OFDM關(guān)鍵技術(shù)的應(yīng)用分析3000字

OFDM關(guān)鍵技術(shù)的應(yīng)用分析綜述1.1保護間隔與循環(huán)前綴OFDM技術(shù)具有抗多路徑時延的顯著特征。由于把一組數(shù)據(jù)的信息變換到N條平行通道中，使各調(diào)制子載波的信息碼元長度延長至N個原來的信息碼元時段的N次，從而使擴充時延與碼元循環(huán)的關(guān)聯(lián)度降低N次。盡量減少碼元之間的相互影響，也可以在各OFDM碼元間加入一個保護區(qū)間（保護間隔），這個保護區(qū)間的時間范圍通常比無線電通道的最大延遲延伸更大，以便使一個碼元的多路徑成分不會影響下一個碼元。在此期間，沒有信號被插入，這就是一段自由的發(fā)送周期。但在此情形下，由于多路徑傳輸?shù)淖饔茫斐闪诵诺篱g的相互干涉（ICI)，也就是子載波間的正交度被打破，并且存在著各種子載波間的相互干涉。如下圖：圖3-1空閑保護間隔引起ICI因為全部的OFDM碼元包含在OFDM碼元中，并且OFDM碼元的延遲信號也會同時存在，故如圖3-1所示，在進行FFT解調(diào)期間，前（第一子載波）后（第二子載波）子載波的遲延周期數(shù)之差不是整數(shù)，因此，當接收端試圖進行解調(diào)時，前一個子載波將被后續(xù)的子載波所干擾。同樣，在解調(diào)子載波時，它也會收到其他子載波所干擾。OFDM符號必須用周期前綴填充它的保護區(qū)，以避免因多路徑引起的ICI，如圖3-2所示。從而確保OFDM碼延時復(fù)用中所含的波形的循環(huán)數(shù)目在FFT循環(huán)中均為整數(shù)。用這種方法，延遲比防護時間Ts更短的延遲信號在解調(diào)期間不會出現(xiàn)ICI。圖3-2OFDM符號的循環(huán)前綴一般來說，如果只有20%的保護時間，其功耗也會小于1dB，但會造成20%的信息量損耗，這比常規(guī)單一載波的傳輸速度（頻寬）降低了20%。但在ISI和多路徑中，插入的保護時間可以避免ICl的干擾，所以這種付出很劃算。在增加了防護時間后，根據(jù)FFT（IDFT）技術(shù)的OFDM體系結(jié)構(gòu)方框圖如圖3-3。圖3-3加入循環(huán)前綴并用IFFT調(diào)制OFDM上面的圖片說明了使用IFFT調(diào)制OFDM，添加循環(huán)前綴的過程。在輸入串行數(shù)據(jù)信號時，首先是串行/并行轉(zhuǎn)換，再經(jīng)串/并變換之后，所輸出的數(shù)據(jù)為對應(yīng)的子載波碼元。相應(yīng)的數(shù)據(jù)可以看作是頻率數(shù)據(jù)集。但是在本次仿真中在進行串并變換之前，首先對子載波進行調(diào)制。IFFT處理后，得到一系列并行數(shù)據(jù)，這些數(shù)據(jù)都是在一個離散時刻，因此IFFT可以在頻域和時域之間進行轉(zhuǎn)換。OFDM符號一般都要用循環(huán)前綴信號在它們的保護區(qū)之間進行，以避免由于多路的影響而造成的子載波受擾，在OFDM延遲多路傳輸中，要確保子載波的波形周期數(shù)是整數(shù)，因此要添加周期性循環(huán)前綴[11]。在解調(diào)時，若信號的傳輸保護延遲時間過短，將導(dǎo)致子載波間的干擾，反之，不會發(fā)生干擾。結(jié)合本次仿真對OFDM系統(tǒng)加入循環(huán)前綴做分析，第四章將會介紹到本次仿真的參數(shù)設(shè)定由來，這里就不再敘述。本次仿真加入CP的方法是在OFDM碼元之前插入OFDM碼元的末尾。以QPSK為例進行驗證，由4.2節(jié)知，本次仿真循環(huán)前綴長度Ncp設(shè)置為44，系統(tǒng)的采樣率Fs是18.75MHZ，循環(huán)前綴的持續(xù)時間用式3-1計算：(3-1)即采用QPSK調(diào)制的循環(huán)前綴的持續(xù)時間是44/18.75MHZ=2346ns，課題的要求時延擴展是200ns，2346ns大于200ns，滿足循環(huán)前綴比延遲延長更多，可以消除多徑時延帶來的干擾，如圖3-4所示。由該圖可知，在信號與噪聲比一致的情況下，加入循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng)的誤碼率要小于無循環(huán)前綴的誤碼率，且有循環(huán)前綴的誤碼率曲線始終低于無循環(huán)前綴的誤碼率曲線，這就表示加入了循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng)性能更好，又由圖3-5證明了不僅要加入循環(huán)前綴，同時循環(huán)前綴要大于最大時延才能去除碼間串擾，減小誤碼率。