《LTE基礎(chǔ)原理與關(guān)鍵技術(shù)》課件第4章

第4章OFDM信道估計4.1導(dǎo)頻圖案的選擇

4.2導(dǎo)頻位置信道估計方法

4.3數(shù)據(jù)位置信道估計

4.4不同變換對信道估計性能影響分析無線通信系統(tǒng)的性能主要受到無線信道的制約和影響。信道描述了信號從發(fā)端到收端所經(jīng)歷的一切媒介，包括從發(fā)射機到接收機之間信號傳播所經(jīng)過的物理媒質(zhì)，如電纜信道、光纜信道、無線信道等。其中無線傳播信道不像有線信道那樣固定并可預(yù)見，它具有很大的隨機性，會引起傳輸信號幅度、相位和頻率的失真，產(chǎn)生符號間干擾等，這樣就對接收機的設(shè)計提出了很大的挑戰(zhàn)，信道估計器是接收機的一個重要組成部分。在理論研究中，為了更好地描述信道對信號的影響，人們引入了信道模型統(tǒng)計的方法，通過研究信號在特定環(huán)境下的特性來進行信道建模。信道估計可以定義為描述物理信道對輸入信號的影響而進行定性研究的過程，是信道對輸入信號影響的一種數(shù)學(xué)表示。如果信道是線性的，那么信道估計就是對系統(tǒng)沖激響應(yīng)進行估計。信道估計的目標(biāo)就是使某種估計誤差最小化，同時還要盡量降低算法的復(fù)雜度，并具有可實現(xiàn)性。

通過信道估計算法，接收機可以得到信道的沖激響應(yīng)。信道信息在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中已經(jīng)得到了充分的利用。自適應(yīng)的信道均衡器利用信道估計來對抗ISI的影響；分集技術(shù)利用信道估計實現(xiàn)可與接收信號最佳匹配的接收機；最大似然檢測利用信道估計使得接收端錯誤概率最小化；相關(guān)解調(diào)利用信道估計提供的信號相位信息實現(xiàn)信號的檢測，與非相干解調(diào)相比，相干解調(diào)可以提高系統(tǒng)的整體性能。

信道估計從大的角度可以分為非盲估計和盲估計以及在二者基礎(chǔ)上產(chǎn)生的半盲估計。盲信道估計由于不需要導(dǎo)頻輔助，一般收斂速度較慢，所以限制了在實際系統(tǒng)中的使用。OFDM系統(tǒng)中的盲信道估計方法可分為兩大類:統(tǒng)計型方法和確定型方法。統(tǒng)計型方法利用了發(fā)送信號和接收信號的統(tǒng)計特性，尤其是二階統(tǒng)計特性，如相關(guān)函數(shù)、相關(guān)矩陣等。在統(tǒng)計型方法里，研究最多的是子空間方法。還有一種統(tǒng)計型方法就是基于線性預(yù)編碼，通過對發(fā)送信號的線性預(yù)編碼，改變了發(fā)送數(shù)據(jù)的相關(guān)特性，在接收端也進行相關(guān)處理完成信道估計。在半盲估計中，接收端通常利用發(fā)送端發(fā)送的少量導(dǎo)頻信號以及接收端數(shù)據(jù)信息的統(tǒng)計特性，對信道進行估計。與盲估計相比，半盲估計相對具有較高的精度，但是仍然克服不了信道的時變性與高復(fù)雜度所帶來的資源開銷。有導(dǎo)頻輔助的非盲信道估計通常能克服盲估計和半盲估計的精度低、復(fù)雜度高、統(tǒng)計時間長等缺陷，因此在移動通信中被廣泛采用。

OFDM通信系統(tǒng)中，由于傳輸速率較高，并且需要使用相干檢測技術(shù)獲得較高的性能，因此通常使用非盲估計獲得較好的估計效果，這樣可以更好地跟蹤無線信道的變化，提高接收機性能?；贠FDM的非盲信道估計算法，從插入位置而言可分為面向判決方法和導(dǎo)頻輔助調(diào)制(PilotsSymbolAssistedModulation，PSAM)方法；從實現(xiàn)方法而言包括最小平方(LS)、最小均方誤差(MMSE)、LMMSE、基于DFT的信道估計等方法。LS是一種最為簡單、通用的方法；MMSE利用了Wiener濾波器實現(xiàn)估計性能的最佳化，但這種方法需要信道統(tǒng)計特性的先驗知識，在移動信道中難以實現(xiàn)，且計算量較大；LMMSE在MMSE基礎(chǔ)上利用信道特性對算法作了簡化，但仍需要信道的先驗統(tǒng)計知識；基于DFT的估計方法極大地簡化了估計的復(fù)雜度。

本章的信道估計方法主要是基于導(dǎo)頻的非盲信道估計。基于導(dǎo)頻的信道估計方法通過在發(fā)射端的發(fā)射數(shù)據(jù)中插入已知導(dǎo)頻符號，接收端從接收數(shù)據(jù)中提取導(dǎo)頻符號，從而獲得導(dǎo)頻位的頻率響應(yīng)函數(shù)，導(dǎo)頻位之間的數(shù)據(jù)位頻率響應(yīng)函數(shù)可以通過插值方法獲得。目前基于導(dǎo)頻的信道估計算法主要研究以下幾個方面:

(1)發(fā)射端導(dǎo)頻圖案的選擇；

(2)接收端導(dǎo)頻位頻率響應(yīng)函數(shù)的計算方法；

(3)導(dǎo)頻位之間數(shù)據(jù)位頻率響應(yīng)函數(shù)的獲取。

對于多載波系統(tǒng)，信號具有時間和頻率二維的資源分布，因此為了有效地進行信道估計，需要進行時域和頻域二維信道估計。導(dǎo)頻圖樣的選擇對多載波系統(tǒng)非常重要，直接影響到信道估計結(jié)果的精度和系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率。4.1導(dǎo)頻圖案的選擇導(dǎo)頻圖樣選擇的重要依據(jù)是信道的最小相干帶寬(與最大多徑時延有關(guān))、最小相干時間(與最大多普勒頻移有關(guān))以及信道估計算法。時頻域內(nèi)導(dǎo)頻符號的位置必須使得信道估計能夠跟上信道頻率響應(yīng)函數(shù)的變化，而又不過多地增加系統(tǒng)的額外開銷。

為保證能夠適應(yīng)信道的變化，導(dǎo)頻密度可以參考二維奈奎斯特采樣定理。信道傳輸函數(shù)的時－頻域離散表達式為Hn，i(n＝1，…，Nc；i＝1，…，Ns，其中Nc為每個多載波符號的子載波個數(shù)，Ns為每一幀所包含的符號個數(shù))。離散信道傳輸函數(shù)的估值表示為 (n＝1，…，Nc；i＝1，…，Ns)。若時、頻方向上的導(dǎo)頻間隔分別為It和If，最大多徑時延為τmax，最大多普勒頻移為fdmax，OFDM符號的周期為T，子載波間隔為Δf，則一般情況下，導(dǎo)頻的時域間隔應(yīng)該小于相干時間，導(dǎo)頻的頻域間隔應(yīng)該小于相干帶寬，這樣才能有效地跟蹤無線信道的變化。時域和頻域的導(dǎo)頻間隔可參考下式:

考慮同步誤差和其他誤差，建議的導(dǎo)頻間隔可參考下式:

導(dǎo)頻的選擇與插入是實現(xiàn)基于導(dǎo)頻的信道估計的基礎(chǔ)，關(guān)于導(dǎo)頻的選擇與插入有如下理論性結(jié)論:

(1)導(dǎo)頻的數(shù)量。在沒有噪聲的條件下，OFDM系統(tǒng)N個子載波中任何L個作為訓(xùn)練導(dǎo)頻使用，可以完整地恢復(fù)出信道信息，N是指OFDM系統(tǒng)中所有的子載波，L是指信道的最大長度。

(2)最優(yōu)的導(dǎo)頻位置。在噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN)條件下，當(dāng)L個導(dǎo)頻的位置為

時，可以得到信道信息的最小均方誤差估計。

目前，使用較多的導(dǎo)頻插入方法主要有塊狀導(dǎo)頻、梳狀導(dǎo)頻和菱形狀導(dǎo)頻。塊狀導(dǎo)頻是將OFDM系統(tǒng)中的某些符號全部作為導(dǎo)頻信號，導(dǎo)頻所在的OFDM符號上估計得到的信道信息將作為后面OFDM符號處的信道信息，直到下一個含有導(dǎo)頻信息的符號到來。導(dǎo)頻符號以一定時間間隔周期發(fā)送，所有子載波都用來發(fā)送導(dǎo)頻符號，信道估計時需要進行時域插值，如圖4.1.1(a)所示。梳狀導(dǎo)頻是在OFDM系統(tǒng)的每一個符號中使用一些子載波作導(dǎo)頻，然后根據(jù)這些導(dǎo)頻處的信道信息得到所有子載波的信道信息。導(dǎo)頻符號以一定的頻率間隔周期發(fā)送，所有OFDM符號中都含有導(dǎo)頻符號，信道估計時需要進行頻域插值，如圖4.1.1(b)所示。菱形狀導(dǎo)頻是在OFDM系統(tǒng)的某些符號上使用一些子載波作導(dǎo)頻，以一定的時間間隔和一定的頻率間隔發(fā)送導(dǎo)頻符號，導(dǎo)頻符號在時域和頻域都不是連續(xù)分布的，信道估計時需要進行時－頻域二維插值，如圖4.1.1(c)所示。

圖4.1.1幾種常用的導(dǎo)頻插入方法可以證明，在AWGN時不變信道條件下塊狀導(dǎo)頻、梳狀導(dǎo)頻和菱形狀導(dǎo)頻方案的性能完全一樣。在信道快變化的條件下，梳狀導(dǎo)頻插入方案要優(yōu)于塊狀導(dǎo)頻插入方案。因為梳狀導(dǎo)頻插入方式能夠較好地跟蹤不同符號下信道狀態(tài)的變化，特別是在信道快變化的條件下這種優(yōu)勢更加明顯。塊狀導(dǎo)頻插入方法實際假設(shè)了信道在連續(xù)幾個符號內(nèi)不變，這樣，根據(jù)當(dāng)前的導(dǎo)頻符號得到的估計信道可以用于連續(xù)幾個OFDM符號，因此一般用于慢衰落信道，在快的信道衰落下它的性能會急劇下降。在頻率選擇性衰落信道條件下，由于梳狀導(dǎo)頻插入方法是假設(shè)信道在連續(xù)幾個子載波內(nèi)不變，因此塊狀導(dǎo)頻插入方法要優(yōu)于梳狀導(dǎo)頻插入方法。菱形狀導(dǎo)頻可以通過調(diào)整子載波間隔和符號間隔來適應(yīng)頻率選擇性衰落信道和時間選擇性衰落信道。

