(精品論文)簡(jiǎn)易發(fā)射機(jī)電路

畢業(yè)設(shè)計(jì)說(shuō)明書(shū)目錄1 引言 142 方案論證 152.1 方案一 152.2 方案二 153 各電路設(shè)計(jì)和論證 163.1 調(diào)幅信號(hào)源 163.1.1 方案一 163.1.2 方案二 173.2 振幅調(diào)制 193.2.1 方案一 193.2.2 方案二 203.3 功率放大前置級(jí) 213.3.1 方案一 213.3.2 方案二 213.4 高頻功率放大 213.4.1 方案一 213.4.2 方案二 214 單元電路設(shè)計(jì) 224.1 調(diào)幅信號(hào)源 224.2 振幅調(diào)制 254.3 高效高頻功率放大 294.3.1 前級(jí)激勵(lì)級(jí) 294.3.2 高頻功率放大級(jí) 305. 軟硬件的系統(tǒng)測(cè)試 336. 附錄 347. 參考文獻(xiàn) 36簡(jiǎn)易發(fā)射機(jī)電路摘要：簡(jiǎn)易調(diào)幅發(fā)射機(jī)，主要由調(diào)幅信號(hào)源和高頻高效功率放大器組成。采用鎖相頻率合成技術(shù)，將載波頻率精確的鎖定在15MHz，輸出載波的穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度達(dá)到110-5 ；振幅調(diào)制采用集成模擬乘法器MC1496，調(diào)制度固定為30，輸出幅度調(diào)節(jié)范圍寬；高頻功率放大級(jí)應(yīng)用功率合成技術(shù)，采用反相推挽功率合成電路，在50負(fù)載上輸出功率大于60mw。關(guān)鍵詞： 鎖相 幅度調(diào)制 乘法器 功率合成 1、引言調(diào)幅發(fā)射機(jī)主要由高頻振蕩器、調(diào)制器、高頻放大器、天線等組成。高頻振蕩器是產(chǎn)生高頻載波。調(diào)制器是將放大后的音頻信號(hào)加在高頻電磁波上。高頻放大器把調(diào)制后的電磁波放大后經(jīng)天線發(fā)射到空中傳到各地。它的基本原理是，將要傳送的調(diào)制信號(hào)（這里我們以話音信號(hào)為例）從低頻率搬移到高頻，使它能通過(guò)電離層反射進(jìn)行傳輸，在遠(yuǎn)距離接收端我們用適當(dāng)?shù)慕庹{(diào)裝置再把原信號(hào)不失真的恢復(fù)出來(lái)，就達(dá)到了傳輸話音低頻信號(hào)的目的。例如調(diào)幅，我們不可能直接傳送話音，我們先用一個(gè)轉(zhuǎn)換裝置將話音信號(hào)（也就是人說(shuō)的話）轉(zhuǎn)換成振幅平緩變化的電壓信號(hào)，這就是我們要傳輸?shù)男盘?hào)，叫做調(diào)制信號(hào)，然后將調(diào)制信號(hào)與一個(gè)高頻率的信號(hào)在一個(gè)相乘器里相乘，再經(jīng)過(guò)一個(gè)加法電路，就會(huì)得到一高頻率的信號(hào)，它的包絡(luò)（所謂包絡(luò)就是連接周期信號(hào)每個(gè)周期內(nèi)波峰的假想線）隨著調(diào)制信號(hào)幅度的變化而變化，我們把這個(gè)高頻信號(hào)叫做載波，把已經(jīng)調(diào)制好的信號(hào)叫調(diào)幅波。就是說(shuō)，我們要傳輸?shù)脑捯粜盘?hào)已經(jīng)包含在了調(diào)幅波中，換句話，就是我們把調(diào)制信號(hào)從低頻搬移到了高頻，以便利用電離層傳播。這樣我們通過(guò)發(fā)射裝置將已調(diào)信號(hào)發(fā)射出去，在接收端接收信號(hào)。 發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)必須考慮以下幾個(gè)參數(shù)諧波輸出、寄生輸出、寬帶噪聲、相位噪聲，頻率和相位的穩(wěn)定度，信號(hào)的最大輸出功率以及平均輸出功率。由中頻信號(hào)IF或其諧波與本振混頻產(chǎn)生的三階互調(diào)干擾必須專門(mén)考慮。其他比如所需射頻載波信號(hào)的諧波、本振信號(hào)LO與與中頻信號(hào)IF的饋通等多余信號(hào)都會(huì)將產(chǎn)生干擾。如果發(fā)射機(jī)將噪聲發(fā)射出去將會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)的噪聲基數(shù)提高、信噪比SNR降低，從而將會(huì)減少通信所能達(dá)到的最大距離。因此功率放大器必須進(jìn)行相應(yīng)設(shè)計(jì)，以保證輸出的附加帶寬噪聲最小化。本設(shè)計(jì)的課題為簡(jiǎn)易發(fā)射機(jī)電路，所要達(dá)到的目標(biāo)并不是很多，及其考慮的因素也不是很專業(yè)化，主要目的只是檢驗(yàn)所學(xué)知識(shí)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與密度，培養(yǎng)學(xué)生的創(chuàng)新能力與實(shí)踐能力。