逆變器的VF控制及仿真 畢業(yè)論文.doc

正在輸入（豆丁網laoshutou）為您傾心整理（下載后雙擊刪除）湘潭大學畢業(yè)設計說明書題 目：逆變器的v/f控制及仿真 學 院： 專 業(yè)： 學 號： 姓 名： 指導教師： 完成日期： 目錄摘 要2abstract3第一章 引言51.1逆變器概述51.2逆變器研究意義5第二章 逆變器的原理62.1 逆變電路62.2 換流方式142.3 調制方式162.3 本章小結33第三章 逆變器的控制方式333.1 v/f控制原理333.2 pq控制原理343.3 本章小結35第四章 基于spwm的逆變器v/f控制及仿真354.1 逆變器數學建模及其v/f控制系統(tǒng)的設計354.2 基于matlab的spwm逆變器v/f控制的仿真404.3 本章小結45第五章 基于svpwm的逆變器v/f控制及仿真455.1主電路仿真模型465.2控制電路仿真模型475.3仿真結果及分析485.4 本章小結48第六章 結論49參考文獻50致 謝52摘 要微電網代表著電力系統(tǒng)新的發(fā)展方向，正在成為當前的研究熱點。微電網中的大多數微電源通過逆變器接入系統(tǒng)，因此對微電源的控制即為對其逆變器的控制。無論微電網是并網運行還是獨立運行，都需要對內部的各個微電源逆變器進行有效地控制，以維持電壓和頻率在允許變化的范圍之內，從而滿足負荷對電能質量的要求。因此，研究微電源逆變器的控制技術，解決逆變電源的并聯組網問題，是研究和發(fā)展微電網技術的關鍵技術之一。本文以三相電壓型逆變器在兩相旋轉坐標系中的數學模型為基礎，詳細分析了逆變器的v/f控制，并依據工程設計方法和原則對相應的控制器進行了設計;此外，還針對v/f控制的電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)推導了其逆變器輸出阻抗的表達式，基于輸出阻抗xr的原則對電壓環(huán)和電流環(huán)的控制器參數進行優(yōu)化。在matlab/simulink仿真環(huán)境中，搭建了微電網及逆變器控制系統(tǒng)模型，通過對不同運行方式下的仿真，分析了系統(tǒng)的動態(tài)性能。關鍵詞:spwm;逆變器;v/f控制;svpwm;abstractmicro grid represents power system new development direction, are becoming the current research hotspot. most of micro grid power through the inverter access micro of micro system, therefore the control is the power of the inverter control. whatever micro grid is parallel operation or independent operation, all need to inner each micro power inverter to effectively control to maintain voltage and frequency of the scope of the allow the change, which meet the requirements of the quality of electric power load. therefore, the micro power inverter control technology, solve the problem of inverter power supply network, is parallel research and development micro one of the critical technologies of grid. taking three-phase voltage type inverter in two phase rotation system based on the mathematical model, and detailed analysis of the inverter v/f control, and based on engineering design methods and principles to the corresponding controller design; in addition, still in v/f control the voltage current double closed loop control system of the inverter is derived based on the expressions of the output impedance x r output impedance of the principle of voltage