(精品論文)簡易發(fā)射機電路

畢業(yè)設計說明書目錄1 引言 142 方案論證 152.1 方案一 152.2 方案二 153 各電路設計和論證 163.1 調幅信號源 163.1.1 方案一 163.1.2 方案二 173.2 振幅調制 193.2.1 方案一 193.2.2 方案二 203.3 功率放大前置級 213.3.1 方案一 213.3.2 方案二 213.4 高頻功率放大 213.4.1 方案一 213.4.2 方案二 214 單元電路設計 224.1 調幅信號源 224.2 振幅調制 254.3 高效高頻功率放大 294.3.1 前級激勵級 294.3.2 高頻功率放大級 305. 軟硬件的系統(tǒng)測試 336. 附錄 347. 參考文獻 36簡易發(fā)射機電路摘要：簡易調幅發(fā)射機，主要由調幅信號源和高頻高效功率放大器組成。采用鎖相頻率合成技術，將載波頻率精確的鎖定在15MHz，輸出載波的穩(wěn)定度和準確度達到110-5 ；振幅調制采用集成模擬乘法器MC1496，調制度固定為30，輸出幅度調節(jié)范圍寬；高頻功率放大級應用功率合成技術，采用反相推挽功率合成電路，在50負載上輸出功率大于60mw。關鍵詞： 鎖相 幅度調制 乘法器 功率合成 1、引言調幅發(fā)射機主要由高頻振蕩器、調制器、高頻放大器、天線等組成。高頻振蕩器是產生高頻載波。調制器是將放大后的音頻信號加在高頻電磁波上。高頻放大器把調制后的電磁波放大后經天線發(fā)射到空中傳到各地。它的基本原理是，將要傳送的調制信號（這里我們以話音信號為例）從低頻率搬移到高頻，使它能通過電離層反射進行傳輸，在遠距離接收端我們用適當的解調裝置再把原信號不失真的恢復出來，就達到了傳輸話音低頻信號的目的。例如調幅，我們不可能直接傳送話音，我們先用一個轉換裝置將話音信號（也就是人說的話）轉換成振幅平緩變化的電壓信號，這就是我們要傳輸的信號，叫做調制信號，然后將調制信號與一個高頻率的信號在一個相乘器里相乘，再經過一個加法電路，就會得到一高頻率的信號，它的包絡（所謂包絡就是連接周期信號每個周期內波峰的假想線）隨著調制信號幅度的變化而變化，我們把這個高頻信號叫做載波，把已經調制好的信號叫調幅波。就是說，我們要傳輸的話音信號已經包含在了調幅波中，換句話，就是我們把調制信號從低頻搬移到了高頻，以便利用電離層傳播。這樣我們通過發(fā)射裝置將已調信號發(fā)射出去，在接收端接收信號。 發(fā)射機設計必須考慮以下幾個參數諧波輸出、寄生輸出、寬帶噪聲、相位噪聲，頻率和相位的穩(wěn)定度，信號的最大輸出功率以及平均輸出功率。由中頻信號IF或其諧波與本振混頻產生的三階互調干擾必須專門考慮。其他比如所需射頻載波信號的諧波、本振信號LO與與中頻信號IF的饋通等多余信號都會將產生干擾。如果發(fā)射機將噪聲發(fā)射出去將會導致接收機的噪聲基數提高、信噪比SNR降低，從而將會減少通信所能達到的最大距離。因此功率放大器必須進行相應設計，以保證輸出的附加帶寬噪聲最小化。本設計的課題為簡易發(fā)射機電路，所要達到的目標并不是很多，及其考慮的因素也不是很專業(yè)化，主要目的只是檢驗所學知識的系統(tǒng)結構與密度，培養(yǎng)學生的創(chuàng)新能力與實踐能力。經過細致調研，本設計決定主要采用鎖相技術將預先得到的載波信號精確鎖定在要求的15MHz。振幅調制主要應用集成模擬乘法器，性能穩(wěn)定，抗干擾能力強。功率放大部分主要采用傳輸線變壓器的形式，其主要特點就是工作頻帶寬；并利用反相功率合成技術將功率放大到接近要求的目標值，效率高，非線性失真較小。