第七章-頻率調(diào)制與解調(diào)

第7章頻率調(diào)制與解調(diào)

（anglemodulationanddemodulation）7.1概述7.2調(diào)頻信號的分析

7.3調(diào)頻電路

7.4調(diào)頻波的解調(diào)原理及電路

7.6FM發(fā)射機與接收機

7.5調(diào)頻制的抗干擾性及特殊電路

任意正弦波信號：

如果利用調(diào)制信號去控制三個參量中的某個，可產(chǎn)生調(diào)制的作用:amphitudemodulationAM:frequencymodulationFM:phasemodulationPM:角度調(diào)制

AMAMDSB屬于頻譜線性搬移電路,調(diào)制信號寄生于已調(diào)信號的振幅變化中FMPM調(diào)制方式中：屬于頻譜的非線性搬移電路,已調(diào)波為等幅波,調(diào)制信息寄生于已調(diào)波的頻率和相位變化中

SSB7.1概述FM，PMω從已調(diào)波中檢取出原調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)(AM)振幅解調(diào)——檢波

(FM)頻率解調(diào)——鑒頻detection

(frequencydiscrimination)(PM)相位解調(diào)——檢相(phasedetection)AMωωωωωωωω當進行角度調(diào)制（FM或PM）后,其已調(diào)波的角頻率將是時間的函數(shù)即?？捎糜覉D所示的旋轉(zhuǎn)矢量表示ω(t)t=tω(t)t=0實軸設(shè):旋轉(zhuǎn)矢量的長度為,且當t=0時，初相角為，t=t時刻，

矢量與實軸之間的瞬時相角為，顯然有：該矢量在實軸上的投影：

7.2調(diào)角信號的分析

一.調(diào)角信號的參數(shù)與波形1.瞬時頻率和瞬時相位（instantaneousfrequencyandphase）設(shè):高頻載波信號為：調(diào)制信號：（1）調(diào)頻FM：由于已調(diào)波頻率隨調(diào)制信號線形變化，則有：其中：①:載波角頻率，F(xiàn)M波的中心頻率.②：調(diào)頻靈敏度，

單位調(diào)制信號振幅引起的頻率偏移

.③,瞬時頻率偏移（簡稱頻偏）,寄載了調(diào)制信息，表示瞬時頻率相對于載波頻率的偏移.④最大頻偏另外，由瞬時頻率與所對應的瞬時相位的關(guān)系，若設(shè)

則有：

其中：⑤：瞬時相位偏移，

2.調(diào)頻信號與調(diào)相信號的數(shù)學表示：設(shè)：載波：⑥最大相位偏移：一般令

，稱為FM波的調(diào)頻指數(shù)，一般調(diào)頻信號的

數(shù)學表達式：

所以有：

注意：與AM波不同，mf一般可大于1，且mf

越大，抗干擾性能

越好，但頻帶越寬。

對于單一頻率調(diào)制的FM波，由于

圖7―1調(diào)頻波波形ΔωmΩmf由于已調(diào)波的相位隨調(diào)制信號線形變化，則有：其中：①：為載波的相位角。

②：調(diào)相靈敏度，

，單位調(diào)制信號振幅引起的相位偏移.③：瞬時相位偏移，即相對于

的偏移。2．相位調(diào)制：④最大相位移：

（調(diào)相指數(shù)）另外，由瞬時相位與所對應的瞬時頻率之間的關(guān)系，可得：式中：⑤

；PM波瞬時頻偏⑥最大頻偏:PM波的表達式為：

對于單一頻率調(diào)制信號

的PM波：

圖7―7調(diào)相波波形mpΔωmΩ設(shè):載波調(diào)制信號：

FM波

PM波(1)瞬時頻率：

3.調(diào)頻信號與調(diào)相信號的比較(2)瞬時相位：

(3)最大頻偏

(4)最大相位：

(5)表達式:

討論：一般調(diào)角信號的表達式：mpΔωmΔωmΩmfΩ（1）FM波：（2）PM波：

可以看出調(diào)相制的信號帶寬隨調(diào)制信號頻率的升高而增加，而調(diào)

頻波則不變，有時把調(diào)頻制叫做恒定帶寬調(diào)制。（3）調(diào)頻波的波形由上式，無論調(diào)頻或調(diào)相，最大頻移（頻偏）與調(diào)制指數(shù)之間的關(guān)系都是相同的。若頻偏用表示，調(diào)制指數(shù)用m表示，則與m之間滿足以下關(guān)系