loop and current loop controller parameters are optimized. in matlab/simulink condition, built micro electric network and inverter control system model, through different operational modes of simulation, the analysis of system dynamic performance.keywords: spwm; inverter; v/f control; svpwm第一章 引言1.1逆變器概述人類在開發(fā)利用能源的歷史長河中，以石油、天然氣和煤炭等化石能源為主的時期，僅是一個不太長的階段，它們終將走向枯竭而被新的能源所取代。人類必須及早尋求新的替代能源。研究和實踐表明，太陽直接輻射到地球的能量豐富，分布廣泛，可以再生，不污染環(huán)境，是國際社會公認的理想替代能源l。根據國際權威機構的預測，到21世紀50年代，即2050年，全球直接利用太陽能的比例將會發(fā)展到世界能源結構中的13%一15%之間，而整個可再生能源在能源結構中的比例將大于50%。由此可見，太陽能將是目前大量應用的化石能源的主要替代能源之一。我國有著十分豐富的太陽能資源，據估算全國每年平均太陽能電力為1700twhz，為目前裝機容量的多倍，且太陽能發(fā)電清潔、無污染，在我國有著十分廣闊的前景。日前，我國大中城市的能源供需矛盾日益突出，所以在城市中大規(guī)模地實施和推廣太陽能并網光伏發(fā)電將是大勢所趨。相對于其他綠色能源，太陽能在發(fā)電利用方面除了具有綠色能源本身的優(yōu)點外，還具有一些獨特的優(yōu)勢:(l)機動靈活:發(fā)電系統(tǒng)可以按能量需要決定模塊大小，擴容方便。(2)通用性:發(fā)出的電能并入市電，通過市電網絡傳輸，利用。(3)可存儲性:太陽能系統(tǒng)可以加入蓄電池儲存電能。(4)分布式電源:不但大幅節(jié)省遠程輸變電設備的費用以及線路損耗，而且可以提高整個電力系統(tǒng)的安全可靠性，尤其在抵御自然災害和戰(zhàn)備時。(5)光伏建筑集成:節(jié)約土地占用以及投入成本，這是太陽能發(fā)電最獨特的地方，也是目前研究的熱點方向。光伏發(fā)電是指利用光伏電池板將太陽光輻射能量轉換為電能的直接發(fā)電形式，光伏發(fā)電系統(tǒng)是由光伏電池板、控制器、儲能等環(huán)節(jié)組成，將太陽能轉換為可利用的電能。逆變器是光伏發(fā)電系統(tǒng)的關鍵部分。常用的光伏逆變電路有:方波逆變器、階梯波逆變器、正弦波pwm逆變器。除了這些逆變電路外，光伏并網逆變器還采用了兩電平逆變器和三電平中性點箱位逆變器。1.2逆變器研究意義逆變技術就是通過功率半導體器件（例如scr,gto,gtr,igbt和功率mosfet等）的開通和關斷作用，把直流電能變換成交流電能的一種電能變換技術。在我們的周圍，正在越來越多的使用各種用電設備，它們或者直接由50hz交流電供電，或者由交流電變換的各種不同電壓的直流電以及直流電再次變換的交流電供電。據統(tǒng)計，在發(fā)達國家已有40%的電能經過各種變換處理，而到2010年，將有80%的電能需要經過電力電子技術的變換器處理再應用，這其中就包括將直流電轉換為交流電的逆變技術。因此逆變技術在節(jié)約電能方面占有重要的位置。隨著煤、石油和天然氣等主要能源的即將耗盡，新能源的開發(fā)和利用越來越受到人們的重視。利用新能源的關鍵技術就是如何將新能源轉化為電能，并與電網并網發(fā)電。逆變技術能夠將蓄電池、太陽能電池和燃料電池等其它新能源轉化的電能與電網并網發(fā)電2-4。因此，逆變技術在新能源的開發(fā)和利用領域也起著至關重要的作用。另一方面，隨著信息技術和internet技術的飛速發(fā)展，信息化和網絡化建設的步伐正在加快，數據安全日益成為各個行業(yè)普遍關注問題。保障數據中心的供電可靠性是保證數據安全的關鍵一環(huán)，因此必須在數據中心配備高性能高可靠的不間斷電源系統(tǒng)（ups）。逆變器是ups系統(tǒng)的關鍵組成部分，因此要提高ups的性能，就必須對提高逆變器的性能，尤其是可靠性做進一步的研究。另外，隨著航空科技和航空電子的快速發(fā)展，飛機電源系統(tǒng)正在由集中式轉向分布式。分布式電源和分布式配電布局提高了供電系統(tǒng)的冗余度，增強了容錯能力和不中斷供電能力，可以大幅度提高供電的可靠性并降低電源和配電系統(tǒng)的重量。而研究新型化模塊化的航空靜止變流器對構成分布式電源系統(tǒng)，進一步提高功率密度和電能轉換效率極為重要?？傊?，逆變技術廣泛應用在各類重要的工業(yè)場合，是一種重要的電能變換技術。進一步提高逆變器的性能，尤其是進一步提高逆變器的可靠性和功率密度具有重要的現實意義。