雖然設計過程很粗略化，但是我覺得學到的東西很多，自己的能力也相應地得到了提高；畢竟由于自己的能力有所限制，設計難免有所紕漏，懇請指正！2 方案論證本次畢業(yè)設計課題為簡易發(fā)射機電路。反射機的方案很簡單，大致可以分為兩種。2.1 方案一：直接變換法，是將調制和上變頻和二為一，通過一個電路來實現(xiàn)。2.2 方案二：兩次變換法，將調制和上變頻分開，先進行較低的中頻上的調制，然后將已調信號上變頻搬移到發(fā)射的載頻上。直接變換法和兩次變換法如圖1、2所示。圖1 直接變換法示意圖圖2 兩次變換法示意圖基于任務書的要求和實際的需求，決定采用方案二。器件少，實現(xiàn)簡單。整個電路部分的系統(tǒng)框圖如圖3所示。電路主要由調幅信號源模塊、調制模塊、高頻功率放大模塊構成。采用鎖相頻率合成技術將壓控振蕩器輸出的載波頻率進行精確鎖定，以達到設計任務要求的穩(wěn)定度和準確度。準確穩(wěn)定的載波信號然后和外加的基帶信號被送到模擬乘法器中進行調制。集成芯片的應用，可以很方便地實現(xiàn)調制功能，而且可以達到預期的調制系數。對調制器輸出的電壓進行幅度調整，以滿足輸出波形不失真的目的。功放級采用廣泛運用的功率合成技術和傳輸線變壓器，調諧范圍寬，功率和效率都很大，頻帶寬，可以說優(yōu)點很多。振蕩電路輸出功放級供電電源調制器幅值調 整功放激勵級高頻功率放大 鎖相 圖3 電路系統(tǒng)框圖 3 各電路設計和論證下面詳細對本次畢業(yè)設計所考慮的方案進行初步的論證和簡要的分析。3.1 調幅信號源為了使振蕩器輸出盡可能的穩(wěn)定、準確的頻率，以達到設計任務書所要求的目標，下面淺談一下關于頻率穩(wěn)定度和準確度方面的原理，以及本設計所采用的合適方案。（1） 頻率準確度的定義頻率準確度分為絕對頻率準確度，又稱頻偏。用振蕩器的實際工作頻率f與標稱頻率fc 之間的偏差f，即f=ffc來表示。相對頻率準確度用f / fc 來表示。（2） 頻率穩(wěn)定度的定義頻率穩(wěn)定度通常定義為在一定時間間隔內，振蕩器頻率的相對偏差的最大值，用表示。這個數值越小，頻率穩(wěn)定度越高。按照時間間隔長短不同，通?？煞譃橄旅嫒N頻率穩(wěn)定度。長期頻率穩(wěn)定度：一般指一天以上以至幾個月的時間間隔內的頻率相對變化。這種變化通常是由振蕩器中元器件老化而引起的。 短期頻率穩(wěn)定度：一般指一天以內，以小時、分或秒計算的時間間隔內的頻率相對變化。產生這種頻率不穩(wěn)的因素有溫度、電源電壓等。 瞬時頻率穩(wěn)定度：一般指秒或毫秒時間間隔內的頻率相對變化。這種頻率變化一般都具有隨機性質并伴隨著有相位的隨機變化。引起這類頻率不穩(wěn)定的主要因素是振蕩器內部噪聲。目前，一般的短波、超短波發(fā)射機的相對頻率穩(wěn)定度約在10-410-5量級，一些軍用、大型發(fā)射機及精密儀器的振蕩器的相對頻率穩(wěn)定度可達10-6 量級甚至更高。3.1.1 方案一：采用普通的振蕩電路。一采用晶體振蕩電路。晶體諧振器是晶體振蕩器中最重要的穩(wěn)頻元件，其性能直接決定了振蕩器系統(tǒng)的性能好壞。晶體諧振器可以等效為一個諧振電路來表示，如圖4所示。雖然晶振產生的頻率穩(wěn)定度和準確度都可以做得很高，但是一般找不到15MHz的晶振。二采用西勒LC振蕩電路產生一接近15MHz的正弦波。西勒電路是依克拉潑電路改進的電容反饋振蕩器，它與克拉潑電路的主要不同點在于它在回路電感L兩端并聯(lián)了一個可變電容C4，用C4改變振蕩頻率，電路如圖5所示，但是功能不能保證準確和穩(wěn)定，因此雖然兩種振蕩電路設計比較簡單，但不可取。