經(jīng)過(guò)細(xì)致調(diào)研，本設(shè)計(jì)決定主要采用鎖相技術(shù)將預(yù)先得到的載波信號(hào)精確鎖定在要求的15MHz。振幅調(diào)制主要應(yīng)用集成模擬乘法器，性能穩(wěn)定，抗干擾能力強(qiáng)。功率放大部分主要采用傳輸線變壓器的形式，其主要特點(diǎn)就是工作頻帶寬；并利用反相功率合成技術(shù)將功率放大到接近要求的目標(biāo)值，效率高，非線性失真較小。雖然設(shè)計(jì)過(guò)程很粗略化，但是我覺(jué)得學(xué)到的東西很多，自己的能力也相應(yīng)地得到了提高；畢竟由于自己的能力有所限制，設(shè)計(jì)難免有所紕漏，懇請(qǐng)指正！2 方案論證本次畢業(yè)設(shè)計(jì)課題為簡(jiǎn)易發(fā)射機(jī)電路。反射機(jī)的方案很簡(jiǎn)單，大致可以分為兩種。2.1 方案一：直接變換法，是將調(diào)制和上變頻和二為一，通過(guò)一個(gè)電路來(lái)實(shí)現(xiàn)。2.2 方案二：兩次變換法，將調(diào)制和上變頻分開(kāi)，先進(jìn)行較低的中頻上的調(diào)制，然后將已調(diào)信號(hào)上變頻搬移到發(fā)射的載頻上。直接變換法和兩次變換法如圖1、2所示。圖1 直接變換法示意圖圖2 兩次變換法示意圖基于任務(wù)書(shū)的要求和實(shí)際的需求，決定采用方案二。器件少，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。整個(gè)電路部分的系統(tǒng)框圖如圖3所示。電路主要由調(diào)幅信號(hào)源模塊、調(diào)制模塊、高頻功率放大模塊構(gòu)成。采用鎖相頻率合成技術(shù)將壓控振蕩器輸出的載波頻率進(jìn)行精確鎖定，以達(dá)到設(shè)計(jì)任務(wù)要求的穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度。準(zhǔn)確穩(wěn)定的載波信號(hào)然后和外加的基帶信號(hào)被送到模擬乘法器中進(jìn)行調(diào)制。集成芯片的應(yīng)用，可以很方便地實(shí)現(xiàn)調(diào)制功能，而且可以達(dá)到預(yù)期的調(diào)制系數(shù)。對(duì)調(diào)制器輸出的電壓進(jìn)行幅度調(diào)整，以滿足輸出波形不失真的目的。功放級(jí)采用廣泛運(yùn)用的功率合成技術(shù)和傳輸線變壓器，調(diào)諧范圍寬，功率和效率都很大，頻帶寬，可以說(shuō)優(yōu)點(diǎn)很多。振蕩電路輸出功放級(jí)供電電源調(diào)制器幅值調(diào) 整功放激勵(lì)級(jí)高頻功率放大 鎖相 圖3 電路系統(tǒng)框圖 3 各電路設(shè)計(jì)和論證下面詳細(xì)對(duì)本次畢業(yè)設(shè)計(jì)所考慮的方案進(jìn)行初步的論證和簡(jiǎn)要的分析。3.1 調(diào)幅信號(hào)源為了使振蕩器輸出盡可能的穩(wěn)定、準(zhǔn)確的頻率，以達(dá)到設(shè)計(jì)任務(wù)書(shū)所要求的目標(biāo)，下面淺談一下關(guān)于頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度方面的原理，以及本設(shè)計(jì)所采用的合適方案。（1） 頻率準(zhǔn)確度的定義頻率準(zhǔn)確度分為絕對(duì)頻率準(zhǔn)確度，又稱頻偏。用振蕩器的實(shí)際工作頻率f與標(biāo)稱頻率fc 之間的偏差f，即f=ffc來(lái)表示。相對(duì)頻率準(zhǔn)確度用f / fc 來(lái)表示。（2） 頻率穩(wěn)定度的定義頻率穩(wěn)定度通常定義為在一定時(shí)間間隔內(nèi)，振蕩器頻率的相對(duì)偏差的最大值，用表示。這個(gè)數(shù)值越小，頻率穩(wěn)定度越高。按照時(shí)間間隔長(zhǎng)短不同，通常可分為下面三種頻率穩(wěn)定度。長(zhǎng)期頻率穩(wěn)定度：一般指一天以上以至幾個(gè)月的時(shí)間間隔內(nèi)的頻率相對(duì)變化。這種變化通常是由振蕩器中元器件老化而引起的。 短期頻率穩(wěn)定度：一般指一天以內(nèi)，以小時(shí)、分或秒計(jì)算的時(shí)間間隔內(nèi)的頻率相對(duì)變化。產(chǎn)生這種頻率不穩(wěn)的因素有溫度、電源電壓等。 瞬時(shí)頻率穩(wěn)定度：一般指秒或毫秒時(shí)間間隔內(nèi)的頻率相對(duì)變化。這種頻率變化一般都具有隨機(jī)性質(zhì)并伴隨著有相位的隨機(jī)變化。