第二章 逆變器的原理2.1 逆變電路與整流相對應，逆變器是將直流變?yōu)槎l定壓或調頻調壓交流電的變換器，傳統(tǒng)方法是利用晶閘管組成的方波逆變電路實現，但由于其含有較大成分低次諧波等缺點，近十余年來，由于電力電子技術的迅速發(fā)展，全控型快速半導體器件bjt，igbt，gto等的發(fā)展和pwm 的控制技術的日趨完善，使spwm 逆變器得以迅速發(fā)展并廣泛使用。pwm 控制技術是利用半導體開關器件的導通與關斷把直流電壓變成電壓脈沖列，并通過控制電壓脈沖寬度和周期以達到變壓目的或者控制電壓脈沖寬度和脈沖列的周期以達到變壓變頻目的的一種控制技術。把直流變成交流電稱為逆變。當交流側接在電網上，即交流側接有源時，稱為有源逆變；當交流側與負載連接時，稱為無源逆變。在不加說明的時候，逆變電路一般多指無源逆變電路。逆變電路經常和變頻的概念聯系在一起，如變頻電路有交交變頻和交直交變頻兩種形式。交直交變頻電路由交直變換電路和直交變換電路兩部分組成，前一部分屬于整流電路，后一部分就是這里所要研究的逆變電路。逆變電路的應用非常廣泛，在已有的各種電源中，蓄電池、干電池、太陽能電池等都是直流電源，當需要這些電源向交流負載供電時，就需要逆變電路。另外，交流電機調速用變頻器、不間斷電源、感應加熱電源等電力電子裝置使用非常廣泛，其電路的核心部分就是逆變電路。變流電路在工作過程中不斷發(fā)生電流從一個支路向另一個支路的轉移，這就是換流。換流方式在逆變電路中占有突出的地位。逆變電路可以從不同的角度進行分類，如可以按換流方式分，按輸出的相數分，也可以按直流電源的性質分。若按直流電源的性質分，可分為電壓型和電流型兩大類。逆變電路最基本的工作原理：改變兩組開關切換頻率，可改變輸出交流電頻率，如圖2.1圖2.3。、閉合，、斷開時，負載電壓uo為正。、斷開，、閉合時，負載電壓uo為負。 圖2.1 逆變電路及其波形舉例圖2.2 、閉合，、斷開時電路圖2.3 、閉合，、斷開時電路電阻負載時，負載電路的分類是按照直流側的電源性質分類：直流側是電壓源電壓型逆變電路，又稱為電壓源型逆變電路（voltage source type inverter-vsti）直流側是電流源電流型逆變電路，又稱為電流源型逆變電路（current sourcetype inverter-vsti）。電流和，的波形相同，相位也相同；阻感負載時，相位滯后于，波形也不同。2.1.1 電壓型逆變電路（1）單相半橋電壓型逆變電路 工作原理：v1和v2柵極信號在一周期內各半周正偏、半周反偏，兩者互補，輸出電壓為矩形波，幅值為。v1或v2通時，和同方向，直流側向負載提供能量；或通時，和反向，電感中貯能向直流側反饋。、稱為反饋二極管，它又起著使負載電流連續(xù)的作用，又稱續(xù)流二極管。圖2.4(a) 單相半橋電壓型逆變電路圖2.4(b) 單相半橋電壓型逆變電路工作波形 由此可見，單相半橋電壓型逆變電路的優(yōu)點是：電路簡單，使用器件少；但也有不可避免的缺點：輸出交流電壓幅值為，且直流側需兩電容器串聯，要控制兩者電壓均衡。 因此，其經常應用于幾kw以下的小功率逆變電源。單相全橋、三相橋式都可看成若干個半橋逆變電路的組合。（2）單相全橋電壓型逆變電路 如圖2.5所示，電壓型全橋逆變電路共四個橋臂，可看成兩個半橋電路組合而成。橋臂1和4作為一對，橋臂2和3作為另一對，成對的兩個橋臂同時導通，兩對橋臂交替導通180。其輸出電壓和電流波形與半橋電路形狀相同，也是矩形波，但幅值高出一倍，。輸出電流也類似半橋逆變電路。如若改變輸出交流電壓的有效值只能通過改變直流電壓來實現。 在阻感負載時，還可采用移相的方式來調節(jié)逆變電路的輸出電壓，這種方式稱為移相調壓。移相調壓的實際上就是調節(jié)輸出電壓脈沖的寬度。在圖2.5(a)的單相全橋逆變電路中，各igbt的柵極信號為180正偏，180反偏，并且v1和v2的柵極信號互補，v3和v4的柵極信號互補，但是v3的基極信號不是比v1落后180，而是只落后（0180）。v3、v4的柵極信號分別比v2、v1的前移180-。輸出電壓是正負各為的脈沖。改變就可調節(jié)輸出電壓。圖2.5(a) 電壓型全橋逆變電路圖2.5(b) 相全橋逆變電路的移相調壓方式（3）三相電壓型逆變電路用三個單相逆變電路可組合成一個三相逆變電路。但在三相逆變電路中，應用最廣的是三相橋式逆變電路。采用作為開關器件的電壓型三相橋式逆變如圖2.6，看做是由三個半橋逆變電路組成。和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是導電方式，即每個橋臂的導電角度為，同一相（即同一半橋）上下兩臂交替導電，各相開始導電的角度差。這樣，在任一瞬間有三個橋臂同時導通。因為每次換流都是在同一相上下兩臂之間進行的，因此也被稱為縱向換流。圖2.6 三相電壓型橋式逆變電路負載各相到電源中點的電壓：對于相輸出來說，當橋臂1通時，當橋臂4通時，。因此，的波形是幅值為的矩形波。、兩相的情況和相類似，、的波形形狀和相同，只是相位依次差120。