二.調(diào)頻波的頻譜和頻譜寬度

1．調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點uFM(t)=Am{J0(m)cosωct+J1(m)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(m)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(m)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］+J4(m)［cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t］+J5(m)［cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}單頻調(diào)角信號頻譜具有以下幾個特點:(1)由載頻和無窮多組上、下邊頻組成,這些頻率分量滿足ωc±nΩ,振幅為Jn(m)Am,n=0,1,2,…。Am是調(diào)角信號振幅。當n為偶數(shù)時,兩邊頻分量振幅相同,相位相同；當n為奇數(shù)時,兩邊頻分量振幅相同,相位相反。第一類貝塞爾函數(shù)曲線曲線（a）Ω為常數(shù)，（b）

Δωm為常數(shù)mf的增大主要靠減小調(diào)制頻率實現(xiàn)。mf越大，邊頻分量越多，但帶寬基本不變。單頻調(diào)制時FM波的振幅譜（a）Ω為常數(shù);（b）Δωm為常數(shù)PM的頻譜及帶寬調(diào)相波的帶寬B=2（mp+1)F

由于mp與F無關(guān)，所以，帶寬隨F正比變化。圖7―5調(diào)頻信號的矢量表示

uFM(t)=Am{J0(m)cosωct+J1(m)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(m)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(m)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］+J4(m)［cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t］+J5(m)［cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}n為偶數(shù)n為奇數(shù)調(diào)頻信號的調(diào)角作用由這些奇次邊頻完成，他們引起的附加幅度變化，由偶次邊頻的調(diào)幅作用來補償。從而得到幅度不變的合成矢量。|Ｊn(mf)|≥0.01時的n/mf曲線2.FM和PM的帶寬由圖可見,當mf很大時,n/mf趨近于1。因此當mf≥1時,應將n=mf的邊頻包括在頻帶內(nèi),此時帶寬為規(guī)定凡是振幅小于未調(diào)時制載波振幅的1%（或10%），的邊頻分量可忽略不計。有效上、下邊頻分量總數(shù)為2（mf+1)個。頻譜寬度BB=2（mf+1)F

根據(jù)不同的ΔF，分為寬帶調(diào)制與窄帶調(diào)制。ΔF>>F,寬帶調(diào)制，即mf>>1ΔF<<F,窄帶調(diào)制，即mf<<

1

相同點：FM和PM的頻譜結(jié)構(gòu)及帶寬與調(diào)制指數(shù)有關(guān)，mf

越大，邊頻分量個數(shù)越多。更準確的調(diào)頻波帶寬計算公式為

3.FM和PM的聯(lián)系與區(qū)別調(diào)頻波可看成調(diào)制信號為的調(diào)相波。調(diào)相波可看成調(diào)制信號為的調(diào)頻波。

微分調(diào)頻積分調(diào)相FMPMuFM(t)=UC［J0(mf)cosωct+J1(mf)cos(ωc+Ω)t

-J1(mf)cos(ωc-Ω)t+J2(mf)cos(ωc+2Ω)t+J2(mf)cos(ωc-2Ω)t+J3(mf)cos(ωc+3Ω)t-J3(mf)cos(ωc-3Ω)t+…］

三.FM和PM的功率

等于載波功率和各邊頻功率之和。因為等式右邊{}=1，可見平均功率與調(diào)制前等幅載波功率相等。說明調(diào)制的作用僅是將原來載波功率重新分配到各個邊頻上，總功率不變。調(diào)幅波由于余弦項的正交性,總和的均方值等于各項均方值的總和,即單音頻調(diào)制時，F(xiàn)M或PM的平均功率7.3調(diào)頻電路

7.3.1.

實現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相的方法

7.3.2.變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

7.3.3.晶體振蕩器直接調(diào)頻電路

7.3.4.間接調(diào)頻電路

7.3.1調(diào)頻器與調(diào)頻方法

1）調(diào)制特性線性要好;2）調(diào)制靈敏度要高;

3）載波性能要好。

調(diào)頻特性曲線

1．直接調(diào)頻法

用調(diào)制信號直接控制振蕩器的振蕩頻率,使振蕩頻率f(t)按調(diào)制電壓的規(guī)律變化。若被控制的是LC振蕩器,則只需控制振蕩回路的某個元件(L或C),使其參數(shù)隨調(diào)制電壓變化,就可達到直接調(diào)頻的目的。2．間接調(diào)頻法

(1)如果把

先積分后，再經(jīng)過調(diào)相器，也可得到對

而言的調(diào)頻波，稱為間接調(diào)頻。實現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵是如何進行相位調(diào)制。通常,實現(xiàn)相位調(diào)制的方法有如下三種:1）矢量合成法

