《高頻電子線路》課件1第2章

2.1高頻電路中的無源器件2.2高頻電路中的有源器件2.3實訓：高頻電路中的電阻元件特性分析

習題

2.1高頻電路中的無源器件U=RI(2-1)2.1.1電阻一個實際的電阻器，在低頻時主要表現為電阻特性。電阻是導體由歐姆定律所決定的電學參數，表示了電流與電壓的關系：對于工程中的電阻元件，在高頻使用時不僅表現有電阻特性的一面，還表現有電抗特性的一面。電阻器的電抗特性反映的就是其高頻特性。一個電阻R的高頻等效電路如圖2.1所示。其中，CR為分布電容，LR為引線電感，R為電阻。由于容抗為1/(ωC)，感抗為ωL，其中ω=2πf為角頻率，可知容抗與頻率成反比，感抗與頻率成正比。圖2.1電阻的高頻等效電路寄生電容和引線電感越小，表明電阻的高頻特性越好。電阻器的高頻特性與制作電阻的材料、電阻的封裝形式和尺寸大小有密切關系。一般說來，金屬膜電阻比碳膜電阻的高頻特性要好，而碳膜電阻比線繞電阻的高頻特性要好，表面貼裝(SMD)電阻比引線電阻的高頻特性要好，小尺寸的電阻比大尺寸的電阻的高頻特性要好。頻率越高，電阻器的高頻特性表現越明顯。在實際使用時，要盡量減小電阻器高頻特性的影響，使之表現為純電阻。根據電阻的等效電路圖，可以方便地計算出整個電阻的阻抗：

(2-2)圖2.2描繪了電阻的阻抗絕對值與頻率的關系。低頻時電阻的阻抗是R，然而當頻率升高并超過一定值時，寄生電容的影響成為主要的因素，它引起電阻阻抗的下降。當頻率繼續(xù)升高時，由于引線電感的影響，總的阻抗又上升，引線電感在很高的頻率下代表開路或無限大阻抗。圖2.21kΩ碳膜電阻阻抗與頻率的關系2.1.2電容

一個實際的電容器，在低頻時表現出阻抗特性?？捎孟旅娴年P系式說明電容的阻抗：

但實際上一個電容器的高頻特性要用高頻等效電路來描述，如圖2.3所示。(2-3)其中，電感L為分布電感或(和)極間電感，小容量電容器的引線電感也是其重要組成部分。引線導體損耗用一個串聯的等效電阻R1表示，介質損耗用一個并聯的電阻R2表示，同樣得到一個典型電容器的阻抗與頻率的關系，如圖2.4所示。由于存在介質損耗和有限長的引線，電容顯示出與電阻同樣的諧振特性。每個電容器都有一個自身諧振頻率。當工作頻率小于自身諧振頻率時，電容器呈正常的電容特性；但當工作頻率大于自身諧振頻率時，電容器的阻抗隨頻率的升高而增大，這時電容器呈現出感抗特性。圖2.3電容的高頻等效電路圖2.4電容阻抗與頻率的關系(2-4)根據電容的高頻等效電路圖，可以方便地計算出整個電容的阻抗：2.1.3電感電感通常由導線在圓柱導體上繞制而成，因此電感除了考慮本身的感性特征外，還需要考慮導線的電阻以及相鄰線圈之間的分布電容。高頻電感的等效電路模型如圖2.5所示，寄生旁路電容C和串聯電阻R分別是考慮到分布電容和導線電阻的綜合效應而加的。與電阻和電容相同，電感的高頻特性同樣與理想電感的預期特性不同，如圖2.6所示。首先，當頻率接近諧振點時，高頻電感的阻抗迅速提高；然后，當頻率繼續(xù)提高時，寄生電容C的影響成為主要的因素，線圈阻抗逐漸降低。圖2.5高頻電感的等效電路圖2.6電感的阻抗與頻率的關系從以上分析可以看出。在高頻電路中，電阻、電容、電感連同導線這些基本無源器件的特性明顯與理想元件特性不同。根據電感高頻等效電路圖，可以方便地計算出整個電感的阻抗：(2-5)電阻在低頻時阻值恒定，在高頻時顯示出諧振的二階系統(tǒng)響應。電容在低頻時電容值與頻率成反比，在高頻時電容中的電介質產生了損耗，顯示出電容的阻抗特性。電感在低頻時阻抗響應隨頻率的增加而線性增加，在高頻時顯示出電容特性。這些無源器件在高頻的特性都可以通過前面提到的品質因數描述。