負載線電壓uuv，uvw，uwu可以由下式求出 （2-1） 設負載中點與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為 （2-2） 負載中點和電源中點間電壓： （2-3）設負載為三相對稱負載，則有，所以可得 （2-4）即unn波形為矩形波，但其頻率為uun頻率的3倍，幅值為其1/3，即為ud/6。負載已知時，可由uun波形求出iu波形。一相上下兩橋臂間的換流過程和半橋電路相似。橋臂1、3、5的電流相加可得直流側電流id的波形，id每60脈動一次，直流電壓基本無脈動，因此逆變器從交流側向直流側傳送的功率是脈動的，電壓型逆變電路的一個特點。在上述180導電方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關器件同時導通而引起直流側電源短路，應采取“先斷后通”的方法。即先給應關段的器件關段信號，待其關段后留一定的時間裕量，然后再給應導通的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的死區(qū)時間。（4）帶中心抽頭變壓器的逆變電路圖2.7 帶中心抽頭變壓器的逆變電路(a) 交替驅動兩個igbt，經變壓器耦合給負載加上矩形波交流電壓；(b) 兩個二極管的作用也是提供無功能量的反饋通道；(c) 和負載參數相同，變壓器匝比為1：1時，u0和i0波形及幅值與全橋逆變電路完全相同。與全橋電路的比較：比全橋電路少用一半開關器件；器件承受的電壓為2ud，比全橋電路高一倍；必須有一個變壓器 。由上面幾種類型的電壓型逆變器可以總結出電壓型逆變電路的特點：直流側為電壓源或并聯大電容，直流側電壓基本無脈動；輸出電壓為矩形波，輸出電流因負載阻抗不同而不同；阻感負載時需提供無功功率。為了給交流側向直流側反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂并聯反饋二極管。2.1.2 電流型逆變電路近幾年來，適用于電流型逆變器的新型器件不斷出現(例如可雙向關斷igbt)，使得電流型逆變器中串聯的二極管不再必需，解決了串聯二極管的損耗問題。另一方面，國際和國內超導技術近年來都取得了突破性的進展，將能有效解決電流型逆變器儲能電感的效率問題。電流型pwm逆變器的應用正越來越受到國內外研究者們的重視，電流型pwm逆變器技術的研究不僅對我國光伏發(fā)電產業(yè)的發(fā)展具有重要意義，對風能、燃料電池等新能源的并網也具有借鑒作用，對我國發(fā)展節(jié)約型社會、對國民經濟的持續(xù)發(fā)展均具有重要意義。如前所述，直流電源為電流源的逆變電路稱為電流型逆變電路。實際上理想直流電流源并不多見，一般是在逆變電路直流側串聯一個大電感，因為大電感中的電流脈動很小，因此可以近似看成直流電流源。電流型逆變電路主要特點：(a)直流側串大電感，電流基本無脈動，相當于電流源；(b)交流輸出電流為矩形波，與負載阻抗角無關。輸出電壓波形和相位因負載不同而不同；(c)直流側電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關器件反并聯二極管；電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應用較多；換流方式有負載換流、強迫換流。和電壓型逆變電路有所不同，前面所列舉的各種電壓型逆變電路都是采用全控型器件，換流方式為器件換流。采用半控型器件的電壓型逆變電路已很少應用。而電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應用較多。就其換流方式而言，有的采用負載換流，有的采用強迫換流。（1） 單相橋式電流型電路電路原理：如圖2.8所示，電路由四個橋臂構成，每個橋臂的晶閘管各串聯一個電抗器，用來限制晶閘管開通時的，各橋臂的之間不存在互感。使橋臂1、4和橋臂2、3以10002500的中頻輪流導通，就可以在負載上得到中頻交流電。該電路是采用負載換相工作方式的，要求負載電流略超前于負載電壓，即負載略呈容性。實際負載一般是電磁感應線圈。圖中r和l串聯即為感應線圈的等效電路。因為功率因數很低，故并聯補償電容器c。電容c和l、r構成并聯諧振電路，故這種逆變電路也被稱為并聯諧振式逆變電路。負載換流方式要求負載電流超前于電壓，因此補償電容應使負載過補償，使負載電路總體上工作在容性小失諧的情況下。因為是電流型逆變電路，故其交流輸出電流波形接近矩形波，其中包含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠小于基波。因基波頻率接近負載電路諧振頻率，故負載電路對基波呈現高阻抗，而對諧波產生低阻抗，諧波在負載電路上產生的壓降很小，因此負載電壓的輸出波形接近正弦波。圖2.8 單相橋式電流型（并聯諧振式）逆變電路工作分析：(a)：vt1和vt2穩(wěn)定導通階段，時刻前在c上建立了左正右負的電壓；(b)：時觸發(fā)和開通，進入換流階段；(c)lt使、不能立刻關斷，電流有一個減小過程。