在安排導(dǎo)頻符號時，還應(yīng)該盡量使1幀中的第一個OFDM符號和最后一個OFDM符號內(nèi)包含有導(dǎo)頻符號，同時使第一個子信道和最后一個子信道中也包含有導(dǎo)頻符號，這樣就能保證每幀邊緣的估計值比較準(zhǔn)確。插入導(dǎo)頻符號會帶來資源的浪費，由于插入導(dǎo)頻帶來的損失可以表示為

(4.1.1)

其信道比的損失為

(4.1.2)

4.1.1LTE下行導(dǎo)頻圖案的選擇

LTE系統(tǒng)下行定義了三種參考信號:

(1)小區(qū)參考信號(Cell-specificReferenceSignals)，對應(yīng)非MBSFN傳輸。

(2)MBSFN參考信號(MBSFNReferenceSignals)，對應(yīng)MBSFN傳輸。

(3)UE參考信號(UE-specificReferenceSignals)。4.1.1.1小區(qū)參考信號

利用小區(qū)參考信號進行信道估計的主要作用在于下行信道質(zhì)量測量、UE端的相干檢測和解調(diào)以及小區(qū)搜索，因此小區(qū)參考信號的設(shè)計需滿足以下要求:

(1)小區(qū)參考信號是公共參考信號，小區(qū)內(nèi)所有UE都要使用小區(qū)參考信號，因此小區(qū)參考信號需要覆蓋整個帶寬。

(2)為了滿足信道估計的精確度要求，小區(qū)參考信號的時域和頻域密度都不能過疏。在快衰落信道下，時域過疏將不能跟蹤信道變化，導(dǎo)致性能變差；在頻率選擇性衰落信道中，頻域過疏不能獲得良好的性能。

(3)考慮到RS開銷的影響，小區(qū)參考信號的時域和頻域密度也不能過密，過密會造成資源的浪費。

(4)小區(qū)參考信號還需要考慮小區(qū)內(nèi)多天線RS之間的復(fù)用方式，保證多天線并行傳輸時參考信號之間的正交性，避免多天線RS之間的干擾。

(5)小區(qū)參考信號還需要考慮小區(qū)間RS的復(fù)用方式，保證小區(qū)間參考信號的正交性，有利于采用有效的小區(qū)間干擾消除措施，具有更好的小區(qū)間干擾抑制能力。

考慮到以上需求，3GPP協(xié)議給出了如圖4.1.2所示的單天線端口參考信號圖樣。

圖4.1.2單天線端口RS圖樣

(1)單天線端口(即port0)RS圖樣。

下行參考信號以RE為基本單位，即1個參考符號占用1個RE。在NormalCP情況下，每個子幀有4個OFDM符號中插入導(dǎo)頻，分別位于兩個時隙的第1個和第5個OFDM符號；在ExtendedCP情況下，分別位于兩個時隙的第1個和第4個OFDM符號。由于下行控制信道位于每個子幀的前幾個OFDM符號中，因此每個子幀的第1個OFDM符號中插入導(dǎo)頻有助于下行控制信號盡早解調(diào)。

小區(qū)參考信號在頻域上間隔6個子載波，覆蓋整個系統(tǒng)帶寬范圍。間隔6個子載波既保證了信道估計的性能，又考慮到RS開銷，是一個折中的結(jié)果。

(2)兩天線端口(即port0和port1)RS圖樣，如圖4.1.3所示。

為了保證兩天線并行傳輸時參考信號的正交性需求，兩天線端口采用FDM方式進行RS復(fù)用。Port1和port0在時域上位于相同的OFDM符號，頻域上位于不同的子載波，port0和port1上的RS在頻域上交錯放置。Port0上用于發(fā)送RS的RE位置，port1上不能再用于發(fā)送RS和數(shù)據(jù)；同樣，port1上用于發(fā)送RS的RE位置，port0上也不能再用于發(fā)送RS和數(shù)據(jù)。

圖4.1.3兩天線端口RS圖樣

(3)四天線端口(即port0、port1、port2、port3)RS圖樣，如圖4.1.4所示。

四天線端口的RS圖樣是在兩天線端口RS圖樣的基礎(chǔ)上擴展得到的。在NormalCP情況下，port3和port4每個子幀有2個OFDM符號中插入導(dǎo)頻，分別位于每個時隙的第2個OFDM符號；在ExtendedCP情況下，同樣分別位于每個時隙的第2個OFDM符號，port0和port1上的RS已通過FDM方式復(fù)用。為了保證四天線并行傳輸時參考信號的正交性需求，port2和port3之間也通過FDM方式進行復(fù)用，同時與port0和port1之間通過TDM方式進行復(fù)用，同樣在一個天線端口上用于發(fā)送RS的RE位置，其他天線端口上也不能再用于發(fā)送RS和數(shù)據(jù)。

圖4.1.4四天線端口RS圖樣由導(dǎo)頻圖樣可以看出，port3和port4上導(dǎo)頻信號的時域密度相比port0和port1減小了，通常情況下認為四端口的空間復(fù)用方式主要應(yīng)用于低速移動的場景，這樣設(shè)計可以減小四天線端口的RS開銷。

(4)小區(qū)間參考信號復(fù)用。

為了保證小區(qū)間參考信號的正交性，同時簡化參考信號的設(shè)計，不同小區(qū)的RS具有相同的時-頻結(jié)構(gòu)，采用FDM和CDM方式進行復(fù)用。