對于電容和電感來說，為了達到調諧的目的，通常希望得到盡可能高的品質因數。2.2.1二極管

在高頻電路中二極管主要用于調制、檢波、解調、混頻及鎖相環(huán)等非線性變換電路。

工作在不同的狀態(tài)，二極管中的電容產生的影響效果也不同。二極管的電容效應在高頻電路中不能忽略。要正確使用二極管，可參考半導體器件手冊中給出的不同型號二極管的參數。2.2高頻電路中的有源器件1.二極管的電容效應二極管具有電容效應。它的電容包括勢壘電容CB和擴散電容CD。二極管呈現出的總電容Cj相當于兩者的并聯，即Cj＝CB+CD。當二極管工作在高頻時，其PN結電容(包括擴散電容和勢壘電容)不能忽略。當頻率高到某一程度時，電容的容抗小到使PN結短路,導致二極管失去單向導電性，不能工作。PN結面積越大，電容越大，越不能在高頻情況下工作。二極管是一個非線性器件，而對非線性電路的分析和計算是比較復雜的。為了使電路的分析簡化，可以用線性元件組成的電路來模擬二極管?？紤]到二極管的電阻和門限電壓的影響，實際二極管可用圖2.7所示的電路來等效。在二極管兩端加直流偏置電壓和二極管工作在交流小信號的條件下，可以用簡化的電路來等效，如圖2.7(b)所示。圖中，rs為二極管P區(qū)和N區(qū)的體電阻，rj為二極管PN結結電阻。圖2.7二極管的等效電路

(a)二極管的物理模型；(b)簡化等效電路例1

二極管PN結分布參數特性分析。

解在PSpice中選擇一個二極管，并連接成圖2.8所示的電路。

仿真時把信號源的輸入偏置電壓設置成1V(高于二極管結壓降)，選擇幅度為1V的方波，仿真結果如圖2.9所示?？梢钥吹?，輸入的方波電壓在輸出端發(fā)生了變化，形成了上升階段和下降階段的過脈沖，以及其后的放電效應，這說明二極管的PN結存在電容，而這個電容在低頻階段(方波的平坦區(qū)域)沒有起作用。

觀察二極管的頻率響應特性，如圖2.10所示。圖2.8二極管頻率特性測量電路圖2.9二極管PN結電容的作用圖2.10二極管電路的頻率特性圖2.10說明，二極管中確實存在電容。(1)當輸入信號的頻率低于10MHz時，輸入和輸出電壓相差一個二極管的結壓降(輸出電壓低于輸入電壓)。(2)輸入信號的頻率超過10MHz后，二極管壓降開始減小。(3)當頻率高到一定程度后(如10MHz)，就會出現完全導通、沒有結壓降的結果。根據電路理論可知，圖2.10恰好是圖2.11所示高通電路的頻率特性。圖2.11高通電路(微分電路)

2.變容二極管

在高頻電路中，利用二極管的電容效應，還可以制成變容二極管。變容二極管是利用PN結來實現的。PN結的電容包括勢壘電容和擴散電容兩部分，變容二極管主要利用的是勢壘電容。變容二極管在正常工作時處于反偏狀態(tài)，其特點是等效電容隨偏置電壓變化而變化，且此時基本上不消耗能量，噪聲小，效率高。由于變容二極管的這一特點，可以將其用在許多需要改變電容參數的電路中，從而構成電調諧器、自動調諧電路、壓控振蕩器等電路。此外，具有變容效應的某些微波二極管(微波變容管)還可以進行非線性電容混頻、倍頻。下面討論變容二極管的特性。PN結在反向電壓下的工作狀態(tài)如圖2.12所示。圖2.12PN結在反向電壓下的工作狀態(tài)當外加反向電壓建立的外電場與PN結的內電場方向一致時，結區(qū)總電場將增加。這時，空間電荷數目增加，結區(qū)寬度增加，阻止了多數載流子的擴散，電荷集聚于PN結結區(qū)兩邊，中間為高阻絕緣層(耗盡層)，因而PN結成了一個充有電荷的電容器，其電容量由結區(qū)寬度決定，而結區(qū)寬度又取決于PN結的接觸電位差和外加反向電壓。當外加反向電壓較小時，結區(qū)較窄，電容量較大，如圖2.12(a)所示。(2-6)當外加反向電壓增加時，結區(qū)較寬，電容量減小，如圖2.12(b)所示。當外加反向電壓接近PN結反向擊穿電壓UBR時，變容管呈現的電容趨于最小值Cjmin，通常稱Cjmin為變容管的最小結電容。變容管電容量的變化率隨反向電壓值的不同而不同，在零電壓附近變化率最大，反向電壓愈大，變化率愈慢。變容管等效電容與外加反向電壓的關系可用指數為γ的函數近似表示，即式中，Uv為外加控制電壓；Uφ為PN結的接觸電壓，其值取決于變容二極管的摻雜剖面(一般硅管約等于0.7V，鍺管約等于0.2V)；UBR為反向擊穿電壓;γ為電容變化指數(結靈敏度)，它取決于PN結的結構和雜質分布情況，其值隨半導體摻雜濃度和PN結的結構不同而變化。當PN結為緩變結時，γ=1/3；當PN結為突變結時，γ=1/2；當PN結為超突變結時，γ=1~4，最大可達6以上。式(2-6)可以改寫為