（a）符號 （b）等效電路圖4 石英晶體諧振器圖5 西勒電路及等效電路3.1.2 方案二：鎖相頻率合成。它是利用鎖相環(huán)路的窄帶跟蹤特性，在晶振提供的基準頻率源作用下，產生一系列離散的頻率。鎖相就是相位同步的自動控制。完成兩個信號相位同步的自動控制系統(tǒng)叫做鎖相環(huán)路(稱鎖相環(huán))。鎖相環(huán)路能使每秒振蕩百萬次以上的兩個信號精確地、自動地相位同步。 圖6 鎖相環(huán)路基本框圖一個最基本的鎖相環(huán)路的方框圖如圖6所示，它包括三個部件：鑒相器(PD)、低通濾波器(LPF)、電壓控制振蕩器(VCO)，構成一個閉合的相位反饋控制系統(tǒng)?，F(xiàn)將三個基本部件的作用分述如下：鑒相器（PD）是進行相位比較的裝置，它把壓控振蕩器的輸出信號Vo(t)與輸入信號vi(t)的相位進行比較，產生對應于兩信號相位差的誤差電壓Vd(t)，起到相位差電壓變換作用。低通濾波器（LPF）是個線性電路，它的作用是：濾除鑒相器輸出電壓Vd(t)中的高頻分量和噪聲，起平滑濾波的作用，以保證系統(tǒng)所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。電路通常由電阻、電容或電感等組成，有時也包含運算放大器。電壓控制振蕩器（VCO）是一個電壓頻率（或稱電壓相位）變換電路，其振蕩瞬時角頻率受控制電壓的控制，使輸出信號頻率向輸入信號頻率靠攏，兩個信號間的相位差減小。鎖相環(huán)路的具體工作過程如下：相位比較器把輸入信號作為標準，將它的頻率和相位與從VCO輸出端送來的信號進行比較。如果在它的工作范圍內檢測出任何相位（頻率）差，就產生一個誤差信號Vd(t)，這個誤差信號正比于輸入信號和VCO輸出信號之間的相位差，通常是以交流分量調制的直流電平。 由低通濾波器濾除誤差信號中的交流分量，產生信號Ve(t)去控制VCO，強制VCO朝著減小相位/頻率誤差的方向改變其頻率，使輸入基準信號和VCO輸出信號之間的任何頻率或相位差逐漸減小直至為0，這時我們就稱環(huán)路已被鎖定。對于已經鎖定的環(huán)路，若輸入信號的頻率或相位稍有變化，立刻會在兩個輸入信號的相位差上反映出來，鑒相器的輸出也會隨著改變并驅動VCO的頻率和相位以同樣的規(guī)律跟著變化。環(huán)路的這種狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。因此可以說鎖相環(huán)是一個相位自動控制系統(tǒng)，其鎖定狀態(tài)的取得是靠相位差的作用，鎖定狀態(tài)的維持也仍然依靠相位差的作用。鎖相環(huán)路基本特性有（1）環(huán)路鎖定后，沒有頻率誤差。當鎖相環(huán)路鎖定時，壓控振蕩器的輸出頻率嚴格等于輸入信號頻率，而只有不大的剩余相位誤差。（2）頻率跟蹤特性。鎖相環(huán)路鎖定時，壓控振蕩器的輸出頻率能在一定的范圍內跟蹤輸入信號頻率變化。（3）窄帶濾波特性。鎖相環(huán)路通過環(huán)路濾波器的作用后具有窄帶濾波特性。當壓控振蕩器輸出信號的頻率鎖定在輸入信號上時，位于信號頻率附近的頻率分量，通過鑒相器變成低頻信號而平移到零頻率附近，這樣環(huán)路濾波器的低通作用對輸入信號而言，就相當于一個高頻帶通濾波器，只要把環(huán)路濾波器的帶通做的比較窄，整個環(huán)路就具有很窄的帶通特性。例如，可以在幾十兆赫的頻率上，做到幾赫的帶寬，甚至更小。