、電流有一個增大過程；(d)4個晶閘管全部導通，負載電容電壓經兩個并聯的放電回路同時放電；(e)、到c；另一個經、到c；(f) 在時刻，即 =時刻過零，時刻大體位于和的中點；(g)t=時，、電流減至零而關斷，換流階段結束。= 稱為換流時間。晶閘管需一段時間才能恢復正向阻斷能力，換流結束后還要使、承受一段反壓時間。= - 應大于晶閘管的關斷時間。這樣才可以保證晶閘管的可靠判斷。在理論分析中，為了簡化分析，常認為負載參數不變，逆變電路的工作頻率也是固定的。但在實際工作過程中，感應線圈的參數是隨時間變化的，為了保證電路正常工作，必須使工作頻率能適應負載的變化而自動調整，這種控制方式稱為自勵方式，即逆變電路的觸發(fā)信號取自負載端，其工作頻率受負載諧振頻率的控制而比后者高一個適當的值。與自勵式相對應，固定工作頻率的控制方式稱為他勵方式。自勵方式存在著起動問題，因為系統(tǒng)未投入運行時，負載端沒有輸出，無法取出信號。解決這一問題的方法之一是先用他勵方式，系統(tǒng)開始工作后再轉入自勵方式。令一種方法是附加預充電起動電路，即預先給電容器充電，起動時將電容能量釋放到負載上，形成衰減振蕩，檢測出振蕩信號實現自勵。（2） 三相電流型逆變電路電路分析：圖2.9(a)是典型的電流型三相橋式逆變電路，這種電路的基本工作方式是導電方式。即每個臂一周期內導電120，按照從到的順序每隔60依次導通。這樣，每個時刻上橋臂組的三個臂和下橋臂組的三個臂都各有一個臂導通。換流時，是在上橋臂組或下橋臂組的組內依次換流，為橫向換流。每個時刻上下橋臂組各有一個臂導通，換流方式為橫向換流。波形分析：輸出交流電流波形和負載性質無關，正負脈沖各120的矩形波。下圖給出了逆變電路的三相輸出交流電流波形及線電壓的波形。輸出電流和三相橋式可控整流電路在大電感負載時的交流電流波形相同。因此，它們的諧波分析表達式也相同。輸出線電壓波形和負載性質有關，圖2.9(b)中給出的波形大體是正弦波，但疊加了一些脈沖，這是由于逆變器中的換流過程而產生的。 圖2.9(a) 電流型三相橋式逆變電路圖2.9(b) 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形2.2 換流方式換流：電流從一個支路向另一個支路轉移的過程，也稱為換相。研究換流方式，主要是研究如何使器件關斷。一般來說，換流方式可分為以下幾種：1. 器件換流利用全控型器件的自關斷能力進行換流稱為（devicecommutation）。在采用igbt、電力mosfet、gto、gtr等全控型器件的電路中，其換流方式即為器件換流。2. 電網換流由電網提供換流電壓稱為電網換流（line commutation）。這種換流方式不需要器件具有門極可關斷能力，也不需要為換流附加任何元件，但是不適用于沒有交流電網的無源逆變電路。3. 負載換流由負載提供換流電壓稱為負載換流（load commutation）。凡是負載電流的相位超前于負載電壓的場合，都可以實現負載換流。當負載為電容性負載時，媃中實現負載換流。另為，當負載為同步電動機時，由于可以控制勵磁電流使負載呈現為容性，因而也可以實現負載換流。負載電流的相位超前于負載電壓的場合，都可實現負載換流。圖2.10(a)是基本的負載換流電路，4個橋臂均由晶閘管組成。整個負載工作在接近并聯諧振狀態(tài)而略呈容性。直流側串電感，工作過程可認為 基本沒有脈動。負載對基波的阻抗大而對諧波的阻抗小。所以接近正弦波。注意觸發(fā)、的時刻必須在過零前并留有足夠的裕量，才能使換流順利完成。圖2.10(a) 負載換流電路圖2.10(b) 負載換流工作波形4. 強迫換流 設置附加的換流電路，給欲關斷的晶閘管強迫施加反向電壓或反向電流的換流方式稱為強迫換流（forced commutation）。強迫換流通常用附加電容上所儲存的能量來實現，因此也稱為電容換流。如圖2.11(a)由換流電路內電容直接提供換流電壓，稱為直接耦合式強迫換流；如圖2.11(b)通過換流電路內的電容和電感的耦合來提供換流電壓或換流電流，稱為電感耦合式強迫換流。當晶閘管vt處于通態(tài)時，預先給電容充電。當s合上，就可使vt被施加反壓而斷。先使晶閘管電流減為零，然后通過反并聯二極管使其加上反向電壓。也叫電流換流。圖2.11(a) 直接耦和式強迫換流原理圖圖2.11(b) 電感耦合型強迫換流原理圖2.3 調制方式逆變器的pwm控制技術是多電平逆變器研究中一個相當關鍵的技術，它與多電平逆變器拓撲結構的提出是同生的，因為它不僅決定多電平逆變器的實現與否，而且對多電平逆變器的電壓輸出波形質量、系統(tǒng)損耗的減小與效率的提高都有直接的影響。合適的pwm控制方式保證系統(tǒng)高性能和高效率的運行。在傳統(tǒng)的兩電平逆變器的控制中，提出并應用的pwm控制方案已經有許多種，尤其是微處理器應用于pwm技術實現數字化后，又不斷有新的pwm技術出現。從最初追求電壓波形的正弦，到電流波形的正弦，再到磁通的正弦；從效率最優(yōu)，轉矩脈動最小，再到消除噪聲等，pwm控制技術在兩電平中的應用已經日臻完善。