引起這類頻率不穩(wěn)定的主要因素是振蕩器內(nèi)部噪聲。目前，一般的短波、超短波發(fā)射機(jī)的相對(duì)頻率穩(wěn)定度約在10-410-5量級(jí)，一些軍用、大型發(fā)射機(jī)及精密儀器的振蕩器的相對(duì)頻率穩(wěn)定度可達(dá)10-6 量級(jí)甚至更高。3.1.1 方案一：采用普通的振蕩電路。一采用晶體振蕩電路。晶體諧振器是晶體振蕩器中最重要的穩(wěn)頻元件，其性能直接決定了振蕩器系統(tǒng)的性能好壞。晶體諧振器可以等效為一個(gè)諧振電路來(lái)表示，如圖4所示。雖然晶振產(chǎn)生的頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度都可以做得很高，但是一般找不到15MHz的晶振。二采用西勒LC振蕩電路產(chǎn)生一接近15MHz的正弦波。西勒電路是依克拉潑電路改進(jìn)的電容反饋振蕩器，它與克拉潑電路的主要不同點(diǎn)在于它在回路電感L兩端并聯(lián)了一個(gè)可變電容C4，用C4改變振蕩頻率，電路如圖5所示，但是功能不能保證準(zhǔn)確和穩(wěn)定，因此雖然兩種振蕩電路設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，但不可取。（a）符號(hào) （b）等效電路圖4 石英晶體諧振器圖5 西勒電路及等效電路3.1.2 方案二：鎖相頻率合成。它是利用鎖相環(huán)路的窄帶跟蹤特性，在晶振提供的基準(zhǔn)頻率源作用下，產(chǎn)生一系列離散的頻率。鎖相就是相位同步的自動(dòng)控制。完成兩個(gè)信號(hào)相位同步的自動(dòng)控制系統(tǒng)叫做鎖相環(huán)路(稱鎖相環(huán))。鎖相環(huán)路能使每秒振蕩百萬(wàn)次以上的兩個(gè)信號(hào)精確地、自動(dòng)地相位同步。 圖6 鎖相環(huán)路基本框圖一個(gè)最基本的鎖相環(huán)路的方框圖如圖6所示，它包括三個(gè)部件：鑒相器(PD)、低通濾波器(LPF)、電壓控制振蕩器(VCO)，構(gòu)成一個(gè)閉合的相位反饋控制系統(tǒng)?，F(xiàn)將三個(gè)基本部件的作用分述如下：鑒相器（PD）是進(jìn)行相位比較的裝置，它把壓控振蕩器的輸出信號(hào)Vo(t)與輸入信號(hào)vi(t)的相位進(jìn)行比較，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于兩信號(hào)相位差的誤差電壓Vd(t)，起到相位差電壓變換作用。低通濾波器（LPF）是個(gè)線性電路，它的作用是：濾除鑒相器輸出電壓Vd(t)中的高頻分量和噪聲，起平滑濾波的作用，以保證系統(tǒng)所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。電路通常由電阻、電容或電感等組成，有時(shí)也包含運(yùn)算放大器。電壓控制振蕩器（VCO）是一個(gè)電壓頻率（或稱電壓相位）變換電路，其振蕩瞬時(shí)角頻率受控制電壓的控制，使輸出信號(hào)頻率向輸入信號(hào)頻率靠攏，兩個(gè)信號(hào)間的相位差減小。鎖相環(huán)路的具體工作過(guò)程如下：相位比較器把輸入信號(hào)作為標(biāo)準(zhǔn)，將它的頻率和相位與從VCO輸出端送來(lái)的信號(hào)進(jìn)行比較。如果在它的工作范圍內(nèi)檢測(cè)出任何相位（頻率）差，就產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)Vd(t)，這個(gè)誤差信號(hào)正比于輸入信號(hào)和VCO輸出信號(hào)之間的相位差，通常是以交流分量調(diào)制的直流電平。 由低通濾波器濾除誤差信號(hào)中的交流分量，產(chǎn)生信號(hào)Ve(t)去控制VCO，強(qiáng)制VCO朝著減小相位/頻率誤差的方向改變其頻率，使輸入基準(zhǔn)信號(hào)和VCO輸出信號(hào)之間的任何頻率或相位差逐漸減小直至為0，這時(shí)我們就稱環(huán)路已被鎖定。對(duì)于已經(jīng)鎖定的環(huán)路，若輸入信號(hào)的頻率或相位稍有變化，立刻會(huì)在兩個(gè)輸入信號(hào)的相位差上反映出來(lái)，鑒相器的輸出也會(huì)隨著改變并驅(qū)動(dòng)VCO的頻率和相位以同樣的規(guī)律跟著變化。環(huán)路的這種狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。因此可以說(shuō)鎖相環(huán)是一個(gè)相位自動(dòng)控制系統(tǒng)，其鎖定狀態(tài)的取得是靠相位差的作用，鎖定狀態(tài)的維持也仍然依靠相位差的作用。鎖相環(huán)路基本特性有（1）環(huán)路鎖定后，沒(méi)有頻率誤差。