鎖相環(huán)路的這些特點，使它在自動頻率控制中得到應用，以達到精確的頻率控制，而其它的頻率控制系統(tǒng)總是存在剩余頻差。早期的頻率合成方法主要采用混頻、倍頻和帶通濾波器等電路對晶體振蕩器產生的頻率進行四則運算，產生出一系列離散頻率信號。通常稱這種方法為直接合成法，其優(yōu)點是頻率轉換時間短，缺點是頻率數目不能太多且電路復雜、體積大、重量重，成本高。隨后利用出現(xiàn)了利用鎖相技術的鎖相頻率合成，也稱間接合成法。隨著數字技術的發(fā)展，又出現(xiàn)了直接數字式頻率合成，其特點是將頻率合成器與微處理器結合在一起，特別有利于進行程序控制和實時處理。本方案采用單片集成鎖相芯片MC145152和壓控振蕩器進行頻率合成。因為存在反饋，所以能得到精度和穩(wěn)定度較高的頻率信號，而且可以得到頻率可調，符合題目要求的15MHz的載波信號。由于芯片集成化，體積小、功耗低，頻率轉換速度快，性能良好，很容易達到要求。所以選用方案二。簡單的鎖相頻率合成器框圖如圖7示。在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入分頻器，就可構成鎖相頻率合成器。由石英晶體振蕩器產生一高穩(wěn)定的標準頻率源fs,經參考分頻器進行R分頻后，得到參考頻率fr，即fr=fs/R,它被送到鎖相環(huán)路中鑒相器的輸入端，而鎖相環(huán)路壓控振蕩器輸出頻率為fo,經N分頻后，也被送到鑒相器的另一個輸入端。當環(huán)路鎖定時,一定有fr=fo/N，因此壓控振蕩器的輸出信號頻率為fo=Nfs/R=Nfr。本方案屬于其中的吞脈沖鎖相頻率合成器，在MC145152前外加雙模前置分頻器（兩種計數模式的固定分頻器）。MC145152內含主計數器、輔助計數器和模式控制電路等幾部分，可以在不加大頻率間隔的條件下顯著提高輸出頻率。當參考頻率和輸出頻率分別采用模M和模N的計數器來分頻,率鎖定時有f0/N=fr=fr/M，即輸出頻率f0=（N/M）fr。由于N的值可由程序控制，因此可以通過賦予N以不同的值來控制輸出信號的頻率。采用了雙模分頻器MC12017后，分頻為P/P+1=64/65，所以輸出信號的頻率為。晶體振蕩器參考分頻器壓控振蕩器環(huán)路濾波器鑒相器 分頻器圖7 簡單鎖相頻率合成器3.2 振幅調制3.2.1 方案一：二極管環(huán)形調幅電路。調幅可以在發(fā)送設備的低電平級實現(xiàn)，也可以在高電平級（如末級功率放大級）實現(xiàn)。采用二極管環(huán)形相乘器（如圖8所示）可以很方便地構成低電平調幅電路，相乘器組件中的三個端口，若一個輸入低電平調制信號，另一個輸入高頻載波信號，那么從第三個端口就可以得到雙邊帶調幅信號?？紤]到混頻組件變壓器的低頻特性較差，所以調制信號一般都加到兩變壓器的中心抽頭上，即加到I端口，載波信號加到L端口，雙邊帶調幅信號由R端口輸出，但是得要求載波信號振幅足夠大，以使二極管工作在開關狀態(tài)。主要缺點是無增益，且各端口之間的隔離度比較低，有更多的邊頻分量，并隨工作頻率的提高而下降。 圖8 二極管環(huán)形相乘器3.2.2 方案二：模擬乘法器調幅電路。采用雙差分對集成模擬相乘器MC1496可構成性能優(yōu)良的調幅電路，功能易于實現(xiàn)，輸出頻譜比較純凈，而且能比較好地達到調制系數30%的要求，不易受到外界的干擾。所以采用方案二。雙差分對模擬相乘器原理電路如圖9所示，由三個差分對管組成。電流源I0提供差分對管V5、V6的偏置電流，而V5提供V1、V2差分對管的偏置電流，V6提供V3、V4差分對管的偏置電流。