頻輸出。這種鑒頻方法對(duì)寬帶和窄帶調(diào)頻都適用。對(duì)窄帶調(diào)頻信號(hào)，其瞬時(shí)相位絕對(duì)值很小，若將PLL做成載波跟蹤環(huán)，則鑒相器輸出的相位誤差就是FM信號(hào)的瞬時(shí)相位。將它微分即可得到瞬時(shí)頻率，再通過低通濾波器即可作為鑒頻輸出。圖11-20鎖相鑒頻電路

2）鎖相鑒頻實(shí)例

圖11-21是由NE564組成的FM解調(diào)電路，已知輸入FM調(diào)頻信號(hào)電壓Ui≥200mV，中心頻率f0=5MHz，調(diào)制信號(hào)頻率fΩ=1kHz，頻率偏移Δf大于中心頻率f0的百分之一。要求NE564解調(diào)后，引腳9輸出fo=5MHz的載波信號(hào)，引腳14輸出fΩ=1kHz的調(diào)制信號(hào)。元件參數(shù)設(shè)計(jì)如下：圖11-21由NE564組成的FM解調(diào)電路

C1是輸入耦合電容，R1、C2組成差分放大器的輸入偏置電路濾波器，可以濾除FM信號(hào)中的雜波，其值與中心頻率f0及雜波的幅度有關(guān)。R2（包含電位器RW1）對(duì)引腳2提

供輸入電流I2，可控制環(huán)路增益和壓控振蕩器的鎖定范圍。R2與電流I2的關(guān)系表示為I2一般為幾百微安。調(diào)整時(shí)可先設(shè)I2的初值為100μA，待環(huán)路鎖定后再調(diào)節(jié)電位器RW1使環(huán)路增益和壓控振蕩器的鎖定范圍達(dá)到最佳值。R3是壓控振蕩器輸出端必須接的上拉電阻，一般為幾千歐。C3、C4與內(nèi)部兩個(gè)對(duì)應(yīng)電阻（阻值R=1.3kΩ）分別組成一階RC低通濾波器，其截止角頻率濾波器的性能對(duì)環(huán)路入鎖時(shí)間的快慢有一定影響，可根據(jù)要求改變C3、C4的值。壓控振蕩器的固有頻率fV與定時(shí)電容Ct的關(guān)系可表示為已知fV=5MHz，則Ct=90pF（可取標(biāo)稱值82pF與8.2pF并聯(lián)）。C5用來濾除解調(diào)輸出信號(hào)1kHz中的諧波成分，如果諧波的幅度較大，還可采用RC組成的Π型濾波網(wǎng)絡(luò)，調(diào)整R的值，濾波效果比較明顯。如果引腳9輸出的載波上疊加有寄生調(diào)幅，則可在電源端接入LC濾波網(wǎng)絡(luò)。

2.鎖相調(diào)頻電路

1）鎖相調(diào)頻原理

在載波跟蹤環(huán)的輸入端輸入振蕩頻率很穩(wěn)定的載波（例如用晶振），VCO控制電壓由環(huán)路濾波器輸出外加基帶信號(hào)組成，即構(gòu)成了一個(gè)如圖11-22所示的鎖相調(diào)頻系統(tǒng)。顯然，基帶信號(hào)變化時(shí)VCO的振蕩頻率隨之變化。由于環(huán)路輸入載波頻率是很穩(wěn)定的，沒有相位變化，因此VCO因調(diào)制而產(chǎn)生的相位變化將作為相位誤差在鑒相器輸出。由于載波跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器帶寬很窄，它輸出的負(fù)反饋信號(hào)不能跟蹤基帶信號(hào)中快速變化的成分，因而也就不會(huì)抵消這些成分。這說明基帶信號(hào)中較高頻率的分量可無衰減地加到VCO使VCO輸出FM信號(hào)。而基帶信號(hào)中較低頻率的分量會(huì)被環(huán)路濾波器輸出的負(fù)反饋信號(hào)抵消，因此不能加到VCO。這說明環(huán)路不會(huì)產(chǎn)生很慢的頻率變化。這樣，基帶信號(hào)中的直流分量和環(huán)路其他慢速的參數(shù)漂移都不會(huì)影響VCO輸出信號(hào)的平均頻率（中心頻率）。而中心頻率完全跟蹤PLL輸入的穩(wěn)頻載波頻率，也就是說，利用鎖相調(diào)頻可保證發(fā)射機(jī)的頻率穩(wěn)定度達(dá)到輸入載波的穩(wěn)定度。這是采用晶體振蕩器直接調(diào)頻等方法無法做到的。圖11-22鎖相調(diào)頻系統(tǒng)與晶體振蕩器直接調(diào)頻方法相比，這種調(diào)制器的調(diào)制線性非常好。因?yàn)殒i相環(huán)路允許VCO的頻率穩(wěn)定度較低，這樣VCO的頻偏范圍可以做得很大，在FM信號(hào)要求的頻偏范圍內(nèi)，VCO控制特性的線性非常好。鎖相調(diào)頻因?yàn)樗念l率穩(wěn)定度與調(diào)制頻偏無關(guān)而成為實(shí)用調(diào)頻電路的主要形式。鎖相調(diào)頻可與后面介紹的頻率合成器結(jié)合在一個(gè)環(huán)路中。