當(dāng)鎖相環(huán)路鎖定時(shí)，壓控振蕩器的輸出頻率嚴(yán)格等于輸入信號(hào)頻率，而只有不大的剩余相位誤差。（2）頻率跟蹤特性。鎖相環(huán)路鎖定時(shí)，壓控振蕩器的輸出頻率能在一定的范圍內(nèi)跟蹤輸入信號(hào)頻率變化。（3）窄帶濾波特性。鎖相環(huán)路通過(guò)環(huán)路濾波器的作用后具有窄帶濾波特性。當(dāng)壓控振蕩器輸出信號(hào)的頻率鎖定在輸入信號(hào)上時(shí)，位于信號(hào)頻率附近的頻率分量，通過(guò)鑒相器變成低頻信號(hào)而平移到零頻率附近，這樣環(huán)路濾波器的低通作用對(duì)輸入信號(hào)而言，就相當(dāng)于一個(gè)高頻帶通濾波器，只要把環(huán)路濾波器的帶通做的比較窄，整個(gè)環(huán)路就具有很窄的帶通特性。例如，可以在幾十兆赫的頻率上，做到幾赫的帶寬，甚至更小。鎖相環(huán)路的這些特點(diǎn)，使它在自動(dòng)頻率控制中得到應(yīng)用，以達(dá)到精確的頻率控制，而其它的頻率控制系統(tǒng)總是存在剩余頻差。早期的頻率合成方法主要采用混頻、倍頻和帶通濾波器等電路對(duì)晶體振蕩器產(chǎn)生的頻率進(jìn)行四則運(yùn)算，產(chǎn)生出一系列離散頻率信號(hào)。通常稱這種方法為直接合成法，其優(yōu)點(diǎn)是頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間短，缺點(diǎn)是頻率數(shù)目不能太多且電路復(fù)雜、體積大、重量重，成本高。隨后利用出現(xiàn)了利用鎖相技術(shù)的鎖相頻率合成，也稱間接合成法。隨著數(shù)字技術(shù)的發(fā)展，又出現(xiàn)了直接數(shù)字式頻率合成，其特點(diǎn)是將頻率合成器與微處理器結(jié)合在一起，特別有利于進(jìn)行程序控制和實(shí)時(shí)處理。本方案采用單片集成鎖相芯片MC145152和壓控振蕩器進(jìn)行頻率合成。因?yàn)榇嬖诜答仯阅艿玫骄群头€(wěn)定度較高的頻率信號(hào)，而且可以得到頻率可調(diào)，符合題目要求的15MHz的載波信號(hào)。由于芯片集成化，體積小、功耗低，頻率轉(zhuǎn)換速度快，性能良好，很容易達(dá)到要求。所以選用方案二。簡(jiǎn)單的鎖相頻率合成器框圖如圖7示。在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入分頻器，就可構(gòu)成鎖相頻率合成器。由石英晶體振蕩器產(chǎn)生一高穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn)頻率源fs,經(jīng)參考分頻器進(jìn)行R分頻后，得到參考頻率fr，即fr=fs/R,它被送到鎖相環(huán)路中鑒相器的輸入端，而鎖相環(huán)路壓控振蕩器輸出頻率為fo,經(jīng)N分頻后，也被送到鑒相器的另一個(gè)輸入端。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),一定有fr=fo/N，因此壓控振蕩器的輸出信號(hào)頻率為fo=Nfs/R=Nfr。本方案屬于其中的吞脈沖鎖相頻率合成器，在MC145152前外加雙模前置分頻器（兩種計(jì)數(shù)模式的固定分頻器）。MC145152內(nèi)含主計(jì)數(shù)器、輔助計(jì)數(shù)器和模式控制電路等幾部分，可以在不加大頻率間隔的條件下顯著提高輸出頻率。當(dāng)參考頻率和輸出頻率分別采用模M和模N的計(jì)數(shù)器來(lái)分頻,率鎖定時(shí)有f0/N=fr=fr/M，即輸出頻率f0=（N/M）fr。由于N的值可由程序控制，因此可以通過(guò)賦予N以不同的值來(lái)控制輸出信號(hào)的頻率。采用了雙模分頻器MC12017后，分頻為P/P+1=64/65，所以輸出信號(hào)的頻率為。晶體振蕩器參考分頻器壓控振蕩器環(huán)路濾波器鑒相器 分頻器圖7 簡(jiǎn)單鎖相頻率合成器3.2 振幅調(diào)制3.2.1 方案一：二極管環(huán)形調(diào)幅電路。調(diào)幅可以在發(fā)送設(shè)備的低電平級(jí)實(shí)現(xiàn)，也可以在高電平級(jí)（如末級(jí)功率放大級(jí)）實(shí)現(xiàn)。采用二極管環(huán)形相乘器（如圖8所示）可以很方便地構(gòu)成低電平調(diào)幅電路，相乘器組件中的三個(gè)端口，若一個(gè)輸入低電平調(diào)制信號(hào)，另一個(gè)輸入高頻載波信號(hào)，那么從第三個(gè)端口就可以得到雙邊帶調(diào)幅信號(hào)?？