輸入信號U1交叉加到V1、V2和V3、V4兩個差分對管的輸入端，U2加到差分對管V5、V6的輸入端，靜態(tài)，即U1=U2=0時，IC5=IC6=I0/2，IC1=IC2=IC3=IC4=I0/4，I13=IC1+IC3=I0/2，I24=IC2+IC4=I0/2。本方案采用的MC1496，應用廣泛，其電路結構與圖6基本類似。所不同的是，內部增加多路電流源電路，而且外接一電阻，利用其負反饋作用，以擴大輸入電壓U2的動態(tài)范圍。 圖9 雙差分對模擬相乘器原理電路3.3 功率放大前置激勵級3.3.1 方案一：采用分立器件構建，由共射極放大器和射極電壓跟隨器組成。電壓跟隨器的顯著特點就是，輸入阻抗高，而輸出阻抗低，易于完成前后級的阻抗匹配問題，而且可以起到隔離作用。3.3.2 方案二：采用高頻寬帶運放來放大調幅波和激勵功放級。由于高頻寬帶運放成本高，帶負載能力不強，而且容易損壞，故采用分立器件搭建電路。3.4、高頻功率放大 在高頻功率放大器中，當需要的輸出功率超過單個電子器件所能輸出的功率時，可以利用多個功率放大電路同時對輸入信號進行放大 , 然后設法將各個功放的輸出信號相加 , 這樣得到的總輸出功率可以遠遠大于單個功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術。3.4.1 方案一：采用反相功率合成電路。反相功率合成器的優(yōu)點是：輸出偶次諧波被衰減，輸電阻比單邊工作時高，因而引線電感的影響減小。3.4.2 方案二：采用同相功率合成電路。同相功率合成電路中偶次諧波在輸出端是相加的，因此輸出中有偶次諧波存在?；趯π逝c諧波干擾的考慮選用方案一的反相功率合成電路。同相與反相的功率合成關系如圖10和表一所示。功率合成信號由A、B兩端輸入相同功率(等值同相電流)，負載Rc上獲得A,B兩端輸入功率之和。電路對稱平衡，即符合Rc=Ra/2=Rb/2=Rd/4條件時，Id=0，且A,B兩端相互隔離，即一路損壞時，另一路仍可正常工作。若A、B兩端輸入相同功率(等值反相電流)時，IC=0，負載Rd上獲得A,B兩端輸入功率之和。圖10 功率合成表一 功率合成關系4 單元電路設計4.1 調幅信號源壓控振蕩器是一個電壓-頻率變換裝置，它的振蕩角頻率隨著輸入控制電壓的變化而變化。采用分立元件制造，體積小，性能穩(wěn)定，其電路如圖11所示。這種振蕩器能用較小的電容量來改變振蕩頻率，設計壓控靈敏度K0=f/v =0.5MHz/V,獨自產生15MHz的信號頻率，穩(wěn)定度接近晶振，等效電路如圖12所示。圖11 壓控振蕩器電路圖12 壓控振蕩器等效電路壓控振蕩器獨立產生15MHz的載波信號，輸出到由MC145152和MC12017構成的電路中，構成鎖相頻率合成。MC145152是MOTOROLA公司生產的大規(guī)模集成電路，它是一塊采用半行碼輸入方式置定、由14根并行輸入數據編程的雙模CMOSLSI鎖相環(huán)頻率合成器。圖13為其內部組成框圖。該芯片內含參考頻率振蕩器、可供用戶選擇的參考分頻器(128ROM參考譯碼器和12bitR計數器)、雙端輸出的鑒相器、控制邏輯、1O位可編程的10bitN計數器、6位可編程的6bitA計數器和鎖定檢測等部分。其中，10bitN計數器、6bitA計數器、模擬控制邏輯和外接雙模前置分頻器MC12017組成吞脈沖程序分頻器，整個過程中輸入的脈沖數共有QA（P1）+(N-A)P=PN+A，即吞脈沖程序分頻器的總分頻比為：D=PN+A。（A的范圍063，N的范圍01023）。