電流型運(yùn)放及應(yīng)用(中文版)_intersil.doc

電流反饋運(yùn)放理論及應(yīng)用By：惜荷介紹電流反饋運(yùn)放（CFA）犧牲了電壓反饋運(yùn)放（VFA）的直流精度，換來(lái)了閉環(huán)下大的壓擺率以及帶寬與閉環(huán)增益無(wú)關(guān)。雖然電流反饋運(yùn)放相對(duì)于電壓反饋運(yùn)放直流精度不好，但是可以在比較大的動(dòng)態(tài)范圍下以直流耦合使用在視頻應(yīng)用中。由于部分電流反饋運(yùn)算放大器可以達(dá)到接近GHz的帶寬范圍，高頻放大器必須交流耦合的時(shí)代成為過(guò)去。CFA的壓擺率不受在VFA中線性上升速率的限制，所以轉(zhuǎn)換速度更高，上升/下降時(shí)間短而且互調(diào)失真小。本文中的反饋理論來(lái)自intersil的AN9415應(yīng)用筆記“Feedback, Op Amps and Compensation”文中的方程及術(shù)語(yǔ)與相關(guān)應(yīng)用筆記中相同，除了反向輸入阻抗用ZG而不是Z1或是Zi表示，因?yàn)檫@已經(jīng)在CFA廣泛被接受。反饋方程如Figure 1框圖所示，在不考慮各部分輸入輸出阻抗匹配的情況下可得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。就是說(shuō)上一級(jí)的輸出阻抗遠(yuǎn)小于輸入阻抗，這種假設(shè)在一兩個(gè)數(shù)量級(jí)內(nèi)是準(zhǔn)確的。解方程EQ.1、EQ.2、EQ.3得EQ.4、EQ.5，這兩個(gè)方程就是反饋系統(tǒng)的方程。開(kāi)環(huán)增益A一般由像運(yùn)放這樣的有源器件決定，反饋系數(shù)通常只包含無(wú)源器件。由于開(kāi)環(huán)增益A接近與無(wú)窮，A遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于1，忽略EQ.4分母上的1則得EQ.6.V0/Vi稱(chēng)作閉環(huán)增益。由于EQ.6不包含直接增益A，所以閉環(huán)增益與獨(dú)立與放大器的參數(shù)（A）無(wú)關(guān)，這是反饋電路的主要優(yōu)點(diǎn)。方程EQ.4可用于分析反饋電路的穩(wěn)定性，幾乎所有這類(lèi)電路都可以化簡(jiǎn)為上述框圖形式。易知反饋是否穩(wěn)定取決與分母是否為0.由EQ.4、EQ.8當(dāng)環(huán)路增益A模為1，且相位為-180度是方程EQ.4左邊由于分母為零，變得沒(méi)有意義。這將導(dǎo)致在該頻率下的震蕩頻率下震蕩。如果在諧振頻率處環(huán)路增益比一大一點(diǎn)，有可能由于有源器件的飽和而是環(huán)路增益變?yōu)?.如果環(huán)路增益比1大很多，會(huì)出現(xiàn)非線性失真。防止不穩(wěn)定的情況出現(xiàn)是反饋電路設(shè)計(jì)的基本原則。一個(gè)好的開(kāi)始是找一種簡(jiǎn)單的計(jì)算方法。Figure2表明環(huán)路增益可以在輸出開(kāi)路、輸入短路時(shí)，在如圖所示的地方斷開(kāi)測(cè)量在輸入VTI是輸出VTO計(jì)算環(huán)路增益。穩(wěn)性定方程CFA模型如Figure3所示。同相輸入端接入輸入緩沖器，所以他的輸入阻抗非常大。反相輸入端為緩沖器的輸出端，ZB是緩沖器的輸出阻抗，通常非常小，一般小于50歐。由于現(xiàn)代集成電路工藝的發(fā)展，緩沖器的增益GB非常接近于1，但是總是小于1. 這使GB的影響遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于跨阻Z，可以忽略不計(jì)。輸出緩沖器輸出阻抗必須比較小。他的增益Gout也為1，基于同樣的原因其增益誤差也可以忽略。