上述pwm控制思想也可以推廣到多電平逆變器的控制中。由于多電平逆變器的pwm控制方法是與其拓撲緊密聯系的，不同的拓撲有不同的特點，具有不同的性能要求。多電平逆變器控制的目標多、性能指標要求也高。pwm技術的的應用十分廣泛，目前中小功率的逆變電路幾乎都采用了pwm技術。它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術的發(fā)展史上占有十分重要的地位。pwm控制技術正是有賴于在逆變電路中的成功應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。常用的pwm技術包括：正弦脈寬調制（spwm）、選擇諧波調制（shepwm）、電流滯環(huán)調制（chpwm）和電壓空間矢量調制（svpwm）。2.3.1 spwm 調制pwm（pulse width modulation）控制就是對脈沖的寬度進行調制的技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要的波形。pwm控制技術的重要理論基礎是面積等效原理，即：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。下面分析如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波。把正弦半波分成n等分，就可以把正弦半波看成由n個彼此相連的脈沖序列所組成的波形。如果把這些脈沖序列用相同數量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積（沖量）相等，就可得到圖1所示的脈沖序列，這就是pwm波形。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的pwm波形，也稱為spwm波。owtud-ud 圖2.31 單極性spwm控制方式波形上圖所示的波形稱為單極性spwm波形，根據面積等效原理，正弦波還可等效為圖2.32中所示的pwm波，這種波形稱為雙極性spwm波形，而且這種方式在實際應用中更為廣泛owtud-ud 圖2.32 雙極性spwm控制方式波形pwm逆變電路可分為電壓型和電流型兩種，目前實際應用的幾乎都是電壓型電路，因此本節(jié)主要分析電壓型逆變電路的控制方法。要得到需要的pwm波形有兩種方法，分別是計算法和調制法。根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算pwm波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需pwm波形，這種方法稱為計算法。由于計算法較繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。與計算法相對應的是調制法，即把希望調制的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過信號波的調制得到所期望的pwm波形。通常采用等腰三角波作為載波，在調制信號波為正弦波時，所得到的就是spwm波形。下面具體分析單相和三相逆變電路雙極性控制方式。圖2.33是采用igbt作為開關器件的單相橋式電壓型逆變電路。圖2.33 單相橋式pwm逆變電路單相橋式逆變電路雙極性pwm控制方式：在的半個周期內，三角波載波有正有負，所得pwm波也有正有負，其幅值只有兩種電平。同樣在調制信號和載波信號的交點時刻控制器件的通斷。正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。當時，給v1和v4導通信號，給v2和v3關斷信號。如0，v1和v4通，如0，vd1和vd4通，= 。當時，給v2和v3導通信號，給v1和v4關斷信號。如0，vd2和vd3通，=- 。這樣就得到圖2所示的雙極性的spwm波形。圖2.34是采用igbt作為開關器件的三相橋式電壓型逆變電路。圖2.34 三相pwm逆變電路當時，給v1導通信號，給v4關斷信號，；當時，給v4導通信號，給v1關斷信號，。 當給v1(v4)加導通信號時，可能是v1(v4)導通，也可能是vd1 ( vd4 )導通。、和的pwm波形只有兩種電平。波形可由、得出，當1和6通時，=，當3和4通時，=，當1和3或4和6通時，=0。、的波形可同理得出。2.3.2 svpwm 調制空間電壓矢量(space vector pwm)法和載波調制等方法不同，它是從電動機的角度出發(fā)，著眼于如何使電機獲得復制恒定的圓形磁場，即正弦磁通。它以三相對稱正弦波電壓供電時交流電動機的理想磁通圓為基準，用逆變器不同的開關模式所產生實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們比較的結果決定逆變器的開關，形成pwm波形。由于它把逆變器和電機看做一個整體來處理，所得模型簡單，便于微機實時控制，并具有轉矩脈動小，噪聲低，電壓利用率高的優(yōu)點，因此目前無論在開環(huán)控制系統(tǒng)還是閉環(huán)控制系統(tǒng)中均得到廣泛應用。