在Uv=0時的變容二極管結電容為Cj0，令

得

(2-7)其中

式(2-7)是描述變容管等效電容Cj與外加反向電壓Uv

的一種常用表示式。

變容二極管的等效電路如圖2.13所示，圖中Cj是可變耗盡層電容，Cp是管殼電容，Rs是串聯接觸雜散電阻，Ls是合成管殼電感，VD是二極管結(在PN結反偏時可等效成一個方向電阻Rp)。圖2.13變容二極管等效電路要注意的是：①在正電壓擺動時變容二極管還存在整流效應，所以二極管的作用需要考慮；②在實際應用中可認為串聯電阻Rs是常數，但實際上Rs是與工作電壓和工作頻率[有關的函數;③變容二極管的等效電路忽略了一些線性寄生參數，但由于接近接地的原因，這些線性寄生參數在包含分布線封裝模型和一些電容的微波應用中，還是需要考慮的。變容二極管必須工作在反向偏壓狀態(tài)，所以工作時需加負的靜態(tài)直流偏壓-UQ。若信號電壓為uc(t)=UQ+UcmcosΩt，則變容管上的控制電壓為

uv(t)=UQ+UcmcosΩt(2-8)代入表達式(2-7)后，可以得到

式中，，為電容調制度；

，為當偏置為UQ時變容二極管的電容量。(2-9)式(2-9)說明，變容二極管的電容量Cj受信號UcmcosΩt的控制，控制的規(guī)律取決于電容變化指數γ，控制深度取決于電容調制度m。

變容管的典型最大電容值約為幾皮法至幾百皮法，可調電容范圍(Cjmax/Cjmin)約為3∶1。有些變容管的可調電容范圍可高達15∶1，這時的可控頻率范圍可接近4∶1。經常使用的變容管壓控振蕩器的頻率可控范圍約為振蕩器中心頻率的±25％。

為了說明變容二極管的特性，引用變容二極管的品質因數Qj(考慮變容二極管結電容Cj實際上比管殼電容Cp大)，定義如下：

(2-10)

式中，f是變容二極管的工作頻率。變容二極管品質因數隨Rs的增加而減小，在低反向偏壓時，突變變容二極管的品質因數Qj比超突變變容二極管的要大。不過，在高一些的反向偏壓時，超突變變容二極管的品質因數變的大一些，這是超突變變容二極管電容的更快速減小所造成的。如圖2.14所示，一般在1~10V反向偏壓的線性諧振范圍內，超突變變容二極管的Qj較小。

變容二極管的功耗很大，帶有超突變變容二極管的壓控振蕩器的輸出功率變小。圖2.14變容二極管品質因數與偏置電壓的關系3.幾種經常使用的高頻二極管在高頻電路中，二極管工作在低電平時,主要用點接觸式二極管和表面勢壘二極管(又稱肖特基二極管)。兩者都利用多數載流子導電機理，它們的結面積小,極間電容小,工作頻率高。常用的點接觸式二極管(如2AP系列)的工作頻率可到100~200MHz，而表面勢壘二極管的工作頻率可高至微波范圍。圖2.15所示為點接觸式二極管結構。圖2.15點接觸式二極管結構肖特基二極管在結構原理上與PN結二極管有很大區(qū)別，圖2.16所示為肖特基二極管結構。它的內部是由陽極金屬(用鉬或鋁等材料制成的阻擋層)、二氧化硅(SiO2)電場消除材料、N-外延層(砷材料)、N型基片、N+陰極層及陰極金屬等構成的，如圖2.16(a)所示。在N型基片和陽極金屬之間形成肖特基勢壘。當在肖特基勢壘兩端加上正向偏壓(陽極金屬接電源正極，N型基片接電源負極)時，肖特基勢壘層變窄，其內阻變??；反之，若在肖特基勢壘兩端加上反向偏壓，則肖特基勢壘層變寬，其內阻變大。圖2.16肖特基二極管結構

(a)肖特基二極管內部結構；(b)肖特基二極管外部結構；

(c)肖特基二極管外形

在高頻電路中，還經常使用PIN二極管。PIN二極管是一種以P型半導體、N型半導體和本征(I)型半導體構成的半導體二極管，它具有較強的正向電荷儲存能力。它的高頻等效電阻受正向直流電流的控制，是一個可調電阻。由于其結電容很小，因而二極管的電容效應對頻率特性的影響很小。PIN二極管可工作在幾十兆赫到幾千兆赫頻段，常被應用于高頻開關(即微波開關)、移相、調制、限幅等電路中。圖2.17所示為PIN二極管結構，圖2.18為PIN二極管的等效模型。圖2.17PIN二極管結構圖2.18PIN二極管等效模型