沒(méi)有容性負(fù)載時(shí)輸出阻抗ZOUT也可以忽略，除非要求在驅(qū)動(dòng)小負(fù)載而且要求較高的直流精度。可由Figure4建立同相和反相時(shí)的穩(wěn)態(tài)方程。穩(wěn)定性是環(huán)路增益A的一個(gè)屬性，不受放大器輸入輸出的影響。在X處把環(huán)路斷開(kāi)，接入測(cè)試信號(hào)VTI，然后計(jì)算輸出信號(hào)VTO，得出穩(wěn)態(tài)方程。為計(jì)算方便把電路圖重畫(huà)到Figure5，可以看到輸出緩沖和其等效輸出阻抗沒(méi)有畫(huà)出，這是因?yàn)樗麄兊挠绊懣梢院雎圆挥?jì)。雖然輸入緩沖器也畫(huà)出了，由于前面體到的原因，分析時(shí)并未考慮器增益誤差。Figure5的電路方程如下：由EQ.10和EQ.12聯(lián)立得：EQ.11除以EQ.13得穩(wěn)定性方程：下面先介紹同相和反相輸入模型及穩(wěn)定性方程，然后同時(shí)討論同相和反相輸入時(shí)的穩(wěn)定性方程。同相輸入時(shí)模型和方程有Figure6得：有上述方程聯(lián)立得如EQ.4形式的方程：同相輸入框圖如Figure7所示反相輸入時(shí)模型和方程有Figure8得：有上述方程聯(lián)立得如EQ.4形式的方程：同相輸入框圖如Figure9所示穩(wěn)定性EQ.8是測(cè)試穩(wěn)定與否的標(biāo)準(zhǔn)條件，但是也有其他的方法判斷電路的穩(wěn)定。本文用的是波特圖的方法，就是在對(duì)數(shù)坐標(biāo)系中畫(huà)出環(huán)路增益?！癋eedback, Op Amps and Compensation”中簡(jiǎn)單的介紹了波特圖。在圖中幅頻特性和相頻特性用對(duì)數(shù)坐標(biāo)畫(huà)出，假如環(huán)路增益降到0dB在相差到達(dá)180度之前，則電路是穩(wěn)定的，在實(shí)際應(yīng)用中相移應(yīng)該小于140度，即留有40度的相位裕度以獲得更好的性能。一個(gè)波特圖的示例如Figure10所示。如圖所示，直流增益為20dB，即放大倍數(shù)為10. -3dB拐點(diǎn)在=1/RC處，此時(shí)相移為-45度。這種電路不可能不穩(wěn)定因?yàn)樽畲笙嘁浦挥?0度。在希望或不希望的情況下，CFA常常震蕩，因此在環(huán)路中至少有2個(gè)極點(diǎn)。事實(shí)上，在環(huán)路傳遞函數(shù)中通常有多個(gè)極點(diǎn)，但是基于下面兩個(gè)原因通常只選兩個(gè)代表性的極點(diǎn)計(jì)算。一是兩個(gè)極點(diǎn)就可以很好的描述實(shí)際的電路，二是兩個(gè)極點(diǎn)運(yùn)算比較簡(jiǎn)單且容易理解。EQ.14為CFA的穩(wěn)定性方程，轉(zhuǎn)換為dB有：穩(wěn)定性的判斷方法是畫(huà)出其波特圖。穩(wěn)態(tài)方程中20log|A|，可以寫(xiě)為20log（x/y）=20logx-20logy的形式。于是EQ.23的分子分母就可以分開(kāi)來(lái)處理，然后在波特圖中相加。這樣做是為了單獨(dú)處理不同的變量，便于分析他單獨(dú)的影響。Figure11畫(huà)出了EQ.23和EQ.24的波特圖其中（）假如20log|ZF+ZB/ZF|ZG|等于0dB電路將振蕩，因?yàn)榇藭r(shí)相差以到達(dá)-180度在20log|Z|降到0之前。由于20log|ZF+ZB/ZF|ZG|=61.1dB,把20log|Z|向下平移61.1dB，到最大為58.9dB處，電路是穩(wěn)定的，因?yàn)榇藭r(shí)0dB處相移為-120度或是說(shuō)有60度的相位裕度。若ZB=0歐姆，ZF=RF,即A = Z/RF，在這種特殊情況下，穩(wěn)定性取決于Z和RF，而且RF總可以取適當(dāng)?shù)闹凳闺娐贩€(wěn)定。