圖3-4OFDM系統(tǒng)誤碼率曲線圖（QPSK），CP大于時延擴展計算循環(huán)持續(xù)時間小于時延擴展，已知時延擴展Tdelay是200ns，系統(tǒng)的采樣率Fs是18.75MHZ，計算遲延的采樣點用下面的式子計算：(3-2)即200ns*18.75MHZ=1.75，循環(huán)前綴比時延擴展小，循環(huán)前綴的長度為1.75，需要注意循環(huán)前綴的長度要保證是整數(shù)，保證包含在OFDM符號的延時復(fù)制中的波形周期數(shù)量為整數(shù)，將循環(huán)的前置詞的長度設(shè)為1，將數(shù)值代入式3-1中，得循環(huán)前綴的持續(xù)時間51.33ns，小于時延擴展200ns，仿真結(jié)果如下，圖3-5。從圖3-4和圖3-5中可以看出，無論循環(huán)前綴的大小是多少，有循環(huán)前綴的誤碼率曲線始終低于沒有循環(huán)前綴的誤碼率曲線，通過比較兩條都帶有循環(huán)前綴但長短不同的誤碼率曲線，可以看出循環(huán)前綴大于時延的誤碼率在同樣的信噪比下具有更小的誤碼率，可知系統(tǒng)的性能更好，為了克服多路徑導(dǎo)致的載波間干擾，必須確保循環(huán)前綴的持續(xù)時間比延遲長。圖3-5OFDM系統(tǒng)誤碼率曲線圖(QPSK)，CP小于時延擴展1.2信道均衡在正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)中，多路徑信道具有多種不同的頻譜特性，導(dǎo)致了許多的多普勒信號和頻偏信號。要獲得大量的衰減信道，它的精確估算是必需的。在接收機上進行的是利用均衡器對衰落的影響進行補償。從各種觀點來看，均衡有很多種方式，比如：從時間上，頻率上；從線性角度和非線性角度進行識別?；诰馄鞯臉?gòu)造，對線性均衡和非線性均衡進行了評估。兩種不同的補償方式均有其利弊。比如，線性補償方法簡單，容易理解，不需要噪音防護。頻率域的均衡是由頻率域的反應(yīng)引起的，而時間域的均衡則是由時間域上的脈沖反應(yīng)引起的。頻域均衡適合于在不同的頻道狀況下不改變的情況下對較小的速率的訊號進行均衡器，從而保證OFDM系統(tǒng)在不失真的情況下可以平穩(wěn)地傳送訊號。為了確保符號的平滑傳遞和消除碼之間的干擾，可以通過時域均衡來調(diào)節(jié)信道的狀態(tài)。利用響應(yīng)函數(shù)的時域均衡器，可以得到因干擾而引起的畸變信號波的對應(yīng)補償，在取樣判定時刻中消除碼元間的串擾也是十分有效的，在數(shù)字通訊中得到了廣泛的應(yīng)用。本文中采用的是頻域均衡技術(shù)，仿真多路徑信道時，產(chǎn)生的沖激響應(yīng)信號具有不同的長度和多路徑延遲，對沖激響應(yīng)信號進行FFT變換得到頻域，因為所引起的沖擊響應(yīng)是在原來的通道中不存在的，會對經(jīng)過多徑信道的星座圖帶來影響，只有將它剔除，以減輕由于多徑延遲引起的碼間串擾問題，故在OFDM解調(diào)之后除以已做FFT變換的沖激響應(yīng)信號，通過對頻域進行均衡化，使得通過多路徑通道的星座不受多徑延遲的影響。圖3-6是均衡后的星座圖（16QAM），不會被信道影響而導(dǎo)致星座圖畸形變化，改進了星座圖的品質(zhì)，大部分集中在一個判決范圍內(nèi)。在前一部分中，引入保護間隔的插入，以確保每個子載波是正交的，即每個信道彼此獨立，從而消除符號之間的干擾。如果將循環(huán)前綴長度插入保護區(qū)間大于多路復(fù)用延遲時間的最大值，接收機均衡器可以有效地解調(diào)環(huán)路前綴下的傳送信號，除去信道的影響，進一步排除字符間的干擾。由于保護區(qū)間的插入會影響信號傳輸效率，因此必須根據(jù)系統(tǒng)的需要選擇合適的保護區(qū)間和OFDM符號長度[3]。圖3-6做均衡的星座圖（16QAM）1.3星座映射OFDM是一種以載波正交技術(shù)為基礎(chǔ)的OFDM技術(shù)，因此需要使用相位偏移鍵控（PSK）和正交振幅（QAM）。OFDM系統(tǒng)通常是通過更高的星座圖來實現(xiàn)對接收到的數(shù)據(jù)進行傳輸，再進行整個的基頻調(diào)制。MQAM（矩形星座），它的基本單位是M，其主要思想是將M個有限信息轉(zhuǎn)換為二維復(fù)平面的信號，從而構(gòu)成相應(yīng)的M個點。本論文中采用QPSK、16QAM調(diào)制[12]。QPSK的調(diào)制階數(shù)是4，也就是M=4，在星座圖上有四個對應(yīng)的點，產(chǎn)生N*Nsyb行的0到M-1個一維隨機數(shù)據(jù)，即產(chǎn)生N*Nsyb個0、1、2、3的隨機均勻分布的數(shù)據(jù)，0、1、2、3分別對應(yīng)著QPSK碼表中四個點的位置，載波調(diào)制之后進行串并變換將信息發(fā)送出去。QPSK的解調(diào)是將經(jīng)過信道均衡后星座點減去碼表中四個點的距離，看哪個距離更近就判決為哪個星座點，最后解調(diào)恢復(fù)成二進制序列。16QAM亦類似。%%產(chǎn)生信源a=randi([0M-1],1,N*Nsyb);%%QPSK調(diào)制tab=[1+1j1-1j-1+1j-1-1j]/sqrt(2);%調(diào)制符號對應(yīng)表b=t