(a)PIN二極管正向偏置時的等效模型；(b)PIN二極管反向偏置時的等效模型2.2.2晶體管高頻晶體管有兩大類型：一類是進行小信號放大的高頻小功率管，對它們的主要要求是高增益和低噪聲；另一類為高頻功率放大管，除了增益外，要求其在高頻時有較大的輸出功率。目前雙極型小信號放大管的工作頻率可達幾千兆赫茲，噪聲系數為幾分貝。在高頻大功率晶體管方面，在幾百兆赫茲以下頻率，雙極型晶體管的輸出功率可達十幾瓦至上百瓦。在分析高頻放大器時，要考慮晶體管頻率特性及晶體管在高頻時的等效模型。晶體管等效模型有混合π等效模型、晶體管Ｙ參數等效模型。

1.晶體管混合π等效模型在分析高頻小信放大器時，首先要考慮晶體管在高頻時的等效模型。圖2.19是雙極型晶體管共射小信號混合π等效模型，它反映了晶體管中的物理過程，也是分析晶體管高頻特性的基本等效模型。圖2.19晶體管混合π等效模型晶體管共射小信號混合π等效模型中各元件的物理意義如下：

(1)rb′e是發(fā)射結的結層電阻。當發(fā)射結工作在正偏置時，rb′e的數值比較小。它的大小與發(fā)射極電流IE的關系如下：

把rb′e

寫成電導形式gb′e：

gb′e=

(2)Cb′e是發(fā)射結電容。Cb′e包含勢壘電容Cje和擴散電容CDe兩部分，即

Cb′e=CDe+Cje

當發(fā)射結工作在正偏置時，電容CDe比較大，所以

Cb′e≈CDe。

(3)rb′c是集電結電阻。當集電結工作在反向偏置時，rb′c較大，一般可忽略。

(4)Cb′c是集電結電容。Cb′c包含勢壘電容Cjc和擴散電容CDc兩部分,當集電結工作在反向偏置時，電容CDc很小，所以Cb′c≈Cjc。

(5)rb′b是基極體電阻,是基極引線的電阻。

(6)gm

是晶體管等效電流源。gm是晶體管的正向傳輸跨導且

(7)rce是集電極輸出電阻,一般很大。

(8)Cce是集電極與發(fā)射極電容,一般很小。

根據以上物理意義，圖2.19雙極型晶體管共射混合π等效電路可以簡化成圖2.20。圖2.20雙極型晶體管共射混合π等效模型簡化模型

2.晶體管的高頻參數

在分析和設計高頻電路時,必須了解晶體管的高頻參數。(1)電流放大系數β。

共發(fā)射極電路的電流放大系數β與頻率的關系見圖2.21。從圖上看出,β隨工作頻率的上升而下降。β與頻率的關系式如下：

(2-11)

式中：β0是低頻率時的電流放大系數，β0比1大得多。圖2.21電流放大系數β與頻率的關系

(2)截止頻率fβ。

當頻率f=fβ時，β下降到，fβ為截止頻率。截止頻率fβ與晶體管rb′e、Cb′e、Cb′c有關。其數學表示式為

(2-12)

(3)特征頻率fT。

當|β|=1時對應的頻率fT稱特征頻率fT。根據式(2-11)可得：

(2-13)

特征頻率fT和β之間還有下列簡單的關系:

當f>>fβ時，

從上式可以看出，當知道了某晶體管的特征頻率fT時，就可以近似計算該晶體管在某一工作頻率f的電流放大系數β。(2-14)

(4)最高工作頻率fmax。

最高工作頻率fmax是雙極型晶體管所能使用的最高工作頻率。當雙極型晶體管的功率增益GP=1時的工作頻率稱為最高工作頻率fmax，表示為

fmax、fT、fβ三個工作頻率之間的關系是：fmax>fT>fβ。(2-15)3.晶體管Ｙ參數等效模型

混合π等效模型中各元件的數值不易測量，電路的計算比較麻煩，直接用混合π等效模型分析高頻放大器性能時很不方便。在分析高頻小信號放大器時，采用Ｙ參數等效模型進行分析是比較方便的。利用晶體管的Ｙ參數等效模型進行分析可以不必了解晶體管內部的工作過程。晶體管的Y參數通?？梢杂脙x器測出，有些晶體管的手冊或數據單上也會給出這些參數量(一般是在指定的頻率及電流條件下的值)。圖2.22晶體管共發(fā)射極電路一個晶體管可以看成有源四端網絡，如圖2.22所示。取電壓和作為自變量，取電流和作為應變量。根據四端網絡的理論，可以得晶體管的Ｙ參數的網絡方程：(2-16)令，由晶體管的Ｙ參數的網絡方程得