主要針對窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號。單音調(diào)相信號

uPM=Ucos(ωct

+mpcosΩt)=Ucosωctcos(mpcosΩt)—Usin(mpcosΩt)sinωct

當mp≤π/12時,上式近似為

uPM≈Ucosωct

—UmpcosΩt

sinωct

(2)把

先微分后再調(diào)頻，可以得間接調(diào)相（indirectPM）

表明當調(diào)相指數(shù)較小時，調(diào)相波可由兩個信號合成得到。矢量合成法調(diào)頻

uPM≈Ucosωct

—UmpcosΩtsinωct2）可變移相法

利用調(diào)制信號控制移相網(wǎng)絡(luò)或諧振回路的電抗或電阻元件來實現(xiàn)調(diào)相。

3）可變延時法將載波信號通過一可控延時網(wǎng)絡(luò),延時時間τ受調(diào)制信號控制,即

則輸出信號為由此可知,輸出信號已變成調(diào)相信號。

VCO的特點：瞬時頻率隨外加控制信號的變化而變化。

VCO式中：U為振蕩信號的振幅，

:當

時的振蕩頻率，k

f為:VCO控制靈敏度。

7.3.2壓控振蕩器直接調(diào)頻電路

用調(diào)制信號電壓控制振蕩回路的參數(shù)，(如回路電容C或回路電感L，)并使振蕩頻率ω正比于所加調(diào)制信號電壓，即可實現(xiàn)調(diào)頻。

在直接調(diào)頻法中常采用壓控振蕩器（VoltageControlOscillator）作為頻率調(diào)制器來產(chǎn)生調(diào)頻信號。VCO中最常用的壓控元件：變?nèi)荻O管

由晶體管和場效應管組成的電抗電路。

壓控振蕩器直接調(diào)頻.優(yōu)點：可獲得較大頻偏.缺點：中心頻率穩(wěn)定性差，常采用自動頻率微調(diào)（automaticfrequencycontrol，AFC）電路來克服載頻偏移。通常有：，壓控振蕩器的輸出信號即為調(diào)頻信號。變?nèi)荻O管

擴散電容(diffusioncapacitance)正向偏置，電容效應比較小。

勢壘電容(barriercapacitance)反向偏置，勢壘區(qū)呈現(xiàn)的電容效應。

1.變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

（VaractordiodedirectFM）

PN結(jié)反向偏置時，結(jié)電容會隨外加反向偏壓而變化，而專用的變?nèi)荻O管，是經(jīng)過特殊工藝處理（控制半導體的摻雜濃度和摻雜的分布）使勢壘電容能靈敏地隨反向偏置電壓的變化而呈現(xiàn)較大變化的壓控變?nèi)菰?。結(jié)電容Cj與反偏電壓uR的關(guān)系：式中Co：

時的電容值（零偏置電容）反向偏置電壓，UD：PN結(jié)勢壘電位差。

γ

：結(jié)電容變化指數(shù)，通常γ=1/2—1/3，經(jīng)特殊工藝制成的超突變結(jié)電容γ

=1—5可以看出C

j與uR之間是非線性關(guān)系，即變?nèi)荻O管屬于非線性電容，這種非線性電容基本上不消耗能量，產(chǎn)生的噪聲量級也較小，是較理想的高效率，低噪聲非線性電容。PN結(jié)具有電容效應

變?nèi)莨艿腃j～u曲線設(shè):在變?nèi)荻O管上加一個靜態(tài)工作電壓Uo和一個單頻調(diào)制信號

，則結(jié)反偏電壓：

而結(jié)電容：

其中：

為靜態(tài)工作點的結(jié)電容。

表示結(jié)電容受調(diào)制信號調(diào)變的程度CjuRUQuRtCjtCjQ電容調(diào)制度為了突出調(diào)頻性能的分析，下圖只畫出了它的高頻交流等效電路，沒有畫出直流饋電電路。

2變?nèi)荻O管直接調(diào)頻的原理電路

圖中；C3為高頻偶合電容，C4為偶合隔直電容，LD為高頻扼流圈，阻止高頻電流經(jīng)過調(diào)制信號源被旁路，右圖為振蕩器交流等效電路，Cj與振蕩器回路并聯(lián)，R1，R2為Cj的偏置電路，為Cj提供靜態(tài)直流偏壓

，而二極管的反偏電壓為：

+uR-LCjC1C2VTLCjC1C2VTLDC3C4ECR2+uΩ-R1+Uo-則由上電路可知，振蕩頻率為：

;而

為了簡化電路分析，如果設(shè)：，則有

所以：有

其中：

為未加調(diào)制信號（）時的振蕩頻率，3．

調(diào)頻性能分析即為調(diào)頻振蕩器的中心頻率。討論：1設(shè)γ=2即滿足線性調(diào)頻。

2

當則

LC1C2CjVT+uR-（利用級數(shù)展開忽略高次項，

可近似為：

是由Cj—Vd的非線性而引起的。雖然

（2）

：與調(diào)頻頻率有關(guān)的最大頻偏，雖然

（3）

：由于Cj—uR的非線性作用，由Ω的諧波分量（2Ω）而引起的附加頻偏，會造成調(diào)頻接收時的非線性失真，應盡量減少這種失真。其中：（1）

：為中心頻率的偏移量定義調(diào)頻靈敏度：由圖(a)振蕩頻率隨時間變化曲線如圖(b)、(C)所示若γ=2，則若γ≠2，則二次諧波失真系數(shù)當增大而使m增大時，將引起及增大．因此ｍ不能選得太大。