必須指出，鎖相調(diào)頻基帶信號(hào)的低頻成分因負(fù)反饋而抵消一部分，因此頻偏與基帶信號(hào)之間的傳輸函數(shù)為高通特性。這在用調(diào)頻傳輸?shù)退贁?shù)據(jù)的場(chǎng)合（如傳呼發(fā)射機(jī)中）會(huì)衰減數(shù)據(jù)信號(hào)的低頻成分而造成碼間串?dāng)_，這時(shí)要注意將環(huán)路的帶寬設(shè)計(jì)得非常窄。

2）鎖相調(diào)頻實(shí)例

由NE564組成的FM調(diào)頻電路如圖11-23所示。1kHz的調(diào)制信號(hào)Ui≥200mV，從引腳6輸入，經(jīng)緩沖放大器及相位比較器中的放大器放大后，直接控制壓控振蕩器的輸出頻率，因此，引腳9輸出FM調(diào)頻信號(hào)。圖11-23由NE564組成的FM調(diào)頻電路需要注意的是，這時(shí)相位比較器的輸出端不再接濾波電容，而是接電位器RW2。調(diào)整環(huán)路增益，可細(xì)調(diào)壓控振蕩器的固有頻率fV。若fV=5MHz，其電路參數(shù)與圖11-21所示的基本相同。不加調(diào)制信號(hào)即Ui=0，NE564鎖定時(shí)，各引腳的電壓如表11-1所示。表11-1

NE564各引腳的電壓

3.鎖相倍頻電路

在窄帶鎖相環(huán)的VCO輸出到鑒相器的反饋支路中插入一個(gè)分頻器就得到一個(gè)鎖相倍頻器，如圖11-24所示。N分頻器是一個(gè)模N計(jì)數(shù)器，它的功能是每輸入N個(gè)脈沖輸出一個(gè)計(jì)數(shù)脈沖，如圖11-25所示。由圖可見，一個(gè)頻率和相位分別為fo和φ(t)的振蕩信號(hào)經(jīng)N分頻后頻率和相位分別為fo/N和φ(t)/N。圖11-24鎖相倍頻電路組成方框圖圖11-25

N分頻器的工作波形設(shè)高穩(wěn)定度頻率源的輸出參考頻率為fR，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，由于鑒相器兩個(gè)輸入信號(hào)頻率相等，即fo/N=fR，因此輸出頻率fo=NfR

(11.3)此時(shí)環(huán)路的輸出頻率為輸入頻率fR的N倍，這就是鎖相倍頻的原理。倍頻次數(shù)等于分頻器的分頻次數(shù)。鎖相倍頻的優(yōu)點(diǎn)是：頻譜純，而且倍頻次數(shù)高，可達(dá)數(shù)萬次以上。由于分頻的原因，反饋回鑒相器的信號(hào)相位為φ(t)/N，因此環(huán)路增益也下降為原值的1/N，如果N取得太大，將使同步帶變窄。

4.鎖相分頻電路

如果將圖11-24中的分頻器換成倍頻器，就可以組成基本的鎖相分頻器，如圖11-26所示。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，fR=Nfo，因此即鎖相分頻器的分頻次數(shù)等于倍頻器的倍頻次數(shù)。圖11-26鎖相分頻電路組成方框圖