Yie是晶體管輸出端短路時的輸入導納(下標“ｉ”表示輸入，“e”表示共射組態(tài))。Yie反映了晶體管放大器輸入電壓對輸入電流的控制作用，其倒數是電路的輸入阻抗。Yie參數是復數，因此Yie可表示為Yie=gie+jωCie，其中gie、Cie分別稱為晶體管的輸入電導和輸入電容。

Yfe是晶體管輸出端短路時的正向傳輸導納(下標“f”表示正向)。Yfe反映晶體管輸入電壓對輸出電流的控制作用。在一定條件下可把它看成晶體管混合π等效電路的跨導gm。Yfe參數是復數，因此，Yfe可表示為Yfe=|Yfe|<Ψfe。

令，由晶體管的Y參數的網絡方程得

Yre是晶體管輸入端短路時的反向傳輸導納(下標“r”表示反向)。Yre反映了晶體管輸出電壓對輸入電流的影響，即晶體管內部的反饋作用。Yre對放大器來講是一種有害的影響。在實際應用中應該盡量減小或消除。Yre參數是復數，因此，可表示為Yre=|Yre|<Ψre。

Yoe是晶體管輸入端短路時的輸出導納(下標“o”表示輸出)。Yoe反映了晶體管輸出電壓對輸出電流的作用，其倒數是電路的輸出阻抗。Yoe是復數，因此，可表示為

Yoe=goe+jωCoe

其中goe、Coe分別稱為晶體管的輸出電導和輸出電容。根據以上分析，并由晶體管的Y參數的網絡方程式(2-16)，可得晶體管Y參數等效電路，見圖2.23(a)。圖中Yie、Yoe可用gie、Cie、goe、Coe表示：

Yie=gie+jωCie

Yoe=goe+jωCoe

在實際應用中,將gie、Cie、goe、Coe都畫在Y參數等效電路中，得圖2.23(b)。圖2.23晶體管Ｙ參數等效電路

(a)晶體管Y參數等效電路；(b)實際應用晶體管Y參數等效電路通常Cb′c<<Cb′e，共發(fā)射極放大電路混合π等效電路參數和Y參數等效電路近似轉換式如下：

(2-17)(2-19)(2-20)(2-18)由此可見，Y參數不僅與靜態(tài)工作點的電壓、電流有關，而且與工作頻率有關，是頻率的復函數。

4.晶體管頻率特性

在分析由高頻小功率管組成的交流放大電路時，其重要的交流特性就是電路頻率特性，也就是電路所具有的頻帶。電路的頻率特性與高頻管頻率特性有著密切的關系。盡管在上述分析中使用等效模型的概念，但實際的電路由于三極管頻率特性的限制以及輸入和輸出端電容的存在，都會引起電路頻率特性的改變。同時，為了確定電路的正常工作條件，保證模型成立，也必須對電路進行頻率分析。(2-21)分析頻率特性有兩種方法：一種是傅里葉變換分析方法，另一種是波特圖方法。這里將討論如何利用PSpice仿真軟件分析電路的頻率特性。仿真分析的方法比較簡單，就是通過輸入信號的激勵，觀察輸出信號的頻率范圍。在輸入信號幅度不變的條件下，觀察輸出信號不同頻率成分的幅度變化(同一頻率下輸入和輸出信號的比值)。在工程實際中，這個比值采用對數測量方法，即式中，uom輸出信號電壓幅度；uim是輸入信號電壓幅度。式(2-21)描述了信號電壓幅度之間的比例關系，所以叫做電路的幅頻特性。用PSpice仿真軟件分析三極管共射極交流放大電路的幅頻特性。選用2N2222三極管，其仿真測量電路如圖2.24所示，幅頻特性如圖2.25所示。圖2.24共射極交流放大電路圖2.25幅頻特性從圖2.25可以看出，當輸入信號頻率大于10Hz時，電路的增益是22.3dB，電壓放大倍數為13.03倍。放大倍數隨頻率的增加而增加。在直流信號輸入時，電路的放大倍數為0，無法通過共射極交流放大電路，原因就是輸入端加入了一個電容。當信號的頻率高于13MHz后，其放大倍數隨著信號頻率增加而減少，直到接近0。這是因為當信號超過三極管的允許工作頻率后，輸出電壓受到三極管等效模型中分布電容的影響。有關三極管的頻率特性問題，請參考集成電路設計和半導體元件方面的書籍。2.2.3場效應管