圖13 MC145152內部組成框圖用吞脈沖程序分頻器構成的吞脈沖頻率合成器框圖如圖14所示。由于吞脈沖程序分頻器的分頻比為PN+A，當環(huán)路鎖定時，fr=f0,而f0=f0/( PN+A),所以頻率合成器的輸出信號頻率為f0=( PN+A)fr，這表明與簡單的頻率合成器相比，f0提高了P倍，而頻率間隔仍保持為fr，其中，A為個位分頻器，又稱尾數分頻器。圖14 吞脈沖頻率合成器框圖除壓控振蕩器外，其余部分鎖相電路如圖15所示。大體上有三部分構成，鎖相集成芯片MC145152和雙模前置分頻器MC12017，以及低通濾波器。由于大多數都采用了集成模擬芯片，所以結構上大大地簡化，性能也有大幅度的提高。晶振CR并接在OSCIN和OSCOUT兩引腳上，與內部放大電路構成晶體振蕩器，產生參考頻率fR，并在兩引腳的到地間接上頻率置定電容C1、C2。參考頻率fR（4MHz）經內部參考分頻器進行分頻，預先2分頻得到2MHz的頻率，然后R進行再分頻。分頻比R由圖11知道RA0、RA1、RA2都為高電平，參照附錄中的表一，可獲得R為2048，得到頻率fr。壓控振蕩器輸出頻率fo（15MHz）經吞脈沖程序分頻器分頻得到fo=fo/PN+A。P為固定值64，根據fr=fo，利用程序設置N=120，P=0，最后轉化為圖中的二進制代碼。最后fo與fr被送到鑒相器進行相位比較以得到誤差電壓來控制壓控振蕩器的頻率輸出。數字鑒相器作為兩信號的相位比較電路，有雙端輸出（r、V）和單端三態(tài)輸出模式，其中雙端輸出信號作為誤差電壓形成電路的信號源，使誤差電壓隨r、V兩信號的相位差大小變化，并對VCO進行控制。為便于判斷環(huán)路是否鎖定，鑒相器輸出端還接有鎖頂檢測電路。當環(huán)路鎖定時，28端將輸出一脈寬極窄的窄脈沖，而失鎖時，28端可觀察到具有一定脈沖寬度且不時在變化的矩形脈沖。鑒相器雙輸出端輸出的環(huán)路誤差信號V和r 輸入到由OP07構成的一級雙端輸入的有源低通濾波器。其中R3、R4、C3等構成有源濾波器輸入電路的RC低通環(huán)節(jié)，R5、C6構成有源濾波器的高反饋環(huán)節(jié)。低通濾波器的作用是濾除鑒相器輸出電壓中的高頻分量和噪聲，起平滑濾波的作用，以保證系統(tǒng)所要求的性能。電路輸出到壓控振蕩器，然后與參考頻率一起送到MC145152中的鑒相器端。圖15 鎖相頻率合成電路4.2 振幅調制調幅（振幅調制）是用低頻調制信號去控制高頻載波的振幅，使其振幅按調制信號的規(guī)律而變化，調制上一個非線形過程。從頻譜結構來看，調幅又是一個對調制信號進行頻譜搬移的過程，即把較低的頻譜搬到較高頻譜。現(xiàn)在來簡介振幅調制的基本特點。設調幅電路輸出高頻載波信號為 （4.2.1）基帶信號為一單頻低頻信號 其中：載波角頻率，載波頻率，。 （4.2.2）將輸入調幅電路以改變式（4.2.1）所示高頻信號的振幅，則可得到已調波信號的為 （4.2.3）式中，稱為調幅系數，它說明載波振幅受基帶信號控制的程度。為由調制電路決定的常數。將式（4.2.3）用三角函數關系展開，則得 （4.2.4）由式（4.2.4）可知，被單頻低頻信號調幅后的高頻已調信號由振幅為、角頻率為的載波和兩個振幅相同、角頻率分別為和的高頻波組成。頻譜如圖16。圖16 頻譜圖MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器。其內部電路和引腳如圖17所示。其中VT1、VT2與VT3、VT4組成雙差分放大器，VT5、VT6組成的單差分放大器用以激勵VT1VT4。