Cj作為回路部分電容接入回路。在實際應用中,通常γ≠2,Cj作為回路總電容將會使調(diào)頻特性出現(xiàn)非線性,輸出信號的頻率穩(wěn)定度也將下降。因此,通常利用對變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來調(diào)整回路總電容C與電壓u之間的特性。Cj與固定電容串、并聯(lián)后的特性

并聯(lián)電容可較大地調(diào)整

Cj值小的區(qū)域內(nèi)的C—u

特性，串聯(lián)電容可較大地調(diào)整Cj值大的區(qū)域內(nèi)的C—u特性。

若γ≠2,

則可通過串、并聯(lián)電容的方法，使C—u特性在一定偏壓范圍內(nèi)接近γ=2的特性，從而實現(xiàn)線性調(diào)頻。4.實用變?nèi)莨芏O調(diào)頻電路

（1）L1，C1、C2串聯(lián)，C3和反向串聯(lián)的兩個變?nèi)荻O管，三個支路并聯(lián)組成電容反饋三點式振蕩電路。

(2)直流偏置電壓-UQ同時加在兩個變?nèi)荻O管的正極，調(diào)制信號經(jīng)L4扼流圈加在二極管負極上，二個二極管的動態(tài)偏置為：

（3）兩個變?nèi)荻O管串聯(lián)后的總電容

C'j與C3串聯(lián)后接入振蕩回路，對振蕩回路來說是部分接入，與單二極管直接接入比較，在相同的情況下，m值降低。

（4）兩變?nèi)荻O管反向串聯(lián)，對高頻信號而言，加到兩管的高頻電壓降低一半，可減弱高頻電壓對結(jié)電壓的影響，另外在高頻電壓的任一半周內(nèi)，一個變?nèi)莨芗纳娙菰龃?，而另一個減少，使結(jié)電容的變化不對稱性相互抵消，從而消弱寄生調(diào)制。

C1C2L1C3Cj1Cj2C1C3Cj1Cj2uΩR1R2LeReC2L1CbC4C5C6C7L2L3+-VT-UQECL4udC1C2L1C3Cj1Cj2j1;而

，則有

所以：有

將上式在處展開,得可以看出,當Cj部分接入時,其最大頻偏為可見,頻偏為全接入時頻偏的,調(diào)頻靈敏度也下降為全接入時的.下降.C1愈大,C2愈小,即p加大.變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭m用于要求頻偏較小的情況,而且由于影響較小,隨溫度及電源電壓變化影響也小,有利于提高中心頻率的穩(wěn)定度.加在變?nèi)莨苌系碾妷?/p>

由每個高頻周期內(nèi)的平均電容確定。由于其非線性，的增大和減小不相同，因而造成平均電容增大。而且，高頻電壓疊加在調(diào)制信號之上，由圖看出每個高頻周期的平均電容變化不一樣，即引起頻率不按調(diào)制信號規(guī)律變化而造成寄生調(diào)制。部分接入可減小寄生調(diào)制晶體振蕩器直接調(diào)頻電路（a）實際電路;（b）交流等效電路7.3.4晶體振蕩器直接調(diào)頻電路在要求調(diào)頻波中心頻率穩(wěn)定度較高，而頻偏較小的場合，可以采用直接對晶體振蕩器調(diào)頻的方法。

7.3.4晶體振蕩器直接調(diào)頻電路

1．晶體振蕩器直接調(diào)頻原理右圖為并聯(lián)型PierceOscillator，其振蕩頻率為：

式中：Cg為晶體的動態(tài)電容，C

o：晶體的靜態(tài)電容，

，f

q：晶體的串聯(lián)諧振頻率。在電路中，當Cj變化時，CL變化，從而使晶體振蕩器的振蕩頻率也發(fā)生變化，如果壓控元件Cj受調(diào)制電壓 控制，則PierceOscillator就成為一個晶體調(diào)頻振蕩器。注意：晶體在電路中呈現(xiàn)為一個等效電感，故只能工作于晶體的串聯(lián)諧振頻率f

q與并聯(lián)諧振頻率fp之間，而f

q與f

p之間的頻率變化范圍只有量級，再加上Cj的串聯(lián)，晶體的可調(diào)振蕩頻率更窄。

C2ClCjJT例如載頻為40MHZ的晶體調(diào)頻振蕩器，能獲得最大頻偏只有7.5KHZ，所以采用晶體調(diào)頻振蕩器雖然可以獲得較高的頻率穩(wěn)定度，但缺點是最大頻偏很小，實際中需要采用擴大頻偏的措施。擴大頻偏的方法有兩種：晶體支路中串接小電感；