紤]到混頻組件變壓器的低頻特性較差，所以調(diào)制信號(hào)一般都加到兩變壓器的中心抽頭上，即加到I端口，載波信號(hào)加到L端口，雙邊帶調(diào)幅信號(hào)由R端口輸出，但是得要求載波信號(hào)振幅足夠大，以使二極管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。主要缺點(diǎn)是無(wú)增益，且各端口之間的隔離度比較低，有更多的邊頻分量，并隨工作頻率的提高而下降。 圖8 二極管環(huán)形相乘器3.2.2 方案二：模擬乘法器調(diào)幅電路。采用雙差分對(duì)集成模擬相乘器MC1496可構(gòu)成性能優(yōu)良的調(diào)幅電路，功能易于實(shí)現(xiàn)，輸出頻譜比較純凈，而且能比較好地達(dá)到調(diào)制系數(shù)30%的要求，不易受到外界的干擾。所以采用方案二。雙差分對(duì)模擬相乘器原理電路如圖9所示，由三個(gè)差分對(duì)管組成。電流源I0提供差分對(duì)管V5、V6的偏置電流，而V5提供V1、V2差分對(duì)管的偏置電流，V6提供V3、V4差分對(duì)管的偏置電流。輸入信號(hào)U1交叉加到V1、V2和V3、V4兩個(gè)差分對(duì)管的輸入端，U2加到差分對(duì)管V5、V6的輸入端，靜態(tài)，即U1=U2=0時(shí)，IC5=IC6=I0/2，IC1=IC2=IC3=IC4=I0/4，I13=IC1+IC3=I0/2，I24=IC2+IC4=I0/2。本方案采用的MC1496，應(yīng)用廣泛，其電路結(jié)構(gòu)與圖6基本類似。所不同的是，內(nèi)部增加多路電流源電路，而且外接一電阻，利用其負(fù)反饋?zhàn)饔?，以擴(kuò)大輸入電壓U2的動(dòng)態(tài)范圍。 圖9 雙差分對(duì)模擬相乘器原理電路3.3 功率放大前置激勵(lì)級(jí)3.3.1 方案一：采用分立器件構(gòu)建，由共射極放大器和射極電壓跟隨器組成。電壓跟隨器的顯著特點(diǎn)就是，輸入阻抗高，而輸出阻抗低，易于完成前后級(jí)的阻抗匹配問(wèn)題，而且可以起到隔離作用。3.3.2 方案二：采用高頻寬帶運(yùn)放來(lái)放大調(diào)幅波和激勵(lì)功放級(jí)。由于高頻寬帶運(yùn)放成本高，帶負(fù)載能力不強(qiáng)，而且容易損壞，故采用分立器件搭建電路。3.4、高頻功率放大 在高頻功率放大器中，當(dāng)需要的輸出功率超過(guò)單個(gè)電子器件所能輸出的功率時(shí)，可以利用多個(gè)功率放大電路同時(shí)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行放大 , 然后設(shè)法將各個(gè)功放的輸出信號(hào)相加 , 這樣得到的總輸出功率可以遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于單個(gè)功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術(shù)。3.4.1 方案一：采用反相功率合成電路。反相功率合成器的優(yōu)點(diǎn)是：輸出偶次諧波被衰減，輸電阻比單邊工作時(shí)高，因而引線電感的影響減小。3.4.2 方案二：采用同相功率合成電路。同相功率合成電路中偶次諧波在輸出端是相加的，因此輸出中有偶次諧波存在?；趯?duì)效率與諧波干擾的考慮選用方案一的反相功率合成電路。同相與反相的功率合成關(guān)系如圖10和表一所示。功率合成信號(hào)由A、B兩端輸入相同功率(等值同相電流)，負(fù)載Rc上獲得A,B兩端輸入功率之和。電路對(duì)稱平衡，即符合Rc=Ra/2=Rb/2=Rd/4條件時(shí)，Id=0，且A,B兩端相互隔離，即一路損壞時(shí)，另一路仍可正常工作。若A、B兩端輸入相同功率(等值反相電流)時(shí)，IC=0，負(fù)載Rd上獲得A,B兩端輸入功率之和。圖10 功率合成表一 功率合成關(guān)系4 單元電路設(shè)計(jì)4.1 調(diào)幅信號(hào)源壓控振蕩器是一個(gè)電壓-頻率變換裝置，它的振蕩角頻率隨著輸入控制電壓的變化而變化。采用分立元件制造，體積小，性能穩(wěn)定，其電路如圖11所示。這種振蕩器能用較小的電容量來(lái)改變振蕩頻率，設(shè)計(jì)壓控靈敏度K0=f/v =0.5MHz/V,獨(dú)自產(chǎn)生15MHz的信號(hào)頻率，穩(wěn)定度接近晶振，等效電路如圖12所示。圖11 壓控振蕩器電路圖12 壓控振蕩器等效電路壓控振蕩器獨(dú)立產(chǎn)生15MHz的載波信號(hào)，輸出到由MC145152和MC12017構(gòu)成的電路中，構(gòu)成鎖相頻率合成。MC145152是MOTOROLA公司生產(chǎn)的大規(guī)模集成電路，它是一塊采用半行碼輸入方式置定、由14根并行輸入數(shù)據(jù)編程的雙模CMOSLSI鎖相環(huán)頻率合成器。圖13為其內(nèi)部組成框圖。