VT7、VT8及其偏置電路組成差分放大器VT5、VT6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓UX，1與4接另一輸入電壓UY，輸出電壓UO從引腳6與12輸出。引腳2與3 外接電阻RE，對差分放大器VT5、VT6產生串聯(lián)電流負反饋，以擴展輸入電壓Uy的線性動態(tài)范圍。引腳14為負電源端（雙電源供電時）或接地端（單電源供電使），引腳5外接電阻R5 ，用來調節(jié)偏置電流I5及鏡像電流I0的值。圖17 MC1496內部電路和引腳圖下面簡單介紹一下MC1496的基本工作原理。設輸入信號， ，則MC1496乘法器的輸出U0與反饋電阻RE 及輸入信號、的幅值有關。 不接負反饋電阻（腳2和3短接）、和皆為小信號時，由于三對差分放大器（VT1，VT2，VT3，VT4及VT5，VT6）均工作在線性放大狀態(tài)，則輸出電壓U0可近似表示為 （4.2.5）式中，乘法器的乘積系數，與器件外接元件參數有關，即 （4.2.6）式中， 溫度的電壓當量，當T=300K時， 輸出負載電阻。式（4.2.5）表明，輸入均為小信號時，MC1496可近似為一理想乘法器。輸出信號中只包含兩個輸入信號的和頻與差頻分量。、為小信號，為大信號（大于100mV）時，由于雙差分放大器（VT1、VT2和VT3、VT4）處于開關工作狀態(tài)，其電流波形將是對稱的方波，乘法器的輸出電壓可近似表示為 （n為奇數） （4.2.7）輸出信號中包含、等頻率分量。 接入負反饋電阻由于的接入，擴展了的線性動態(tài)范圍，所以器件的工作狀態(tài)主要由決定，分析表明：、當為小信號時，輸出電壓可表示為 （4.2.8）式中： （4.2.9）式（3-4）表明，接入負反饋電阻后，為小信號時，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號中只包含兩個輸入信號的和頻與差頻。、當為大信號時，輸出電壓可近似表示為 (4.2.10)上式表明，為大信號時，輸出電壓與輸入信號無關。MC1496構成的振幅調制器電路如圖18所示。其中載波信號經高頻耦合電容C1從10腳輸入，C3為高頻旁路電容，使8腳接地。調制信號經低頻耦合電容C2，從1腳輸入。調幅信號從12腳單端輸出。R12可以調節(jié)ma的值，也可以是電路對稱，減小載波信號輸出。器件采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R5接地。圖18 振幅調制器電路此外，為了使輸出幅值達到1.00.1V，所以后接一電壓跟隨（輸入高阻抗，輸出低阻抗，在電路中起到阻抗匹配的作用，從信號源索取的電流小而且?guī)ж撦d能力強）和射極放大器用作調節(jié)，如圖19所示。圖19 幅值調整電路4.3 高效高頻功率放大級該部分采用功率合成技術，應用了傳輸線變壓器組成的反相功率合成電路。由于高頻功率放大級的輸入等效阻抗電阻小，故前級需要接激勵級，以免信號源輸出的信號被拉得過低。4.3.1 前級激勵級需要較高的放大倍數以及較低的輸出電阻，故而采用諧振放大電路和電壓跟隨器級聯(lián)。為了方便可調，用一個可調中周來調節(jié)其諧振頻率，具體的電路如圖20所示。該電路輸入阻抗較低，輸出阻抗較高，為使前后級阻抗匹配，輸入與輸出端用中周實行阻抗變換以降低功率的衰減。圖20 前級激勵級電路4.3.2 高頻功率放大級 該部分最重要的為傳輸線變壓器的應用，這種變壓器是用傳輸線繞在高磁導串的鐵芯磁環(huán)上構成，特點是具有很寬的通頻帶。