利用π型網(wǎng)絡(luò)進行阻抗變換來擴展晶體呈現(xiàn)感性的工作頻率范圍。

2晶體調(diào)頻振蕩器的實際電路

C1C2CjLJT采用串接小電感L的方法來擴大調(diào)頻的頻偏，變?nèi)荻O管的反向偏壓由EC經(jīng)穩(wěn)壓管VDZ穩(wěn)壓后經(jīng)RZ2=2.4k和W1=47k電位器分壓后，經(jīng)R=10K電阻加至變?nèi)莨苷龢O。改變47K電位器W1的活動端可以調(diào)整變?nèi)莨艿腢o從而改變Cj

，把調(diào)頻器的中心頻率調(diào)至規(guī)定值。調(diào)制信號經(jīng)電位器W2加于變?nèi)莨躒D，改變4.7KΩ電位器W2的活動頭，可以調(diào)整加在變?nèi)荻O管上的調(diào)制信號電壓幅值，從而獲得要求的頻偏。-Uo+C5uΩ(t)W1W2VDJTCLRb1Rb2C1C2ReC3ECRz2Rz1VDzRC4+-1.間接調(diào)頻法

高穩(wěn)定度載波振蕩器相位調(diào)制器積分電路多級倍頻和混頻器寬帶窄帶7.3.5間接調(diào)頻電路

但最大頻偏小的缺點可以通過多級倍頻器后獲得符合要求的調(diào)頻頻偏，另外采用混頻器變換頻率可以得到符合要求的調(diào)頻波工作范圍。采用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器作為主振級，然后再對這個穩(wěn)定的載頻信號進行調(diào)相，這樣一來就可得中心頻率穩(wěn)定度高的調(diào)頻信號。在間接調(diào)頻時，要獲得線性調(diào)頻必需以線性調(diào)相為基礎(chǔ)。但在實現(xiàn)線性調(diào)相時，要求最大瞬時相位偏移

，因而線性調(diào)相的范圍很窄，因此轉(zhuǎn)換成的調(diào)頻波的最大頻偏

很小，即：m

f<<1，這是間接調(diào)頻法的主要缺點.間接調(diào)頻法就是利用調(diào)相方法來實現(xiàn)調(diào)頻。

R1R2R3R4C1C2C3C4CjL載波輸入間接調(diào)頻的關(guān)鍵電路是調(diào)相器.高穩(wěn)定度振蕩器調(diào)相器積分器2.變?nèi)荻O管調(diào)相電路

如果忽略二次方以上各項，可得回路的諧振頻率為：

將變?nèi)荻O管接在高頻放大器的諧振回路里，就可構(gòu)成變?nèi)荻O管調(diào)相電路。

CjLUQ=9V載波輸入調(diào)相波輸出回路的頻率偏移為：

在高Q值及諧振回路失諧不大的情況下，并聯(lián)LC諧振回路電壓和電流間的相位關(guān)系為：Oωωoω幅頻特性Δφπ/6-π/6當Δ

φ

<π/6（或30o）時，tanΔ

φ≈Δφ可得:表明:單級LC諧振回路在滿足Δ

φ

<π

/6（30o）的條件下，回路輸出電壓的相移是與輸入調(diào)制電壓uΩ(t)成線性關(guān)系的。

如果將調(diào)制電壓uΩ(t)先積分后再加在變?nèi)荻O管上，則單級LC諧振回路輸出電壓的瞬時頻率ω(t)就與輸入調(diào)制電壓uΩ(t)成線性關(guān)系，即可實現(xiàn)對調(diào)制電壓uΩ(t)的間接調(diào)頻。調(diào)相波輸出載波輸入3.實用變?nèi)荻O管調(diào)相電路

由晶體管組成單LC回路調(diào)諧放大電路，電感L、電容C1、C2與變?nèi)莨蹸j組成并聯(lián)諧振回路；

載波輸入

uFM(t)

C3、C4、C5為耦合電容；LZ為高頻扼流圈，以防高頻載波被調(diào)制信號源旁路;

R5、R6對電源EC分壓后為變?nèi)荻O管提供靜態(tài)偏置電壓UQ。

放大的載波信號經(jīng)C3耦合輸入，調(diào)制信號經(jīng)C5耦合輸入，調(diào)相信號經(jīng)C4耦合輸出。如果將調(diào)制電壓uΩ(t)先積分后再輸入，那么從C4耦合輸出的信號就是對調(diào)制電壓uΩ(t)的間接調(diào)頻波。