該芯片內(nèi)含參考頻率振蕩器、可供用戶選擇的參考分頻器(128ROM參考譯碼器和12bitR計(jì)數(shù)器)、雙端輸出的鑒相器、控制邏輯、1O位可編程的10bitN計(jì)數(shù)器、6位可編程的6bitA計(jì)數(shù)器和鎖定檢測(cè)等部分。其中，10bitN計(jì)數(shù)器、6bitA計(jì)數(shù)器、模擬控制邏輯和外接雙模前置分頻器MC12017組成吞脈沖程序分頻器，整個(gè)過(guò)程中輸入的脈沖數(shù)共有QA（P1）+(N-A)P=PN+A，即吞脈沖程序分頻器的總分頻比為：D=PN+A。（A的范圍063，N的范圍01023）。圖13 MC145152內(nèi)部組成框圖用吞脈沖程序分頻器構(gòu)成的吞脈沖頻率合成器框圖如圖14所示。由于吞脈沖程序分頻器的分頻比為PN+A，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，fr=f0,而f0=f0/( PN+A),所以頻率合成器的輸出信號(hào)頻率為f0=( PN+A)fr，這表明與簡(jiǎn)單的頻率合成器相比，f0提高了P倍，而頻率間隔仍保持為fr，其中，A為個(gè)位分頻器，又稱尾數(shù)分頻器。圖14 吞脈沖頻率合成器框圖除壓控振蕩器外，其余部分鎖相電路如圖15所示。大體上有三部分構(gòu)成，鎖相集成芯片MC145152和雙模前置分頻器MC12017，以及低通濾波器。由于大多數(shù)都采用了集成模擬芯片，所以結(jié)構(gòu)上大大地簡(jiǎn)化，性能也有大幅度的提高。晶振CR并接在OSCIN和OSCOUT兩引腳上，與內(nèi)部放大電路構(gòu)成晶體振蕩器，產(chǎn)生參考頻率fR，并在兩引腳的到地間接上頻率置定電容C1、C2。參考頻率fR（4MHz）經(jīng)內(nèi)部參考分頻器進(jìn)行分頻，預(yù)先2分頻得到2MHz的頻率，然后R進(jìn)行再分頻。分頻比R由圖11知道RA0、RA1、RA2都為高電平，參照附錄中的表一，可獲得R為2048，得到頻率fr。壓控振蕩器輸出頻率fo（15MHz）經(jīng)吞脈沖程序分頻器分頻得到fo=fo/PN+A。P為固定值64，根據(jù)fr=fo，利用程序設(shè)置N=120，P=0，最后轉(zhuǎn)化為圖中的二進(jìn)制代碼。最后fo與fr被送到鑒相器進(jìn)行相位比較以得到誤差電壓來(lái)控制壓控振蕩器的頻率輸出。數(shù)字鑒相器作為兩信號(hào)的相位比較電路，有雙端輸出（r、V）和單端三態(tài)輸出模式，其中雙端輸出信號(hào)作為誤差電壓形成電路的信號(hào)源，使誤差電壓隨r、V兩信號(hào)的相位差大小變化，并對(duì)VCO進(jìn)行控制。為便于判斷環(huán)路是否鎖定，鑒相器輸出端還接有鎖頂檢測(cè)電路。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，28端將輸出一脈寬極窄的窄脈沖，而失鎖時(shí)，28端可觀察到具有一定脈沖寬度且不時(shí)在變化的矩形脈沖。鑒相器雙輸出端輸出的環(huán)路誤差信號(hào)V和r 輸入到由OP07構(gòu)成的一級(jí)雙端輸入的有源低通濾波器。其中R3、R4、C3等構(gòu)成有源濾波器輸入電路的RC低通環(huán)節(jié)，R5、C6構(gòu)成有源濾波器的高反饋環(huán)節(jié)。低通濾波器的作用是濾除鑒相器輸出電壓中的高頻分量和噪聲，起平滑濾波的作用，以保證系統(tǒng)所要求的性能。電路輸出到壓控振蕩器，然后與參考頻率一起送到MC145152中的鑒相器端。圖15 鎖相頻率合成電路4.2 振幅調(diào)制調(diào)幅（振幅調(diào)制）是用低頻調(diào)制信號(hào)去控制高頻載波的振幅，使其振幅按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律而變化，調(diào)制上一個(gè)非線形過(guò)程。從頻譜結(jié)構(gòu)來(lái)看，調(diào)幅又是一個(gè)對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移的過(guò)程，即把較低的頻譜搬到較高頻譜?，F(xiàn)在來(lái)簡(jiǎn)介振幅調(diào)制的基本特點(diǎn)。設(shè)調(diào)幅電路輸出高頻載波信號(hào)為 （4.2.1）基帶信號(hào)為一單頻低頻信號(hào) 其中：載波角頻率，載波頻率，。 （4.2.2）將輸入調(diào)幅電路以改變式（4.2.1）所示高頻信號(hào)的振幅，則可得到已調(diào)波信號(hào)的為 （4.2.3）式中，稱為調(diào)幅系數(shù)，它說(shuō)明載波振幅受基帶信號(hào)控制的程度。為由調(diào)制電路決定的常數(shù)。將式（4.2.3）用三角函數(shù)關(guān)系展開(kāi)，則得 （4.2.4）由式（4.2.4）可知，被單頻低頻信號(hào)調(diào)幅后的高頻已調(diào)信號(hào)由振幅為、角頻率為的載波和兩個(gè)振幅相同、角頻率分別為和的高頻波組成。