svpwm是近年發(fā)展的一種比較新穎的控制方法，是由三相功率逆變器的六個功率開關元件組成的特定開關模式產生的脈寬調制波，能夠使輸出電流波形盡 可能接近于理想的正弦波形?？臻g電壓矢量pwm與傳統(tǒng)的正弦pwm不同，它是從三相輸出電壓的整體效果出發(fā)，著眼于如何使電機獲得理想圓形磁鏈軌跡。 svpwm技術與spwm相比較，繞組電流波形的諧波成分小，使得電機轉矩脈動降低，旋轉磁場更逼近圓形，而且使直流母線電壓的利用率有了很大提高，且更易于實現數字化。下面將對該算法進行詳細分析闡述。svpwm基本原理：svpwm 的理論基礎是平均值等效原理，即在一個開關周期內通過對基本電壓矢量加以組合，使其平均值與給定電壓矢量相等。在某個時刻，電壓矢量旋轉到某個區(qū)域中，可由組成這個區(qū)域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時間上的不同組合來得到。兩個矢量的作用時間在一個采樣周期內分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時間，使電壓空間矢量接近按圓軌跡旋轉，通過逆變器的不同開關狀態(tài)所產生的實際磁通去逼近理想磁通圓，并由兩者的比較結果來決定逆變器的開關狀態(tài)，從而形成pwm 波形。逆變電路如圖 2.35 示。設直流母線側電壓為udc，逆變器輸出的三相相電壓為ua、ub、uc，其分別加在空間上互差120的三相平面靜止坐標系上，可以定義三個電壓空間矢量 ua(t)、ub(t)、uc(t)，它們的方向始終在各相的軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律做變化，時間相位互差120。假設um為相電壓有效值，f為電源頻率，則有： （2-5）其中，則三相電壓空間矢量相加的合成空間矢量 u(t)就可以表示為： （2-6）可見 u(t)是一個旋轉的空間矢量，它的幅值為相電壓峰值的1.5倍，um為相電壓峰值，且以角頻率=2f按逆時針方向勻速旋轉的空間矢量，而空間矢量 u(t)在三相坐標軸（a，b，c）上的投影就是對稱的三相正弦量。圖 2.35 逆變電路由于逆變器三相橋臂共有6個開關管，為了研究各相上下橋臂不同開關組合時逆變器輸出的空間電壓矢量，特定義開關函數為： （2-7）(sa、sb、sc)的全部可能組合共有八個，包括6個非零矢量 ul(001)、u2(010)、u3(011)、u4(100)、u5(101)、u6(110)、和兩個零矢量 u0(000)、u7(111)，下面以其中一 種開關 組 合為 例分 析，假設， 此 時圖2.36 矢量u4（100） （2-8）求解上述方程可得：uan=2ud /3、ubn=-u d/3、ucn=-ud /3。同理可計算出其它各種組合下的空間電壓矢量，列表如下：表 2-1 開關狀態(tài)與相電壓和線電壓的對應關系sasbsc矢量符號線電壓相電壓uabubcucauanubnucn000u0000000100u4udc00110u6udcudc0010u20udcudc011u30udcudc001u100udc101u5udc0udc111u7000000圖 2.37 給出了八個基本電壓空間矢量的大小和位置其中非零矢量的幅值相同（模長為 2udc/3），相鄰的矢量間隔 60，而兩個零矢量幅值為零，位于中心。在每一個扇區(qū)，選擇相鄰的兩個電壓矢量以及零矢量，按照伏秒平衡的原則來合成每個扇區(qū)內的任意電壓矢量，即： （2-9）或者等效成下式： （2-10）其中，uref 為期望電壓矢量；t為采樣周期；tx、ty、t0分別為對應兩個非零電壓矢量 ux、uy 和零電壓矢量 u 0在一個采樣周期的作用時間；其中u0包括了u0和u7兩個零矢量。式（1-6）的意義是，矢量 uref 在 t 時間內所產生的積分效果值和 ux、uy、u 0 分別在時間 tx、ty、t0內產生的積分效果相加總和值相同。 由于三相正弦波電壓在電壓空間向量中合成一個等效的旋轉電壓，其旋轉速度是輸入電源角頻率，等效旋轉電壓的軌跡將是如圖1-3 所示的圓形。所以要產生三相正弦波電壓，可以利用以上電壓向量合成的技術，在電壓空間向量上，將設定的電壓向量由u4(100)位置開始，每一次增加一個小增量，每一個小增量設定電壓向量可以用該區(qū)中相鄰的兩個基本非零向量與零電壓向量予以合成，如此所得到的設定電壓向量就等效于一個在電壓空間向量平面上平滑旋轉的電壓空間向量，從而達到電壓空間向量脈寬調制的目的。svpwm 法則推導：三相電壓給定所合成的電壓向量旋轉角速度為，旋轉一周所需的時 間為 ；若載波頻率是 ，則頻率比為 。