5.頻率合成器

所謂頻率合成器，就是利用一個(gè)（或多個(gè)）標(biāo)準(zhǔn)頻率源，產(chǎn)生大量的與標(biāo)準(zhǔn)頻率源有相同頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度的眾多頻率的裝置。目前利用具有很高的頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度的石英晶體振蕩器作為標(biāo)準(zhǔn)頻率源，結(jié)合鎖相環(huán)路的窄帶跟蹤特性，構(gòu)成工程上大量使用的頻率合成器。

1）簡單鎖相頻率合成器

簡單鎖相頻率合成器的構(gòu)成如圖11-27所示，設(shè)高穩(wěn)定度頻率源的輸出參考頻率為fR，經(jīng)過M分頻后頻率為fR/M，VCO輸出頻率為fo，經(jīng)N分頻后頻率為fo/N。PLL鎖定后，由于鑒相器兩個(gè)輸入信號(hào)頻率相等，即fo/N=fR/M，因此輸出頻率（11.4）圖11-27簡單鎖相頻率合成器的構(gòu)成頻率合成器的應(yīng)用非常廣泛，主要分為以下幾類。

（1）產(chǎn)生可變的頻率。如在無線通信中，通常要求收發(fā)信機(jī)應(yīng)能工作在多個(gè)信道中的任何一個(gè)。例如，某電臺(tái)的工作頻率為160MHz，綜合考慮天線、接收電路和發(fā)射功放，電臺(tái)可在10MHz的帶寬內(nèi)正常工作，實(shí)際工作時(shí)每頻道帶寬為25kHz。這樣，該電臺(tái)從上述因素考慮可工作在400個(gè)頻道中的任何一個(gè)。要最終實(shí)現(xiàn)電臺(tái)的多頻道工作，就要用頻率合成器準(zhǔn)確、穩(wěn)定、可編程地產(chǎn)生工作頻道所需要的發(fā)射載頻和接收本振頻率。這里只需設(shè)置fR/M=25kHz，調(diào)整M即可將電臺(tái)調(diào)整到所需的工作頻道。

(2)產(chǎn)生很多的穩(wěn)定頻率。

無線收發(fā)信機(jī)至少需要兩個(gè)穩(wěn)定頻率，即發(fā)射載頻和接收本振頻率。而一個(gè)通信設(shè)備的基帶部分，處理過程（信源編碼、信道編碼、調(diào)制解調(diào)器的基帶信號(hào)處理、TDMA幀形成等）可能很多?，F(xiàn)代通信設(shè)備中這些處理一般都要用到數(shù)字信號(hào)處理（DSP）芯片，不同的DSP需要不同的時(shí)鐘。在數(shù)字通信網(wǎng)中，速率等級(jí)很多，不同的速率需要不同的時(shí)鐘。用多個(gè)頻率合成器鎖定一個(gè)高穩(wěn)定度頻率源，即可產(chǎn)生多個(gè)高穩(wěn)定、相干的頻率。（3）產(chǎn)生很高的穩(wěn)定頻率。高頻LC振蕩器和微波振蕩器的頻率穩(wěn)定度是很低的，一般不能直接應(yīng)用。而將高頻LC振蕩器或微波振蕩器做成VCO組成頻率合成器即可使它們的頻率穩(wěn)定度達(dá)到參考頻率fR的穩(wěn)定度。石英晶體振蕩器是一種廉價(jià)的較穩(wěn)定（10-7量級(jí)）的頻率源，但它的基音振蕩頻率相當(dāng)?shù)停ㄒ话悴怀^20MHz），將它作為參考頻率源即可用頻率合成器得到廉價(jià)、實(shí)用的高頻或微波頻率。從圖11-27可見，這里工作頻率高的只有VCO和N分頻器。制作高頻或微波VCO早已沒有困難，因此高頻頻率合成器的輸出頻率上限決定于N分頻器。目前，分頻器的最高工作頻率限制在10GHz以下。圖11-27中M分頻器的作用有兩個(gè):一是用于改變頻率合成器輸出頻率變化步長（即頻率間隔），這對(duì)單片的通用頻率合成器是必需的;二是降低鑒相器的工作頻率，頻率合成