1.MOS場效應管混合π等效模型

從控制方式和信號相互作用的角度看，場效應管的分析模型與三極管的電路分析模型相似。所不同的是，MOS場效應管柵極的輸入電流幾乎為零，因此，可以認為MOS場效應管的輸入電阻無限大。在分析有MOS場效應管的電路時，主要考慮輸出電流Id受輸入電壓Ugs和襯底電壓Ubs的控制，同時還要考慮柵漏極電容Cgd、柵源極電容Cgs,以及襯底與各極的電容Cgb、Csb、Cdb。圖2.26為MOS場效應管的結構示意圖，圖2.27給出了MOS場效應管的源極和襯底相連時的混合π共源等效模型。圖2.26MOS場效應管的結構示意圖圖2.27MOS場效應管混合π共源等效模型(2-22)當MOS場效應管工作在恒流區(qū)時，Ugs>Ugs(th)且Uds>(Ugs-Ugs(th))，這時漏極電流id為式中：βn是管子增益系數，單位為mA/V2；Ugs(th)是門限電壓；λ是溝道調制系數。有：

式中：μn是MOS管溝道中電子的遷移率；Cox是氧化層單位面積電容量；W/L是溝道寬度與長度之比,稱寬長比。MOS場效應管混合π共源等效模型中各元件的物理意義介紹如下。(2-23)

(1)跨導gm。gm反映了g-s電壓Ugs對漏極電流的控制能力。在Uds為常數時，漏極電流增量和柵源電壓增量之比表示為gm，即

在靜態(tài)工作點Q(UGS,ID,UDS)附近的跨導為

(2-24)式中因，故上式說明，要增大，以增強放大能力，就要增大工藝參數和工作電流。(2-25)

(2)輸入電阻rgs。一般MOS場效應管輸入電阻rgs可達109~1015Ω，在等效電路中可不予考慮。

(3)輸出電阻rds。rds是輸出電阻，在Q點附近的小信號下，由式(2-22)得

(2-26)(4)輸入電路。

輸入電路由柵極-襯底電容Cgb、輸入電阻rgs、柵極電容Cgs組成。其中，輸入電阻rgs很大，可忽略不計。

當場效應管用于高頻放大電路時，極間電容的作用不能忽略，極間電容越大，則場效應管的高頻特性越差。為了表示器件的高頻特性，引入最高工作頻率fm：

(2-27)

(5)輸出電路。

輸出電路是由漏極電阻rds、壓控電流源、漏極

—襯底電容Cds(Cds=Cdb)、源極—漏極之間的體電阻rs組成的。

(6)在MOS場效應管中，Cgd是跨接在輸入和輸出之間的反饋電容，Cgd的存在是引起放大器穩(wěn)定性惡化的主要因素，它將限制放大器工作頻帶的展寬。

2.場效應管Y參數等效模型

一個場效應管可以看成有源四端網絡，如圖2.28所示。取電壓Ugs和Uds作為自變量，取電流Ig和Id作為應變量。圖2.28MOS場效應管Y參數等效模型根據四端網絡的理論，可以得場效應管的Ｙ參數網絡方程:

令，由場效應管的Ｙ參數網絡方程得

(2-28)

Yis是場效應管輸出端短路時的輸入導納(下標“ｉ”表示輸入，“s”表示共源組態(tài))。

Yis的倒數是電路的輸入阻抗。共源組態(tài)放大電路的混合π等效電路和Yis參數的近似轉換式為

(2-29)

Yfs是場效應管輸出端短路時的正向傳輸導納(下標“f”表示正向)。在一定條件下可把它看成場效應管混合π等效電路的跨導gm。共源組態(tài)放大電路的混合π等效電路和Yfs參數的近似轉換式為(2-30)令，由場效應管的Y參數網絡方程得

Yrs是場效應管輸入端短路時的反向傳輸導納(下標“r”表示反向)。Yrs會對放大器產生有害的影響，在實際應用中應該盡量減小或消除。共源組態(tài)放大電路的混合π等效電路和Yrs參數的近似轉換式為Yrs≈-jωCgd

(2-31)

Yos是場效應管輸入端短路時的輸出導納(下標“o”表示輸出)。Yos的倒數是電路的輸出阻抗。共源組態(tài)放大電路的混合π等效電路和Yos

參數的近似轉換式為

源極—漏極之間的體電阻rs值很小，可忽略，Yos即為

(2-32)(2-33)