頻譜如圖16。圖16 頻譜圖MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器。其內(nèi)部電路和引腳如圖17所示。其中VT1、VT2與VT3、VT4組成雙差分放大器，VT5、VT6組成的單差分放大器用以激勵(lì)VT1VT4。VT7、VT8及其偏置電路組成差分放大器VT5、VT6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓UX，1與4接另一輸入電壓UY，輸出電壓UO從引腳6與12輸出。引腳2與3 外接電阻RE，對(duì)差分放大器VT5、VT6產(chǎn)生串聯(lián)電流負(fù)反饋，以擴(kuò)展輸入電壓Uy的線性動(dòng)態(tài)范圍。引腳14為負(fù)電源端（雙電源供電時(shí)）或接地端（單電源供電使），引腳5外接電阻R5 ，用來(lái)調(diào)節(jié)偏置電流I5及鏡像電流I0的值。圖17 MC1496內(nèi)部電路和引腳圖下面簡(jiǎn)單介紹一下MC1496的基本工作原理。設(shè)輸入信號(hào)， ，則MC1496乘法器的輸出U0與反饋電阻RE 及輸入信號(hào)、的幅值有關(guān)。 不接負(fù)反饋電阻（腳2和3短接）、和皆為小信號(hào)時(shí)，由于三對(duì)差分放大器（VT1，VT2，VT3，VT4及VT5，VT6）均工作在線性放大狀態(tài)，則輸出電壓U0可近似表示為 （4.2.5）式中，乘法器的乘積系數(shù)，與器件外接元件參數(shù)有關(guān)，即 （4.2.6）式中， 溫度的電壓當(dāng)量，當(dāng)T=300K時(shí)， 輸出負(fù)載電阻。式（4.2.5）表明，輸入均為小信號(hào)時(shí)，MC1496可近似為一理想乘法器。輸出信號(hào)中只包含兩個(gè)輸入信號(hào)的和頻與差頻分量。、為小信號(hào)，為大信號(hào)（大于100mV）時(shí)，由于雙差分放大器（VT1、VT2和VT3、VT4）處于開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，其電流波形將是對(duì)稱的方波，乘法器的輸出電壓可近似表示為 （n為奇數(shù)） （4.2.7）輸出信號(hào)中包含、等頻率分量。 接入負(fù)反饋電阻由于的接入，擴(kuò)展了的線性動(dòng)態(tài)范圍，所以器件的工作狀態(tài)主要由決定，分析表明：、當(dāng)為小信號(hào)時(shí)，輸出電壓可表示為 （4.2.8）式中： （4.2.9）式（3-4）表明，接入負(fù)反饋電阻后，為小信號(hào)時(shí)，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號(hào)中只包含兩個(gè)輸入信號(hào)的和頻與差頻。、當(dāng)為大信號(hào)時(shí)，輸出電壓可近似表示為 (4.2.10)上式表明，為大信號(hào)時(shí)，輸出電壓與輸入信號(hào)無(wú)關(guān)。MC1496構(gòu)成的振幅調(diào)制器電路如圖18所示。其中載波信號(hào)經(jīng)高頻耦合電容C1從10腳輸入，C3為高頻旁路電容，使8腳接地。調(diào)制信號(hào)經(jīng)低頻耦合電容C2，從1腳輸入。調(diào)幅信號(hào)從12腳單端輸出。R12可以調(diào)節(jié)ma的值，也可以是電路對(duì)稱，減小載波信號(hào)輸出。器件采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R5接地。圖18 振幅調(diào)制器電路此外，為了使輸出幅值達(dá)到1.00.1V，所以后接一電壓跟隨（輸入高阻抗，輸出低阻抗，在電路中起到阻抗匹配的作用，從信號(hào)源索取的電流小而且?guī)ж?fù)載能力強(qiáng)）和射極放大器用作調(diào)節(jié)，如圖19所示。圖19 幅值調(diào)整電路4.3 高效高頻功率放大級(jí)該部分采用功率合成技術(shù)，應(yīng)用了傳輸線變壓器組成的反相功率合成電路。由于高頻功率放大級(jí)的輸入等效阻抗電阻小，故前級(jí)需要接激勵(lì)級(jí)，以免信號(hào)源輸出的信號(hào)被拉得過(guò)低。4.3.1 前級(jí)激勵(lì)級(jí)需要較高的放大倍數(shù)以及較低的輸出電阻，故而采用諧振放大電路和電壓跟隨器級(jí)聯(lián)。為了方便可調(diào)，用一個(gè)可調(diào)中周來(lái)調(diào)節(jié)其諧振頻率，具體的電路如圖20所示。該電路輸入阻抗較低，輸出阻抗較高，為使前后級(jí)阻抗匹配，輸入與輸出端用中周實(shí)行阻抗變換以降低功率的衰減。