FDM復(fù)用通過RS-shifting技術(shù)實現(xiàn)，即相鄰小區(qū)的RS具有不同的頻域移位，這個頻域移位可以通過小區(qū)ID來指示。采用RS-shifting技術(shù)后，不同小區(qū)的參考信號占用不同的子載波，這樣UE可以區(qū)分不同小區(qū)的參考信號，有利于進行干擾協(xié)調(diào)和干擾消除，并且可以在不干擾鄰小區(qū)的情況下通過調(diào)整RS功率來提升性能。但是由于RS在頻域只間隔6個子載波，因此只有6個頻域正交的位置，只能避免鄰近少數(shù)小區(qū)的干擾，遇到使用相同RS頻率資源的用戶時，可能產(chǎn)生強烈的干擾。因此，需要在RS-shifting技術(shù)的基礎(chǔ)上采用CDM方式復(fù)用，CDM不需要依賴復(fù)雜的小區(qū)規(guī)劃技術(shù)，可以通過碼之間的低相關(guān)性抑制小區(qū)間的干擾。4.1.1.2MBSFN參考信號

MBSFN參考信號主要用于PMCH數(shù)據(jù)的解調(diào)，參考信號的設(shè)計原則基于以下因素的考慮:

(1)多小區(qū)MBMS傳輸是通過多小區(qū)合并實現(xiàn)的，CP長度需要覆蓋多個小區(qū)信號的時延擴展，因此，MBSFN參考信號的圖樣基于擴展CP設(shè)計。

(2)由于多徑數(shù)量的增加，導(dǎo)致頻率選擇性衰落特性增強，因此，需要增加MBSFN參考信號的頻域密度來提高信號抗頻率選擇性衰落的能力。

(3)控制信道解調(diào)、鄰小區(qū)測量等功能需要小區(qū)參考信號完成，因此，保留前兩個OFDM符號上的小區(qū)參考信號。

(4)PMCH可以和PDSCH混合在一個載波上傳輸，也可以在單獨的載波上傳輸。

(5)由于子載波間隔越小，OFDM符號周期越長，CP開銷越小，頻譜效率越高，對于低速移動場景，多普勒頻移小對于較小的子載波間隔沒有嚴重的性能損失，此時可以通過減小子載波間隔來提高頻譜效率，因此也需要考慮基于較小的子載波間隔來設(shè)計MBSFN參考信號。基于以上考慮，3GPP協(xié)議給出了如圖4.1.5所示的參考信號圖樣。

子載波間隔為15kHz時，每個子幀有3個OFDM符號中插入MBSFN參考信號，分別位于第一個時隙的第3個OFDM符號以及第二個時隙的第1個和第5個OFDM符號，頻域上間隔2個子載波。

子載波間隔為7.5kHz時，每個子幀有3個OFDM符號中插入導(dǎo)頻，分別位于第一個時隙的第2個OFDM符號以及第二個時隙的第1個和第3個OFDM符號，頻域上間隔4個子載波，如圖4.1.5和圖4.1.6所示。圖4.1.5ExtendedCP，Δf＝15kHz，MBSFN參考信號圖樣圖4.1.6ExtendedCP，Δf＝7.5kHz，MBSFN參考信號圖樣4.1.1.3UE參考信號

UE參考信號主要用于波束賦形(Mode7)下的數(shù)據(jù)解調(diào)，是UE專用的參考信號。UE參考信號的設(shè)計需滿足以下要求:

(1)UE參考信號攜帶UE信息，只在UE的數(shù)據(jù)所占的頻段上發(fā)送，因此時域上不需要覆蓋控制信道所占的OFDM符號。

(2)由于控制信道解調(diào)、CQI測量等功能需要小區(qū)參考信號完成，因此UE參考信號應(yīng)避免與小區(qū)參考信號沖突。

(3)由于UE參考信號與UE的數(shù)據(jù)在相同的頻段上發(fā)送，當(dāng)UE的資源分配方式為DVRB時，數(shù)據(jù)和UE參考信號在一個子幀的兩個時隙位于不同的頻段上，信道估計不能在時隙之間進行時域內(nèi)插。同時，相鄰RB若屬于不同UE，相鄰RB之間也不能進行頻域內(nèi)插。因此需要考慮UE參考信號的時域和頻域密度，以保證信道估計的性能，同時RS開銷也不能過大。

(4)UE參考信號還需要考慮小區(qū)間RS的復(fù)用方式，以保證小區(qū)間UE參考信號的正交性。

考慮到以上需求，3GPP協(xié)議給出了如圖4.1.7所示的參考信號圖樣。

圖4.1.7NormalCP，UE參考信號圖樣

UE參考信號以RE為基本單位。在NormalCP情況下，每個子幀有4個OFDM符號中插入導(dǎo)頻，分別位于第一個時隙的第4個和第7個OFDM符號以及第二個時隙的第3個和第6個OFDM符號，頻域上間隔4個子載波；在ExtendedCP情況下，每個子幀有3個OFDM符號中插入導(dǎo)頻，分別位于第一個時隙的第5個OFDM符號以及第二個時隙的第2個和第5個OFDM符號，頻域上間隔3個子載波，如圖4.1.8所示。

圖4.1.8ExtendedCP，UE參考信號圖樣由以上的參考圖樣可以看出，下行控制信道所占的前幾個OFDM符號中不含UE參考信號，同一小區(qū)中，UE參考信號也不會和小區(qū)參考信號沖突。UE參考信號的導(dǎo)頻密度大于小區(qū)參考信號，有利于保證信道估計性能?？紤]到頻域子載波間隔較小，用于正交的頻域位置較少，不同小區(qū)的UE參考信號具有相同的時頻結(jié)構(gòu)，采用RS-shifting技術(shù)及碼分的方式進行復(fù)用。4.1.2LTE上行導(dǎo)頻圖案的選擇