器通常使用電流型鑒相器，它的工作頻率較低。而參考頻率源通常是石英晶體振蕩器，它的工作頻率一般不超出1MHz～20MHz的范圍，太低會(huì)使晶體的體積很大，太高則晶體的體積太小而容易振碎。圖11-28為由CC4046集成鎖相環(huán)構(gòu)成的頻率合成器實(shí)際電路。其中，晶振JT與74LS04組成晶體振蕩器，提供32kHz的基準(zhǔn)頻率；74LS90組成M分頻電路，改變開關(guān)S的位置，即改變分頻比M，同時(shí)也改變了頻率間隔fR/M；74LS191組成可預(yù)置數(shù)的N分頻電路，改變輸入數(shù)據(jù)端D0D1D2D3的狀態(tài)，即改變分頻比N或波道數(shù)。圖11-28由CC4046組成的頻率合成器實(shí)際電路例如:設(shè)M=2，則頻率間隔為fR/M=16kHz，當(dāng)

D0D1D2D3=0000時(shí)，N=16，fo=255kHz；

D0D1D2D3=0001時(shí)，N=15，fo=240kHz；

D0D1D2D3=1111時(shí)，N=1，fo=16kHz。由此可見，此時(shí)頻率合成器的輸出頻率范圍為16kHz~256kHz，共有16種頻率，兩相鄰頻率間的間隔為16kHz。若M=4，則頻率間隔為8kHz，頻率范圍為8kHz~128kHz。如圖11-28所示的頻率合成器能提供4×16=64種不同的頻率值。如果采用邏輯電路控制開關(guān)S(即數(shù)據(jù)輸入電路)，則頻率合成器可以自動(dòng)輸出各種頻率。頻率合成器的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間主要由M和N這兩個(gè)分頻器的速度所決定，頻率范圍受鎖相環(huán)器件最高工作頻率的限制。在實(shí)際應(yīng)用中需要考慮在此頻率范圍內(nèi)，任何指定的頻率點(diǎn)上合成器都能工作，且滿足性能指標(biāo)要求。顯然，在不同頻段可能還有改變定時(shí)電阻R1、定時(shí)電容Ct(即低通濾波器中R3、R4、C2)的值，使壓控振蕩器能夠入鎖和同步。

2）簡單頻率合成器存在的問題

以上討論的簡單頻率合成器構(gòu)成比較方便，但在實(shí)際應(yīng)用中存在一些問題，必須加以注意和改進(jìn)。

第一，圖11-27所示的頻率合成器中，輸出頻率的間隔等于鑒相器的參考頻率fR/M，因此要減小輸出頻率間隔就必須減小輸入?yún)⒖碱l率。但降低參考頻率后，環(huán)路濾波器的帶寬也要壓縮（因環(huán)路濾波器的帶寬必須小于參考頻率），以便濾除鑒相器輸出中的參考頻率及其諧波分量。這樣，當(dāng)由一個(gè)輸出頻率轉(zhuǎn)換到另一個(gè)頻率時(shí)，環(huán)路的捕捉時(shí)間或跟蹤時(shí)間就要加長，即頻率合成器的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間加大。第二，分頻比N很大，會(huì)造成環(huán)路增益降低（N倍），為保持環(huán)路適當(dāng)?shù)淖枘岷椭C振角頻率，環(huán)路濾波器的增益必須提高N倍。這會(huì)使VCO的相位噪聲對(duì)鑒相器噪聲非常敏感，鑒相器的電源電壓和地線電壓的輕微波動(dòng)會(huì)造成VCO的相位的大幅波動(dòng)。因此在頻率合成器中應(yīng)特別注意電源濾波并保證環(huán)路中所有單元集中接地。

第三，鎖相頻率合成器的關(guān)鍵部分是可編程分頻器（計(jì)數(shù)器），它決定了合成器的最高輸出頻率和輸出信道的數(shù)目?？删幊谭诸l器的輸入頻率就是合成器的輸出頻率。由于可編程分頻器的工作頻率比較低，因此無法滿足大多數(shù)通信系統(tǒng)工作頻率高的要求。

3）吞脈沖鎖相頻率合成器

一種可有效降低可編程分頻器工作頻率而又不必降低fR/M的方法是吞沒脈沖（UMP）計(jì)數(shù)方式，如圖11-29所示。圖中雙模計(jì)數(shù)器可在控制信號(hào)控制下按模P或P+1計(jì)數(shù)，輸出信號(hào)頻率為fo/P或fo/(P+1)?！澳?shù)選擇”控制信號(hào)由控制邏輯根據(jù)A計(jì)數(shù)器和N計(jì)數(shù)器的狀態(tài)決定。在一個(gè)循環(huán)周期內(nèi)的開始，控制邏輯的模數(shù)選擇信號(hào)輸出