R5R1R3R4R3CbC1CjC3C2C4C5LLZECR6Ce+UQ-三級回路級聯(lián)的移相器7.4調(diào)頻波的解調(diào)原理及電路

7.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器slopediscriminator）

7.4.3相位鑒頻器

7.4.4比例鑒頻器

7.4.5移相乘積鑒頻器

7.4.1鑒頻方法及其實現(xiàn)模型

調(diào)頻信號的解調(diào)是從調(diào)頻波 中恢復出原調(diào)制信號過程，完成調(diào)頻波解調(diào)過程的電路稱為頻率檢波器第一種方法，將調(diào)頻波通過頻率—幅度線性變換網(wǎng)絡(luò)，將調(diào)頻波變換成調(diào)頻—調(diào)幅波，再通過包絡(luò)檢波器檢測出反映幅度變化的解調(diào)電壓。把這種鑒頻器稱為斜率鑒頻器，或稱振幅鑒頻器。將調(diào)頻波進行特定的波形變換，根據(jù)波形變換特點的不同，可歸納以下幾種實現(xiàn)方法：

7.4調(diào)頻波的解調(diào)原理及電路

7.4.1鑒頻方法及其實現(xiàn)模型

1.鑒頻方法

頻率—幅度線性變換網(wǎng)絡(luò)包絡(luò)檢波器uΩtuFMtuFM-AMt第二種方法，將調(diào)頻波通過頻率—相位線性變換網(wǎng)絡(luò)，變換成調(diào)頻—調(diào)相波，再通過鑒相器檢測出反映相位變化的解調(diào)電壓。把這種鑒頻器稱為相位鑒頻器。第三種方法，是隨著近年來集成電路的廣泛應用，在集成電路調(diào)頻機中較多采用的移相乘積鑒頻器。它是將輸入FM信號經(jīng)移相網(wǎng)絡(luò)后生成與FM信號電壓正交的參考信號電壓，它與輸入的FM信號電壓同時加入相乘器，相乘器輸出再經(jīng)低通濾波器濾波后，便可還原出原調(diào)制信號。

頻率—相位線性變換網(wǎng)絡(luò)

相位檢波器uFMuFM-PMuΩ相乘器低通濾波器uFMuΩ

90o移相網(wǎng)絡(luò)第四種方法，先將調(diào)頻波通過非線性變換網(wǎng)絡(luò)，變換為調(diào)頻脈沖序列，該脈沖序列含有反映該調(diào)頻信號瞬時頻率變化的平均分量，因而通過低通濾波器便可得到反映平均分量變化的解調(diào)電壓。也可將調(diào)頻脈沖序列通過脈沖計數(shù)器，直接得到反映瞬時頻率變化的解調(diào)電壓。將這種鑒頻器稱為脈沖計數(shù)式鑒頻器。

非線性變換網(wǎng)絡(luò)低通濾波器或脈沖計數(shù)器uFM調(diào)頻脈沖序列uΩ直接脈沖計數(shù)式鑒頻器2.鑒頻器的主要特性

能全面描述鑒頻器主要特性的是鑒頻特性曲線。它是指鑒頻器的輸出電壓uo(t)，與其輸入FM信號瞬時頻偏Δω(t)或Δf(t)之間的關(guān)系曲線

foΔfuo(t)Bm

鑒頻器Δf(t)uo(t)或：

由調(diào)頻信號的特征：所以：表明：要實現(xiàn)無失真鑒頻，要求鑒頻器的輸出電壓 與頻偏成線性關(guān)系，上圖為典型鑒頻特性曲線。

（1）定義：鑒頻跨導

表明了鑒頻特性曲線在原點（ ）處的斜率，反映了鑒頻靈敏度。顯然希望SD值應盡可能的大。

對鑒頻特性曲線的主要要求：（2）鑒頻器的峰值頻帶寬度Bmax，要求Bmax應大于輸入FM波最大頻偏擺動范圍 。

Bm≥2Δfm

①FM波——(頻幅變換)——FM—AM②FM—AM——(包絡(luò)檢波)——恢復原調(diào)制信號7.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器slopediscriminator）1．失諧（detvning）回路振幅鑒頻器振幅鑒頻器的基本原理：頻-幅變換器包絡(luò)檢波器最簡單的頻—幅變換電路就是并聯(lián)諧振回路，其工作特點：例1：失調(diào)單回路振幅鑒頻器FM信號工作在并聯(lián)諧振回路的失諧區(qū)，即（ ），當FM波電流流過回路時，由于瞬時頻率隨調(diào)制信號而變化，對于不同的瞬時頻偏，失諧回路阻抗不同，回路輸出電壓 振幅將隨瞬時頻偏 的變化而變化，即可完成 變換。

f

o

fp利用失調(diào)回路中幅頻特性曲線的傾斜部分來實現(xiàn)鑒頻，解調(diào)后失真較大，是一種原始類型的鑒頻器.