上行參考信號的作用在于上行信道估計，用于eNodeB端的相干檢測和解調(diào)以及上行信道質(zhì)量測量。

LTE上行導(dǎo)頻信號分為兩類:解調(diào)參考信號(DeModulationReferenceSignal，DMRS)和Sounding參考信號(SoundingReferenceSignal，SRS)。

解調(diào)參考信號與PUSCH和PUCCH傳輸相關(guān)，主要用于基站端對PUSCH和PUCCH進行上行信道估計，以便正確解調(diào)數(shù)據(jù)和控制信令。

Sounding參考信號與PUSCH傳輸無關(guān)，主要用于基站端對PUSCH和PUCCH以外的信道進行測量，用于頻選調(diào)度。當(dāng)UE進入某些衰減較大的區(qū)域而導(dǎo)致通話質(zhì)量變差時，eNodeB可根據(jù)UE上傳的SRS信息重新進行信道調(diào)度，以保持通話不中斷。4.1.2.1DMRS

1)PUSCH的DMRS

對于NormalCP類型，每個時隙有7個OFDM符號，DMRS映射到每個時隙的中間一個OFDM符號上；對于ExtendedCP類型，每個時隙有6個OFDM符號，DMRS映射到每個時隙的第三個OFDM符號(即符號2)上，如圖4.1.9所示。

圖4.1.9NormalCP，PUSCH的DMRS圖樣由于PUSCH可能采用時隙間跳頻方式傳輸，即PUSCH在一個子幀的兩個時隙之間可以采用不同的頻帶進行傳輸，此時時隙間不能進行導(dǎo)頻的插值。

由以上的導(dǎo)頻圖樣可以看出，PUSCH的DMRS采用塊狀導(dǎo)頻圖樣，參考信號和數(shù)據(jù)采用TDM方式復(fù)用在一起，這主要是基于上行和下行不同的傳輸方式考慮的，因此上、下行導(dǎo)頻圖樣的設(shè)計原則也不相同。

PUSCH的DMRS導(dǎo)頻圖樣的設(shè)計基于以下因素的考慮:

(1)PUSCH的DMRS只在UE傳輸數(shù)據(jù)所在的頻帶上發(fā)送，因此導(dǎo)頻序列的長度受到限制，例如極端情況下，當(dāng)UE只在一個RB上發(fā)送PUSCH，如果DMRS采用塊狀導(dǎo)頻圖樣，導(dǎo)頻序列長度為12；否則如果DMRS采用梳狀導(dǎo)頻或其他導(dǎo)頻圖樣時，導(dǎo)頻序列的長度將不足12個。由于導(dǎo)頻序列的長度決定了可用導(dǎo)頻序列的數(shù)目，為了避免復(fù)雜的小區(qū)規(guī)劃，一定長度的導(dǎo)頻序列的數(shù)量不能太少，因此上行DMRS采用塊狀導(dǎo)頻圖樣。

(2)LTE上行采用的是SCFDMA傳輸方式，在物理資源映射之前，需要按OFDM符號對PUSCH進行FFT。如果DMRS采用其他導(dǎo)頻圖樣時，有的OFDM符號上含有導(dǎo)頻，有的OFDM符號上不含導(dǎo)頻，這樣，在按OFDM符號進行FFT時，F(xiàn)FT點數(shù)會不同，使得UE的設(shè)計變得復(fù)雜，而采用塊狀導(dǎo)頻圖樣可以簡化UE的設(shè)計。

由于PUSCH的DMRS只在UE傳輸數(shù)據(jù)所在的頻帶上發(fā)送，因此同一小區(qū)不同UE的參考信號以FDM方式互相正交。不同小區(qū)的UE之間參考信號采用不同母碼，以CDM方式進行復(fù)用。MUMIMO方式時，UE之間參考信號采用相同母碼的不同移位，即參與MUMIMO發(fā)送的不同UE可以使用不同的循環(huán)移位版本來區(qū)分RS。

2)PUCCH的DMRS

PUCCH只在系統(tǒng)帶寬兩端預(yù)留的頻率資源上發(fā)送，參考信號與控制信息占用相同的帶寬，每個UE對應(yīng)的PUCCH只占一個RB，因此不同UE的參考信號優(yōu)先以FDM方式復(fù)用。如果預(yù)留的資源不夠頻分時，再以CDM方式復(fù)用，即不同UE采用相同母碼的不同移位。不同小區(qū)的參考信號采用不同母碼，當(dāng)不同小區(qū)的UE占用相同頻率資源時可以通過碼正交抑制干擾。

PUCCH的DMRS也采用塊狀導(dǎo)頻圖樣，對不同格式，導(dǎo)頻圖樣不相同。

(1)Format1、1a、1b。

NormalCP情況下，DMRS占每個時隙中間3個OFDM符號，如圖4.1.10所示。ExtendedCP情況下，DMRS占每個時隙中間2個OFDM符號，如圖4.1.11所示。

圖4.1.10NormalCP，F(xiàn)ormat1、1a、1b，DMRS圖樣圖4.1.11ExtendedCP，F(xiàn)ormat1、1a、1b，DMRS圖樣