傳輸線變壓器的工作原理是傳輸線原理與變壓器原理的結合，那么它的工作也可分為兩種方式：一種是按照傳輸線方式來工作，即在它兩個線圈中通過大小相等、方向相反的電流，磁芯中的磁場正好互相抵消。因此，磁芯沒有功率損耗，磁芯對傳軸線的工作沒有什么影響，這種工作方式稱為傳輸線模式。另一種是按照變壓器方式工作。此時線圈中有激磁電流，并在磁芯中產生公共磁場，有鐵芯功率損耗，這種工作方式稱為變壓器模式。傳輸線變壓器通常同時存在著這兩種模式或者說傳輸線變壓器正是利用這兩種模式來適應不同的功用的。普通變壓器繞組間的分布電容是限制它工作帶寬的主要因素，而在傳輸線變壓器中，繞組間的分布電容則成為傳輸線特性阻抗的一個組成部分。因而這種變壓器可以在很寬的頻帶(可達幾百MHz)范圍內獲得良好的響應。這種變壓器極適合于作為高頻寬帶耦合網絡之用。在高頻率時，傳輸線模式起主要作用，此時初級次級之間的能量傳輸主要依靠線圈之間分布電容的耦合作用；在低頻率時，變壓器模式起主要作用，初級次級之間的能量傳輸主要依靠線圈的磁耦合作用。為了擴展低頻響應范圍，應該加大初級線圈的電感量，但同時線圈總長度又不能過大，因此采用高頻磁芯來解決圈數少，而初級線圈電感量又足夠大的問題。在高頻功率放大器中，當需要的輸出功率超過單個電子器件所能輸出的功率時，可以將幾個電子元件的輸出功率疊加起來以獲得足夠大的輸出功率。這就是功率合成技術。單從增加輸出功率這一點來看，并聯(lián)與推挽電路也可認為是功率合成電路。但是這兩種電路都有不可克服的共同缺點：當一管損壞失效時，會使其它管子的工作狀態(tài)產生劇烈變化，甚至導致這些管子的損壞。因此，并聯(lián)和推挽電路不是理想的功率合成電路。一個理想的功率合成電路應該滿足N個同類型的放大器，它們的輸出振幅相等，每個放大器供給匹配負載以額定功率P，則N個放大器輸至負載的總功率為NP，這叫做功率相加條件。合成器的各單元放大電路彼此隔離，也就是說，任何一個放大單元發(fā)生故障時，不影響其它放大單元的工作，這些沒有發(fā)生故障的放大器照舊向電路輸出自己的額定輸出功率P，這叫做相互無關條件。晶體管放大器功率合成所用的混合網絡主要是傳輸線變壓器，最常用的為1：4的阻抗變換傳輸線變壓器（如圖21）。由此種傳輸線變壓器組成的功率合成電路能較好的解決高效率、大功率與寬頻帶等問題。圖21 1：4傳輸線變壓器假定傳輸線為理想無耗，它把負載阻抗降到1/4以便和信號源匹配。傳輸線變壓器的輸入阻抗為：傳輸線的特性阻抗為：傳輸線變壓器除此功能外，還具有平衡不平衡變換（如圖22）等功能。（a）平衡-不平衡轉換 （b）不平衡-平衡轉換圖22 平衡不平衡變換電路圖(a)為將平衡輸入轉換為不平衡輸出的電路；而圖(b)為將不平衡輸入轉換為平衡輸出的電路，在此兩種情況下，兩個繞組上的電壓均為(V/2)。采用魔T網絡（即用4:1或1:1傳輸線變壓器構成混合的網絡，如圖23）為功率合成電路中的級間耦合和輸出匹配網絡的技術稱為寬帶高頻功率合成技術。理想的魔T網絡有四個端口：A、B、C、D。 若Tr的特性阻抗為R ，則有RA=RB=R ，RC=R/2，RD=2R 。其中C端稱為“和”端，D端稱為平衡端或“差”端。 圖23 魔T混合網絡反相功率合成電路如圖24所示。輸入信號經Q1和Q2兩級放大為大小相等、方向相反的電壓。Tr1為1：4傳輸線變壓器，Tr2為平衡-不平衡轉換電路。功率在D端合成，負載RL上獲得兩功率源合成功率，而C端無輸出。由于傳輸線變壓器的作用，A端和B端之間互相隔離，當一個功率源發(fā)生故障將不會影響到另一功率源的輸出功率。若一個功率源損壞時，另一功率源的輸出功率將平均