3.場效應管頻率特性

用PSpice仿真軟件分析MOS管電路交流放大電路的幅頻特性。選用IRF150場效應管，其仿真測量電路如圖2.29所示。圖2.29MOS管交流放大電路MOS管交流放大電路的頻率特性如圖2.30所示。當輸入信號頻率為22.55kHz時，電壓增益為18.09dB，放大倍數隨頻率的增加而增加。當輸入信號頻率超過485.92kHz時，電壓增益減少。這是因為信號頻率超過MOS管的允許工作頻率后，輸出電壓受到MOS管等效模型中分布電容的影響。有關MOS管的頻率特性問題，請參考集成電路設計和半導體元件方面的書籍。圖2.30MOS管電路頻率特性2.3實訓：高頻電路中的電阻元件特性分析隨著電子技術和計算機的發(fā)展,電子產品已與計算機系統(tǒng)緊密相連,電子產品的智能化日益完善,電路的集成度越來越高,而產品的更新周期卻越來越短。電子設計自動化(EDA)技術,使得電子線路的設計人員能在計算機上完成電路的功能設計、邏輯設計、性能分析、時序測試直至印制電路版的自動設計。徹底改變了過去“定量估算”、“實驗調整”的傳統(tǒng)設計方法。本節(jié)利用OrCAD10.5版本中的PSpice仿真技術來完成對電阻在高頻電路中的阻抗進行測試及分析,從而幫助學生掌握基本的電子電路仿真軟件使用方法。步驟二創(chuàng)建新的仿真項目(1)首先安裝OrCAD10.5版本,在程序組中啟動CaptureCIS。范例:高頻電路中的電阻元件特性分析步驟一了解PSpice電路仿真的基本流程圖2.31PSpice電路仿真的基本流程(2)點選菜單:File→New→Project或者點擊工具按鈕,出現NewProject窗體。其中Name是項目名字,即產生DSN文件的名字,通常用英文字母及數字表示,本實訓用ch1。Location是項目路徑,可以點擊Browse修改項目文件存放路徑。因為本書只用該軟件進行電路仿真,因此在Createanewprojectusing里選擇AnalogorMixed–signalCircuit,即數/模混合仿真設計項目。點擊OK按鈕。(3)彈出CreatePspiceProject窗體，選擇Createablankproject，點擊OK按鈕。(4)項目創(chuàng)建成功，跳出該項目的文件管理器，展開文件樹如圖2.32所示。圖2.32仿真項目文件樹結構(5)雙擊圖2.32中的PAGE1打開電路文件編輯窗口，可以看到新增的工具欄，如圖2.33所示。(6)如果是新裝的OrCAD，需要添加元件庫：點擊工具欄中按鈕，打開PlacePart窗口，點擊AddLibrary按鈕，選擇庫文件目錄：OrCAD\OrCAD_10.5\tools\capture\library\ps-pice,將其中的元件庫全部添加進來。此時可以看到Libraries窗口中出現很多庫文件名稱。圖2.33新增工具欄步驟三編輯電路圖，選取元器件，連接線路。電路圖如2.34所示（本書實訓中所用Pspice軟件繪制的電路圖，其元器件繪制標準與國家標準略有不同，讀者可參閱相關手冊及標準）。圖2.3410kΩ電阻的高頻等效模型(L為引線電感,C為寄生電容)(1)選擇元器件（以電阻為例）：點擊工具欄中按鈕,打開PlacePart窗口，在Part一欄輸入：R，選擇PartList的R/ANALOG，點擊OK按鈕，即可調出一個電阻元件。(2)放置元器件：選擇并調出元器件后，點擊鼠標左鍵即可放置一個元器件，連續(xù)點擊鼠標可以放置多個該元器件,如要停止放置該元器件，可以點擊鼠標右鍵EndMode(或者按鍵盤上的Esc鍵)。選中元器件，點擊鼠標右鍵，可以對元器件進行水平翻轉、垂直翻轉，也可以進行刪除。(3)修改元器件參數：電阻R從元件庫里調出后有默認的名稱(R1)和阻值(1kΩ)，按照圖2.34電路圖要求進行修改，雙擊“R1”調出DisplayProperties窗口，在Value處將電阻的名稱改為R，雙擊“1k”調出DisplayProperties窗口，在Value處將電阻的阻值改為10kΩ。在設置參數時有以下幾點注意：①設置各個參數時單位可以不填寫。②仿真軟件對字母大小寫不敏感。③用u表示μ或10-6。(4)用同樣的方法調出并放置電路中的其他元器件：電感、電容、正弦交流電壓源，并按照圖中要求設置個元器件參數。正弦交流信號VSIN個參數意義如下：VOFF：直流基準電壓。VAMPLE：幅度電壓（峰值）。FREQ：交流信號源頻率。(5)地線的選擇：點擊右側工具欄中按鈕，打開PlaceGround窗口，在Symbol一欄輸入0，選擇0/SOURCE，點擊OK按鈕，即可調出一個地線。放置方法同放置元器件。(6)連接線路：將電路圖中元器件、地線放置完成后,點擊右側工具欄中按鈕，即可進行連線。如果要停止連線,可點擊鼠標右鍵EndMode（或者按鍵盤上的Esc鍵）。連線的旋轉和刪除同放置元器件。