PUCCH的Format1、1a、1b用于發(fā)送調(diào)度請求及ACK/NACK信息，在相同時頻資源上的用戶采用不同的循環(huán)移位進行區(qū)分。考慮到相同時頻資源中需要反饋ACK/NACK信息的用戶數(shù)有可能超過循環(huán)移位的個數(shù)，因此增加正交序列來區(qū)分多用戶，可以通過不同循環(huán)移位來區(qū)分用戶，也可以通過正交序列來區(qū)分用戶，或者同時使用。由于Format1、1a、1b的控制信息比特數(shù)較少，編碼速率較高，所以增加參考信號的密度對PUCCH的性能影響不大。

(2)Format2、2a、2b。

DMRS導(dǎo)頻圖樣如圖4.1.12、圖4.1.13、圖4.1.14所示。

ExtendedCP情況下，只支持Format2，DMRS位于每個時隙的第4個OFDM符號。

PUCCH的格式2、2a、2b用于發(fā)送CQI及ACK/NACK信息，與Format1、1a、1b不同，只通過不同循環(huán)移位來區(qū)分用戶，不需要使用正交序列。NormalCP時，在Format2a、2b每個時隙的第二個參考信號上需要復(fù)用ACK/NACK信息。

圖4.1.12NormalCP，F(xiàn)ormat2，DMRS圖樣圖4.1.13NormalCP，F(xiàn)ormat2a、2b，DMRS圖樣圖4.1.14ExtendedCP，F(xiàn)ormat2，DMRS圖樣4.1.2.2SRS

SRS(SoundingReferenceSignal)的主要作用是進行信道質(zhì)量測量，支持頻率選擇性調(diào)度，通過對信道測量將UE分配到具有較好質(zhì)量的頻段內(nèi)進行傳輸，可以增加數(shù)據(jù)傳輸速率，減少對其他小區(qū)的干擾。為了支持頻率選擇性調(diào)度功能，UE需要在整個小區(qū)帶寬上發(fā)送SRS。SRS不需要和DMRS一樣經(jīng)常發(fā)送，但每個UE可能都需要發(fā)送SRS。在相同的頻帶內(nèi)，多個UE可能同時發(fā)送SRS，因此上行的SRS開銷可能很大。多個用戶的SRS可以采用分布式FDM或CDM的方式復(fù)用在一起。在UE數(shù)據(jù)傳輸帶寬內(nèi)的SRS也可以考慮用作數(shù)據(jù)解調(diào)，如圖4.1.15、圖4.1.16所示。

圖4.1.15NormalCP，F(xiàn)ormat1、1a、1b，SRS圖樣圖4.1.16ExtendedCP，F(xiàn)ormat1、1a、1b，SRS圖樣上行SRS導(dǎo)頻圖樣的設(shè)計基于以下因素考慮:

(1)為了獲得與當(dāng)前信道變化情況時間上最接近的信道信息，將Sounding配置到最后一個符號。

(2)為了滿足多用戶復(fù)用的要求，頻域上進行梳狀分布，這樣能支持更多的用戶同時進行Sounding傳輸。

(3)考慮到頻域上與PUCCH可能沖突，因此不宜占滿全帶寬。

本節(jié)介紹如何通過導(dǎo)頻位置較好地估計出系統(tǒng)的信道沖激響應(yīng)。

假設(shè)OFDM時頻同步已完成，發(fā)送的OFDM符號用s(n)表示，接收OFDM符號用r(n)表示，這樣，由于信道的影響，接收信號與發(fā)送符號之間的關(guān)系為

r(n)＝h(n)

s(n)＋w(n) (4.2.1)

4.2導(dǎo)頻位置信道估計方法

其中，h(n)為信道沖激響應(yīng)，n＝0，…，L－1，L是信道沖激響應(yīng)的長度。在完成OFDM時頻同步后，將接收OFDM符號經(jīng)過FFT變換到頻域得到

Ri，k＝Hi，kSi，k＋Wi，k，k＝0，1，…，N－1

(4.2.2)

其中，i表示接收到的第i個OFDM符號；k＝0，1，…，N－1為一個OFDM符號中的子載波號；Hi，k和Wi，k為第i個OFDM符號的k子載波上的信道傳輸函數(shù)和附加的加性高斯白噪聲。

OFDM信道估計的目的就是通過信道估計算法估計出Hi，k，從而利用估計出的信道傳輸函數(shù)

和接收到的Ri，k解調(diào)發(fā)送信號。比如，最簡單的方法就是用接收信號直接除以估計出的信道傳輸函數(shù)，如下式:

(4.2.3)

OFDM信道估計在OFDM解調(diào)端的位置如圖4.2.1所示。

圖4.2.1OFDM信道估計在OFDM解調(diào)端的位置基于導(dǎo)頻的信道估計算法有三個核心技術(shù):導(dǎo)頻的插入方法、導(dǎo)頻位置處信道估計的方法、由導(dǎo)頻處的信道估計如何得到所有數(shù)據(jù)子載波處的信道估計值。

經(jīng)過FFT，假定提取到的導(dǎo)頻序列為X(m)，m＝0，1，…，N－1，它位于傳輸序列X(k)，k＝0，1，…，N－1中。再令

(4.2.4)表示導(dǎo)頻子載波的信道響應(yīng)。接收端得到的導(dǎo)頻信號序列為

(4.2.5)

將其表示成向量形式為

Y＝HX＋W

(4.2.6)

其中，W表示在導(dǎo)頻子載波頻段內(nèi)接收到的高斯噪聲向量。

下面介紹幾種常用的計算導(dǎo)頻處信道估計的算法。4.2.1LS算法

利用LeastSquare(LS)準(zhǔn)則，即求min{(Y－XHLS)H(Y－XHLS)}，得到LS信道估計方法。

(4.2.7)