fpius(fo)f02fcf03f

cf

03f02三調(diào)諧回路斜率鑒頻圖7―33雙離諧鑒頻器的鑒頻特性鑒相器是用來比較兩個同頻輸入電壓 和 的相位，而輸出電壓是兩個輸入電壓相位差的函數(shù)，

即當線性鑒相的情況下，輸出電壓與兩個輸入電壓的瞬時相位差成正比。

鑒相器鑒相器可實現(xiàn)PM信號的解調(diào)，但也廣泛用于解調(diào)FM信號，以及鎖相技術(shù)及頻率合成技術(shù)中。如在以后介紹的相移鑒頻器和正交鑒頻器都有具體應用。

鑒相器的實現(xiàn)方法：乘積型鑒相器 疊加型鑒相器

7.4.3相位鑒頻器（鑒相器phasedetector）其中：的瞬時相位。的瞬時相位。即則相乘器的輸出信號 為：1乘積型鑒相器（productphasedetector）下圖為乘積型鑒相器的組成框圖。設(shè)：鑒相器輸入PM信號。

即：而而另一輸入信號為 的同頻正交載波。即：其中k為相乘器的乘積因子。經(jīng)低通濾波器后，輸出電壓 為：可見：乘積型鑒相器具有正弦形鑒相特性相乘器低通濾波器π-π所以另外，如果滿足 ，則有 。即輸出電壓 與 成線性關(guān)系，可實現(xiàn)線性鑒相。下圖為疊加型鑒相器原理框圖，以下采用平衡型鑒相器為例進行分析：

2疊加型鑒相器（superpositionphasedetector）相加器包絡(luò)檢波器相加器相加器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器相加器設(shè)輸入調(diào)相波 為： 而同頻正交載波信號為：則：利用矢量圖可得合成電壓振幅如果設(shè)包絡(luò)檢波器的傳輸系數(shù)為Kd1=Kd2=Kd，則兩個包絡(luò)檢波器的輸出電壓為：（為調(diào)相調(diào)幅波）而討論：（1）當可見：這時的鑒相器具有正弦鑒相特性，其線性鑒相范圍為：（2） 時，同理可推出由討論（1），（2）可以看出輸出電壓 的大小取決于振幅小的輸入信號振幅。（3）當 時所以：利用三角函數(shù)公式：所以：而當 , 的范圍內(nèi)，所以： ，可實現(xiàn)線性鑒相。uFM

一.電路結(jié)構(gòu)和基本原理3.互感耦合相位鑒頻器

由二個部分組成：

1.移相網(wǎng)絡(luò)：互感為M的初，次級雙調(diào)諧耦合回路組成的移相網(wǎng)絡(luò)，u1經(jīng)移相網(wǎng)絡(luò)生成PM-FM波u2，并使

|U1|=|U2|+u3

-另外，u1經(jīng)耦合電容CC在扼流圈LC上產(chǎn)生的電壓u3=u1，故其等效電路如右上圖所示。VD1C3R1C4R2VD22.包絡(luò)檢波器：組成平衡式包絡(luò)檢波器。兩個檢波器的輸出電壓為：+u2-+u1-LcC2C1VD2VD1R1R2EcC4C3VTCcML2L1ud1ud2二工作原理分析：如果忽略次級回路對初級回路的影響，則初級回路中流過L1的電流近似為：而次級回路中產(chǎn)生的感應電動勢當忽略二極管檢波器等效輸入電阻對次級回路的影響時，次級回路電流i2為：VD1C3R1C4R2VD2ud1ud2LcC2C1VD2VD1R1R2EcC4C3VTCcML2L1i1i2討論:（1）當輸入FM波瞬時頻率f等于調(diào)頻波中心頻率f

o，即f=f

o時，次級回路諧振。即：則有：即有：u2超前u1相位差π/2，由矢量圖可得：|Ud1|=|Ud2|若設(shè)檢波器的傳輸系數(shù)為Kd1=Kd2=Kd。則有：所以：（2）當瞬時頻率f>fo

時，則有 ，這時次級回路呈電感性。注意：式中 為次級回路阻抗。為Z2的相角。由矢量圖，u2超前u1的相位小于π/2，且隨所以：|Ud1|>|Ud2|（3）當f<fo