圖20 前級(jí)激勵(lì)級(jí)電路4.3.2 高頻功率放大級(jí) 該部分最重要的為傳輸線變壓器的應(yīng)用，這種變壓器是用傳輸線繞在高磁導(dǎo)串的鐵芯磁環(huán)上構(gòu)成，特點(diǎn)是具有很寬的通頻帶。傳輸線變壓器的工作原理是傳輸線原理與變壓器原理的結(jié)合，那么它的工作也可分為兩種方式：一種是按照傳輸線方式來(lái)工作，即在它兩個(gè)線圈中通過(guò)大小相等、方向相反的電流，磁芯中的磁場(chǎng)正好互相抵消。因此，磁芯沒(méi)有功率損耗，磁芯對(duì)傳軸線的工作沒(méi)有什么影響，這種工作方式稱為傳輸線模式。另一種是按照變壓器方式工作。此時(shí)線圈中有激磁電流，并在磁芯中產(chǎn)生公共磁場(chǎng)，有鐵芯功率損耗，這種工作方式稱為變壓器模式。傳輸線變壓器通常同時(shí)存在著這兩種模式或者說(shuō)傳輸線變壓器正是利用這兩種模式來(lái)適應(yīng)不同的功用的。普通變壓器繞組間的分布電容是限制它工作帶寬的主要因素，而在傳輸線變壓器中，繞組間的分布電容則成為傳輸線特性阻抗的一個(gè)組成部分。因而這種變壓器可以在很寬的頻帶(可達(dá)幾百M(fèi)Hz)范圍內(nèi)獲得良好的響應(yīng)。這種變壓器極適合于作為高頻寬帶耦合網(wǎng)絡(luò)之用。在高頻率時(shí)，傳輸線模式起主要作用，此時(shí)初級(jí)次級(jí)之間的能量傳輸主要依靠線圈之間分布電容的耦合作用；在低頻率時(shí)，變壓器模式起主要作用，初級(jí)次級(jí)之間的能量傳輸主要依靠線圈的磁耦合作用。為了擴(kuò)展低頻響應(yīng)范圍，應(yīng)該加大初級(jí)線圈的電感量，但同時(shí)線圈總長(zhǎng)度又不能過(guò)大，因此采用高頻磁芯來(lái)解決圈數(shù)少，而初級(jí)線圈電感量又足夠大的問(wèn)題。在高頻功率放大器中，當(dāng)需要的輸出功率超過(guò)單個(gè)電子器件所能輸出的功率時(shí)，可以將幾個(gè)電子元件的輸出功率疊加起來(lái)以獲得足夠大的輸出功率。這就是功率合成技術(shù)。單從增加輸出功率這一點(diǎn)來(lái)看，并聯(lián)與推挽電路也可認(rèn)為是功率合成電路。但是這兩種電路都有不可克服的共同缺點(diǎn)：當(dāng)一管損壞失效時(shí)，會(huì)使其它管子的工作狀態(tài)產(chǎn)生劇烈變化，甚至導(dǎo)致這些管子的損壞。因此，并聯(lián)和推挽電路不是理想的功率合成電路。一個(gè)理想的功率合成電路應(yīng)該滿足N個(gè)同類型的放大器，它們的輸出振幅相等，每個(gè)放大器供給匹配負(fù)載以額定功率P，則N個(gè)放大器輸至負(fù)載的總功率為NP，這叫做功率相加條件。合成器的各單元放大電路彼此隔離，也就是說(shuō)，任何一個(gè)放大單元發(fā)生故障時(shí)，不影響其它放大單元的工作，這些沒(méi)有發(fā)生故障的放大器照舊向電路輸出自己的額定輸出功率P，這叫做相互無(wú)關(guān)條件。晶體管放大器功率合成所用的混合網(wǎng)絡(luò)主要是傳輸線變壓器，最常用的為1：4的阻抗變換傳輸線變壓器（如圖21）。由此種傳輸線變壓器組成的功率合成電路能較好的解決高效率、大功率與寬頻帶等問(wèn)題。圖21 1：4傳輸線變壓器假定傳輸線為理想無(wú)耗，它把負(fù)載阻抗降到1/4以便和信號(hào)源匹配。傳輸線變壓器的輸入阻抗為：傳輸線的特性阻抗為：傳輸線變壓器除此功能外，還具有平衡不平衡變換（如圖22）等功能。（a）平衡-不平衡轉(zhuǎn)換 （b）不平衡-平衡轉(zhuǎn)換圖22 平衡不平衡變換電路圖(a)為將平衡輸入轉(zhuǎn)換為不平衡輸出的電路；而圖(b)為將不平衡輸入轉(zhuǎn)換為平衡輸出的電路，在此兩種情況下，兩個(gè)繞組上的電壓均為(V/2)。采用魔T網(wǎng)絡(luò)（即用4:1或1:1傳輸線變壓器構(gòu)成混合的網(wǎng)絡(luò)，如圖23）為功率合成電路中的級(jí)間耦合和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的技術(shù)稱為寬帶高頻功率合成技術(shù)。理想的魔T網(wǎng)絡(luò)有四個(gè)端口：A、B、C、D。 若Tr的特性阻抗為R ，則有RA=RB=R ，RC=R/2，RD=2R 。其中C端稱為“和”端，D端稱為平衡端或“差”端。 圖23 魔T混合網(wǎng)絡(luò)反相功率合成電路如圖24所示。輸入信號(hào)經(jīng)Q1和Q2兩級(jí)放大為大小相等、方向相反的電壓。Tr1為1：4傳輸線變壓器，Tr2為平衡-不平衡轉(zhuǎn)換電路。功率在D端合成，負(fù)載RL上獲得兩功率源合成功率，而C端無(wú)輸出。由于傳輸線變壓器的作用，A端和B端之間互相隔離，當(dāng)一個(gè)功率源發(fā)生故障將不會(huì)影響到另一功率源的輸出功率。若一個(gè)功率源損壞時(shí)，另一功率源的輸出功率將平均