LS估計方法得出的信道估計結(jié)果易受到高斯噪聲和載波間干擾的影響。由于數(shù)據(jù)所占子載波的信道估計是通過導(dǎo)頻子載波信道估計進行插值后得到的，因此OFDM系統(tǒng)的性能嚴重依賴于導(dǎo)頻信號的估計結(jié)果。4.2.2MMSE算法

MMSE(MinimumMean-SquareError)的估計性能要優(yōu)于LS算法，算法的形式為

(4.2.8)

其中， 為式(4.2.7)所定義， 表示噪聲的方差，并且

(4.2.9)

(4.2.10)

(4.2.11)MMSE算法的主要缺點是計算量比較大。因為每當(dāng)信號X變化時，矩陣RHH＝E{HHH}就要隨之變化，為了進一步降低LMMSE算法的復(fù)雜度，可將(XXH)－1用其期望值E{(XXH)－1}代替，仿真表明這種近似帶來的性能惡化可忽略。

(4.2.12)其中， 為定義的平均信噪比；

是一個依賴星座圖的常數(shù)，在16QAM時， 因為X不再是一個矩陣變量，所以

不必在X變化的時候重新計算一次。而且，如果在假設(shè)信道已知的情況下，RHH和SNR可以設(shè)為常數(shù)，則

只需計算一次，當(dāng)然這在實際通信中是受到限制的。下面就只需要計算RHH。

考慮一個衰落多徑信道，信道沖激響應(yīng)CIR為

(4.2.13)式中，M為CIR長度；αi為高斯隨機變量且相互獨立，其功率延時譜為θ(τi)，且假設(shè)為指數(shù)衰減性譜，即θ(τi)＝

τrms為信道各徑的平均延時，τk在CP長度內(nèi)為均勻分布，即

(4.2.14)

其中，L為信道沖激響應(yīng)的最大長度。

CIR對應(yīng)的第k個子載波表示為

信道的相關(guān)矩陣RHH可以表示為

(4.2.15)

其中，

(4.2.16)

從而可求得:

(4.2.17)

在實際仿真時L的長度未知，一般取為循環(huán)前綴長度。N為子載波數(shù)。τrms一般取為1/4的CP長。為了提高實際仿真性能，L的值可以在信道估計的過程中自適應(yīng)地調(diào)整，從而更加接近真實的CIR長度。與LS估計相比，MMSE估計算法性能有10～15dB的增益，MMSE估計算法需要對矩陣求逆，當(dāng)OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)較大時，矩陣的運算量也會變得十分巨大，實現(xiàn)起來對硬件的要求太高。4.2.3SVD-MMSE算法

RHH＝UΛU

H

式中:U為正交陣，Λ為對角陣，其對角線上奇異值為λ0≥λ1≥…≥λN－1≥0，則

Δ的對角線元素為

是與信號星座有關(guān)的常數(shù)，QPSK調(diào)制為1，16QAM調(diào)制為17/9，64QAM調(diào)制為2.6854。通過將矩陣Δ對角線上的部分值置0，可以得到簡化的近似估計為

式中，ΔJ為Δ的左上角J×J矩陣。改變J的大小可以在復(fù)雜度與性能之間得到某種折中，如圖4.2.2所示。

圖4.2.2基于SVD分解的低階信道估計器4.2.4基于降噪處理LS信道估計

在相同的MSE下，MMSE算法在SNR上要優(yōu)于LS算法10~15dB。然而MMSE算法運算復(fù)雜度太高，同時需要知道信道的一些先驗信息，所以在實際系統(tǒng)中應(yīng)用較少。LS算法由于其運算量低而在實際系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛，然而LS算法受高斯白噪聲和子載波干擾的影響很大，從而制約了系統(tǒng)的性能?；诖耍旅嬷赜懻撘环N基于時域降噪的改進LS信道估計算法。理論分析與仿真結(jié)果表明，降噪算法在少量增加運算量的條件下，可較大程度地抑制白噪聲對LS算法性能的制約，顯著提高LS算法性能。前節(jié)中已經(jīng)介紹了LS信道估計算法，即將導(dǎo)頻位置處的接收序列直接除以對應(yīng)位置處的本地導(dǎo)頻得到導(dǎo)頻位置的信道估計值，再通過插值的方法得到其他數(shù)據(jù)子載波位置處的信道估計。發(fā)射信號與接收信號的頻域關(guān)系對于每一個OFDM符號重寫如下:

(4.2.18)

式中，Y(k)為接收OFDM符號的第k個子載波；H(k)為OFDM符號的第k個子載波上的頻響；X(k)為發(fā)射OFDM符號的第k個子載波。

由LS算法的結(jié)論知，導(dǎo)頻位置處的信號估計為

(4.2.19)其中，k為OFDM符號中導(dǎo)頻位置子載波的索引。

LS算法信道估計的誤差為

(4.2.20)

從上面可以看出，估計誤差與白噪聲和|X(k)|有關(guān)，為了防止|X(k)|過小導(dǎo)致某些子載波上估計誤差太大，一般系統(tǒng)中均采用頻域幅度恒定的導(dǎo)頻信號，比如LTE系統(tǒng)中用于信道估計的參考信號就是如此。由式(4.2.19)可知，由于導(dǎo)頻處信道估計受到噪聲的影響，所以之后直接通過插值等方法得到的其他數(shù)據(jù)子載波上的估計值也同樣受到噪聲影響而導(dǎo)致誤差很大?；跁r域降噪的LS算法正是在得到導(dǎo)頻處信道估計后，先將