(7)根據電路圖2.34完成元器件參數和連線后，點擊頂端工具欄中的保存電路文件。在執(zhí)行分析以前最好養(yǎng)成存檔習慣，先存檔一次，以防萬一。步驟四交流分析1、仿真參數設定電路圖如2.34所示（本書實訓中所用Pspice軟件繪制的電路圖，其元器件繪制標準與國家標準略有不同，讀者可參閱相關手冊及標準）。(1)點擊工具欄中的按鈕或者從菜單中選擇PSpiceNewSimulationProfile，彈出NewSimulation窗口，在Name中填寫Test1,點擊Create創(chuàng)建名為Test1的仿真配置文件,彈出SimulationSettings窗口。(2)在SimulationSettings窗口選擇AnalysisType下拉列表里面選擇ACSweep(交流分析)GeneralSettings。(3)ACSweepType(交流掃描類型)分為Linear(線性掃描)和Logarithmic(對數型掃描)兩種，在Logarithmic下又有Octave(倍頻程掃描)、Decade(十倍頻程掃描)兩種類型。現選用Decade十倍頻程掃描類型。(4)選擇Decade，設置StartFrequency(仿真起始頻率)為0Hz，EndFrequency(仿真終止頻率)為1THz，設置Points/Decade(十倍頻程掃描記錄)1000點。點擊確定按鈕保存本次仿真參數設定。2、執(zhí)行仿真、檢查錯誤、查看波形(1)點擊工具欄中的按鈕執(zhí)行仿真。如果電路連接和仿真參數設定都沒有錯誤，仿真結束后會彈出波形顯示窗口。由于前面步驟中忽略了一個參數設置，本次執(zhí)行仿真將不會成功，點擊左側工具欄中的按鈕，查看輸出文檔里面是否出現Warning(警告)或Error(錯誤)的提示，根據提示修改錯誤。輸出文件如下：下面是仿真輸出結果：(2)根據以上提示,可以看出沒有設置交流分析的AC源?；氐诫娐穲D窗口,雙擊正弦交流信號源V,彈出PropertyEditor(屬性編輯器)窗口,可以看到信號源V的AC一項沒有數值,現將其設置為2V。關閉PropertyEditor窗口,重新執(zhí)行仿真。此時仿真執(zhí)行成功,彈出波形窗口。在波形窗口中,X軸變量已經按照ACSweep的設置設置為1MHz~100GHz,而Y軸變量則等待著我們的選擇輸入。(3)從菜單中選擇Trace→AddTrace,彈出AddTrace窗口,在TraceExpression欄處用鼠標選擇或直接由鍵盤輸入字符串“V(V:+)/I(V:+)”(用回路電壓與電流的比值表示阻抗)。再用鼠標點擊“OK”按鈕退出AddTrace窗口。這時將出現如圖2.35(a)所示曲線。選擇菜單Plot→AxisSettings,彈出AxisSettings(坐標軸設置)窗口,點選YAxis標簽,將Scale設置為Log,也就是選擇對數坐標,得到圖2.35(b)所示曲線。圖2.35(a)10kΩ電阻在高頻電路中阻抗與頻率的關系曲線圖2.35(b)10kΩ電阻在高頻電路中阻抗與頻率的關系曲線3、分析波形、讀取數值(1)根據圖2.35可以看出,10kΩ電阻在高頻電路中由于存在引線電感和寄生電容,其阻抗的大小隨頻率變化而變化,頻率較低時,阻抗以電阻R為主,為10kΩ,隨著頻率升高,寄生電容的影響成為主要因素,引起電阻阻抗下降,直到降到一個最低值后,隨著頻率繼續(xù)升高,引線電感的影響成為主要因素,電阻阻抗又開始上升。圖2.35(b)所示曲線與圖2.2類似,仿真結果正確。(2)讀取阻抗最低值坐標:點擊工具欄中的按鈕,我們可以看到后面的工具欄由灰色鎖定狀態(tài)變?yōu)榭捎玫臓顟B(tài),同時也會彈出一個顯示光標所在的坐標數據的小窗口(ProbeCursor)。工具欄各個按鈕的用途如下:

點擊將光標定位在波形最小值處，ProbeCursor顯示如圖2.36所示，其中A1表示最小值的橫縱坐標，A2表示最左下角參考點的橫縱坐標，dif表示兩個坐標之間的差值。因此可以讀出，波形的最小值表示當電路頻率在9.953GHz時，10k電阻的阻抗值為71.4mΩ。圖2.36ProbeCursor窗口步驟五瞬態(tài)分析瞬態(tài)分析用于觀察電路中各信號與時間的關系,它可在給定激勵信號情況下,求電路輸出的時間響應、延遲特性;也可在沒有任何激勵信號的情況下,求振蕩波形、振蕩周期等。瞬態(tài)分析運用最多,也最復雜,而且耗費計算機資源。本實訓利用瞬態(tài)分析觀察高頻電路中電阻上電壓隨時間的變化。1、仿真參數設定(1)點擊工具欄中的按鈕或者從菜單中選擇PspiceNewSimulationProfile,彈出NewSimulation窗口，在Name中填寫Test2，點擊Create創(chuàng)建名為Test2的仿真配置文件，彈出SimulationSettings窗口。(2)