這樣將電壓旋轉平面等 切 割 成 個 小 增 量 ，亦 即 設 定 電 壓 向 量 每 次 增 量 的 角 度 是 ： （2-11）今假設欲合成的電壓向量uref 在第區(qū)中第一個增量的位置，如圖2.38所示，欲用 u4、u6、u0 及 u7 合成，用平均值等效可得： （2-12）圖2.38 電壓空間向量在第區(qū)的合成與分解在兩相靜止參考坐標系（，）中，令 uref 和 u4 間的夾角是，由正弦定理可得： （2-13）因為 |u 4 |=|u 6|=2udc/3 ，所以可以得到各矢量的狀態(tài)保持時間為： （2-14）式中 m 為 svpwm 調制系數（調制比）， m=|uref|/udc 。而零電壓向量所分配的時間為：t7=t0=(ts-t4-t6 ) /2 （2-15）或t7 =(ts-t4-t6 ) （2-16）得到以 u4、u6、u7 及 u0 合成的 uref 的時間后，接下來就是如何產生實際的脈寬調制波形。在svpwm 調制方案中，零矢量的選擇是最具靈活性的，適當選擇零矢量，可最大限度地減少開關次數，盡可能避免在負載電流較大的時刻的開關動作，最大限度地減少開關損耗。一個開關周期中空間矢量按分時方式發(fā)生作用，在時間上構成一個空間矢量的序列，空間矢量的序列組織方式有多種，按照空間矢量的對稱性分類，可分為兩相開關換流與三相開關換流。下面對常用的序列做分別介紹。7段式svpwm：我們以減少開關次數為目標，將基本矢量作用順序的分配原則選定為：在每次開關狀態(tài)轉換時，只改變其中一相的 開關狀態(tài)。并且對零矢量在時間上進行了平均分配，以使產生的 pwm 對稱，從而有效地降低 pwm 的諧波分量。當 u4(100)切換至 u0(000)時，只需改變 a 相上下一對切換開關，若由 u4(100)切換至 u7(111)則需改變 b、c 相上下兩對切換開關，增加了一倍的切換損失。因此要改變電壓向量 u4(100)、u2(010)、 u1(001)的大小，需配合零電壓向量 u0(000)，而要改變 u6(110)、u3(011)、u5(100)， 需配合零電壓向量 u7(111)。這樣通過在不同區(qū)間內安排不同的開關切換順序， 就可以獲得對稱的輸出波形，其它各扇區(qū)的開關切換順序如表 2-2 所示。表 2-2 uref 所在的位置和開關切換順序對照序uref 所在的位置開關切換順序三相波形圖區(qū)（060）0-4-6-7-7-6-4-0區(qū)（60120）0-2-6-7-7-6-2-0區(qū)（120180）0-2-3-7-7-3-2-0區(qū)（180240）0-1-3-7-7-3-1-0區(qū)（240300）0-1-5-7-7-5-1-0區(qū)（300360）0-4-5-7-7-5-4-0以第扇區(qū)為例，其所產生的三相波調制波形在時間 ts 時段中如圖所示，圖中電壓向量出現的先后順序為 u0、u4、u6、u7、u6、u4、u0，各電壓向量的三相波形則與表1-2 中的開關表示符號相對應。再下一個 ts 時段，uref 的角度增加一個，利用式（1-9）可以重新計算新的 t0、t4、t6 及 t7 值，得到新的 合成三相類似新的三相波形；這樣每一個載波周期ts就會合成一個新的矢量，隨著的逐漸增大，uref 將依序進入第、區(qū)。在電 壓向量旋轉一周期后，就會產生 r 個合成矢量。5段式svpwm：對7段而言，發(fā)波對稱，諧波含量較小，但是每個開關周期有6次開關切換，為了進一步減少開關次數，采用每相開關在每個扇區(qū)狀態(tài)維持不變的序列安排，使得每個開關周期只有3次開關切換，但是會增大諧波含量。具體序列安排見下表。表2-3 uref 所在的位置和開關切換順序對照序uref 所在的位置開關切換順序三相波形圖區(qū)（060）4-6-7-7-6-4區(qū)（60120）2-6-7-7-6-2區(qū)（120180）2-3-7-7-3-2區(qū)（180240）1-3-7-7-3-1區(qū)（240300）1-5-7-7-5-1區(qū)（300360）4-5-7-7-5-4svpwm 控制算法：通過以上 svpwm 的法則推導分析可知要實現svpwm信號的實時調制，首先需要知道參考電壓矢量 uref 所在的區(qū)間位置，然后利用所在扇區(qū)的相鄰兩電壓矢量和適當的零矢量來合成參考電壓矢量。圖2.38是在靜止坐標系（，）中描述的電壓空間矢量圖，電壓矢量調制的控制指令是矢量控制系統(tǒng)給出的矢量信號 uref，它以某一角頻率在空間逆時針旋轉，當旋轉到矢量圖的某個 60扇區(qū)中時，系統(tǒng)計算該區(qū)間所需的基本電壓空間矢量，并以此矢量所對應的狀態(tài)去驅動功率開關元件動作。當控制矢量在空間旋轉 360后，逆變器就能輸出一個周期的正弦波電壓。合成矢量 uref 所處扇區(qū) n 的判斷：空間矢量調制的第一步是判斷由 u 和 u所決定的空間電壓矢量所處的扇區(qū)。假定合成的電壓矢量落在第 i 扇區(qū)，可知其等價條件如下：0arctan(u/u)0 ，u0 且u/ u0 ， 且u/ |u|u0 且-u/ uu0 ，u0 且u/ uuu0 ，u0 且-u/u0 ，則 a=1，否則 a=0； 若u 20 ，則 b=1，否則