由IFFT變換到時域進行降噪，降完噪后再由FFT變換到頻域，這時候?qū)ьl處的信道估計值受噪聲的影響已經(jīng)明顯減小，之后再通過插值等方法得到數(shù)據(jù)子載波的信道估計就比較準(zhǔn)確。圖4.2.3所示為降噪算法的原理圖。降噪方法運算量小，算法性能改進較明顯，所以易于在實際系統(tǒng)中使用。

圖4.2.3基于時域降噪的LS信道估計算法原理圖將式(4.2.19)變換到時域后記為

(4.2.21)

式中:h(n)為信道沖激響應(yīng)(ChannelImpulseResponse，CIR)的真實值；w'(n)為W(k)X(k)的IFFT變換，其包絡(luò)仍為高斯白噪聲。

已知導(dǎo)頻子信道的頻率響應(yīng)后，各數(shù)據(jù)子信道的頻率響應(yīng)就可利用鄰近的導(dǎo)頻子信道的頻率響應(yīng)通過不同的方式進行插值獲取。常見的內(nèi)插算法有線性插值、二次多項式插值、高斯插值和基于DFT插值。4.3數(shù)據(jù)位置信道估計4.3.1線性插值算法

線性插值法是最簡單也是最傳統(tǒng)的內(nèi)插方法之一，利用前后兩個相鄰的導(dǎo)頻子信道信息確定它們之間的數(shù)據(jù)子信道的信道響應(yīng)。對于第k個子信道，其中，mIf<k<(m＋1)If，應(yīng)用線性插值法得到信道的頻率響應(yīng):

(4.3.1)4.3.2二次多項式插值算法

二階插值法利用相鄰的前后3個導(dǎo)頻子信道的信息進行二階插值:

(4.3.2)

其中，4.3.3高斯插值算法

線性內(nèi)插濾波時，估計點的值只用到了前后相鄰的兩個導(dǎo)頻點。但當(dāng)信道估計采用高階多項式濾波時，估計點的值會用到前后更多的導(dǎo)頻信號。由于非線性相關(guān)長度的增加，從而使得估計值更接近于實際的信道響應(yīng)。然而，其計算復(fù)雜度隨著多項式階數(shù)的增高而增加。

高斯插值算法由三個相鄰的導(dǎo)頻點來完成，其內(nèi)插公式如下:

(4.3.3)式中，If表示頻率方向上的導(dǎo)頻間隔。 是第k個符號周期頻率 載波點上的信道估計值；三個內(nèi)插系數(shù)分別為

高斯插值算法估計過程較線性內(nèi)插多出一些延遲。上述濾波器通過一個時變的FIR濾波器就可以實現(xiàn)，并不比線性內(nèi)插有更高的復(fù)雜度。

與此相類似，還可以構(gòu)造出如升余弦函數(shù)、漢明窗等高階內(nèi)插濾波器，同樣也可以用更多的導(dǎo)頻信號進行濾波。但其實質(zhì)思想都是相同的，即在線性內(nèi)插后加一個窗函數(shù)進行濾波，以平滑信道估計值，使其更接近于真實的信道響應(yīng)。但是對于不同的信道，其載波間的相關(guān)性是不同的，若使用固定相關(guān)性的窗函數(shù)進行濾波，更會帶來非匹配誤差。4.3.4基于DFT插值算法

基于DFT的信道估計方法，主要是利用了信號處理過程中在時域補零等效于在頻域進行內(nèi)插的原理來恢復(fù)出信道的頻率響應(yīng)。在接收端得到導(dǎo)頻位置的信道信息 之后，對其進行L(導(dǎo)頻個數(shù))點IFFT，然后在時域進行補零操作，即可以得到N點的時域序列 在這之后對其作一次N點的FFT，這就相當(dāng)于在頻域作了內(nèi)插，最后得到信道響應(yīng)的估值，如圖4.3.1所示。

圖4.3.1基于DFT的信道估計

4.4.1基于傅立葉變換的信道估計

基于DFT的信道估計算法是一種比較有效的插值法，它利用了零填補法和FFT/IFFT的特性。目前很多的信道估計方法都可以看做是基于DFT的算法。在該類算法中，先將帶噪聲的頻域信道估計通過反傅立葉變換(IDFT)轉(zhuǎn)換到時域；然后，在時域?qū)π诺罆r域特性進行處理后通過傅立葉變換(DFT)轉(zhuǎn)換回頻域。由于該類算法簡單易行，并具有較好的估計性能，所以獲得了研究者廣泛的關(guān)注。4.4不同變換對信道估計性能影響分析根據(jù)DFT的性質(zhì)，DFT隱含周期性，即原始有限長非周期序列被周期拓展成無限長序列。如果原始數(shù)據(jù)序列首尾兩端不連續(xù)，對應(yīng)無限長周期序列的周期邊緣就會有快速變化，直接進行DFT必然會產(chǎn)生額外的高階分量，而且在插值過程中這些高階分量可能會引起混疊。為了盡量減小這些高階分量，可在進行DFT之前，首先對原始數(shù)據(jù)進行對稱處理，即構(gòu)造一個偶對稱信號。根據(jù)DFT性質(zhì)，偶對稱信號的DFT也是偶對稱的，所以除了邊界連接處之外，對稱處理并未增加新的高階成分，而對稱數(shù)據(jù)序列的周期拓展在周期邊緣是連續(xù)的，所以可以很好地抑制DFT處理