時， 次級回路呈電容性。

所以：其中：可見：u2超前u1的相位差大于π/2，且所以有：|Ud1|<|Ud2|f<fo

f=f

of>fouo<ouo=ouo>o根據(jù)上述分析，相位鑒頻器具有下圖所示的鑒頻特性曲線。ffo互感耦合回路相位鑒頻器中的耦合雙回路是一個頻—相變換器，它把FM波u1(t)變換成PM—FM波u2(t)，而FM波u1(t)與PM—FM波u2(t)經(jīng)疊加后變換成兩個AM—FM波ud1(t)，ud2(t)經(jīng)包絡(luò)檢波器后即可恢復原調(diào)制信號，

其過程為：頻偏不大時，隨頻率變化，

與幅度變化不大而相位變化明顯。圖中曲線①為移相網(wǎng)絡(luò)只對相位起作用而不引起電壓幅度變化時的情況。頻偏較大時，隨頻率變化，

與相位變化趨于緩和，幅度明顯下降。從而引起合成電壓下降。圖中曲線②。實際上，鑒頻器的鑒頻特性可以認為是移相網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性相乘的結(jié)果。要不失真的解調(diào)，只有輸入調(diào)頻信號的頻偏在鑒頻特性的線性區(qū)內(nèi)。相位鑒頻器不具有自限幅作用，為了抑制調(diào)頻信號在傳輸過程中形成的寄生干擾調(diào)幅的影響，一般需要在接受機中放末級電路中加限幅器，而限幅器要求輸入FM信號的電壓幅值較大，約為1—3VPP，這就增加了調(diào)頻接收機中所需的中放和限幅放大器的級數(shù)。而比例鑒頻器具有自限幅的作用，且只要求前級中放提供零點幾伏的FM信號電壓就能正常工作，不需要另加限幅放大器，這使調(diào)頻接收機的電路簡化，體積可能縮小，降低成本。

一電路結(jié)構(gòu)7.4.4比例鑒頻器（ratio

discriminator）比例鑒頻器與相位鑒頻器在電路結(jié)構(gòu)上相差很小，其主要區(qū)別在：

（1）在兩類鑒頻器中D2的極性連接相反（2）在A，B端并聯(lián)一個大電容C0，C0與（R1+R2）組成較大的時間常數(shù)（約為0.1——0.25s）。這樣在檢波過程中A，B兩端電壓基本不變，等于E

o（3）比例鑒頻器輸出電壓不是在A，B端，而是在中點C，D端引出。

EoCD+u1

-+u2

-uFM+uo-LcCoVTVD2VD1C2C1R1R2CcEcC4C3L1L2MRLCLAB比例鑒頻器在輸入端的頻率—相位變換電路與和互感相位鑒頻器是相同的，右圖為其等效電路。有：其中：二工作原理而如果設(shè)兩個二極管檢波器的傳輸系數(shù)為Kd1=Kd2=Kd，則兩檢波管的輸出電壓為：而比例鑒頻器的輸出電壓：+uo1-+uo2-ud1ud2+Eo-+uo

-+u1

-VD1C3R1C4R2VD2CLRLCo討論：（1）當 時，由矢量圖可得|ud1|=|ud2|，即Ud1=Ud2

u2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2（2）當f>fo時，則有，u2與ul的相位差為[-π/2-Δφ(t)]由矢量圖可得|ud2|>|ud1|，即Ud2>Ud1

ud1ud2u1-u1Ud1Ud2u2（3）當f<fo時，

，u2與ul的相位差為[-π/2+Δφ(t)]由矢量圖可得|ud1|>|ud2|，即Ud1>Ud2

ud1ud2u1-u1u2Ud1Ud2

由此可見，比例鑒頻器的鑒頻特性曲線如右圖所示，只要工作在鑒相特性的線性鑒相區(qū)，就可以還原出原調(diào)制信號三自限幅原理f=fof>fouo=0uo

>

0f<fouo

<

0

比例鑒頻器的輸出電壓uo只取決于輸入FM波瞬時頻率的變化，而與輸入FM幅度變化的大小無關(guān)。

如果設(shè)輸入FM波的瞬時頻率不變，即 =常量，而由于傳輸過程中的寄生干擾調(diào)幅使輸入FM波的幅度發(fā)生變化。則由于u2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2u2ud1ud2u1-u1u2Ud1Ud2Δfuof

oΔfm-ΔfmΔf(t)可見，

另外，當輸入FM波的瞬時頻率變化時，即有：鑒頻原理為：先將調(diào)頻波通過移相器變成相位變化，然后將相位變化變成相應的幅度變化，從而還原出音頻信號來。

移相乘積鑒頻器的基本原理。自中放級輸出的信號一路直接送到乘法器()，另外一路經(jīng)過移相器送到乘法器()。當調(diào)頻波沒有頻率偏移，即等于中頻頻率時，和的相位差為90°,經(jīng)過乘法器后輸出的占空比為1的脈沖波,平均電流為一直流,即無輸出。以此直流電平作為基準點或零點。當頻率往高或低偏移時,和的相位差也在90°