推論一：ZF(1+ZB/ZF|ZG)是影響穩(wěn)定性的主要因素。其中反饋電阻是影響穩(wěn)定性的最主要因素。選擇合適的RF可以在帶寬與增益峰值之間選擇；60度相位裕度相當(dāng)于約10%或0.83dB的過(guò)沖。推論二：由于輸入緩沖的輸出阻抗ZB相對(duì)于反饋電阻較小，而且還要乘以1/ZF|ZG，所以ZB的對(duì)穩(wěn)定性的影響較小。重寫(xiě)EQ.14為A = Z/(ZF+ZB(1+RF/RG)得推論三：閉環(huán)增益對(duì)穩(wěn)定性影響較小，這是因?yàn)槠湟艘韵鄬?duì)于ZF較小的ZB。由于推論三許多人認(rèn)為電流反饋型運(yùn)放的閉環(huán)增益與帶寬無(wú)關(guān)，但是上述觀點(diǎn)成立與否取決于ZB和ZF的相對(duì)取值。電流反饋型運(yùn)放以閉環(huán)GCL增益為1為特點(diǎn)。閉環(huán)增益增加電路更加穩(wěn)定，而且適當(dāng)降低ZF可獲得部分帶寬。設(shè)A1、AN分別為閉環(huán)路增益為1、N時(shí)的環(huán)路增益，令A(yù)1=AN；這使穩(wěn)定性不變。EQ.14重寫(xiě)為EQ.25并得出EQ.27：對(duì)于HA5020在閉環(huán)增益為1時(shí)，假設(shè)Z = 6M歐、ZF1=1k歐、ZB=75歐則得ZF2=925歐姆。然而實(shí)驗(yàn)表明ZF2=681歐時(shí)有最好的效果，計(jì)算與實(shí)際產(chǎn)生差異的原因在于ZB的值與頻率有關(guān)，并且這會(huì)在傳遞函數(shù)中引入一個(gè)零點(diǎn)，對(duì)電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生較大影響。ZB與頻率的關(guān)系如下：在低頻時(shí)hIB=50歐、RB/(0+1)=25歐得ZB =75歐，但是在高頻時(shí)ZB由EQ.28決定。因?yàn)樵贜PN和PNP晶體管中0和T，導(dǎo)致計(jì)算復(fù)雜，且與輸出電壓的極性有關(guān)。在Figure12和Figure13中畫(huà)出了HA5020的跨阻Z和ZB。由圖中可以看出Z在20MHz時(shí)開(kāi)始下降，說(shuō)明在此處有一個(gè)零點(diǎn)。ZB在65MHz處也有一個(gè)零點(diǎn)。兩條曲線是相關(guān)的，得到他們的精確的數(shù)學(xué)關(guān)系式是困難的，所以為了獲得最好的性能需要大量的實(shí)驗(yàn)。有了EQ.27就有了設(shè)計(jì)電路好的出發(fā)點(diǎn)，但是寄生參數(shù)還有各個(gè)參數(shù)的相互影響會(huì)使電路性能下降。經(jīng)過(guò)理論分析之后，必須仔細(xì)考慮布線以獲得最佳的電路性能。然后需要小心的測(cè)試是否滿足要求，更重要的是測(cè)試是不是有設(shè)計(jì)中沒(méi)有考慮到的因素。性能分析Table1表明電流型運(yùn)放和電壓型運(yùn)放的閉環(huán)增益是相同的，但是直接增益和環(huán)路增益卻有相當(dāng)大的差別。電壓型運(yùn)放環(huán)路增益包含ZF/ZI(ZI相當(dāng)于ZG)。由于閉環(huán)增益和環(huán)路增益包含相同的部分，所以他們不是相互獨(dú)立的。環(huán)路增益方程包含放大器增益a，所以閉環(huán)增益也是a的一個(gè)函數(shù)。因?yàn)榉糯笃鞯脑鲆骐S頻率的增大而增大，所以直接增益會(huì)隨頻率的上升而降低，直到在他等于閉環(huán)增益。在單極點(diǎn)系統(tǒng)中這個(gè)交叉點(diǎn)總是出現(xiàn)在-20dB/10倍程的衰減上。這就是電壓型運(yùn)放的帶寬增益積為常數(shù)的原因。電流型運(yùn)放的跨阻也是頻率的函數(shù)，他也出現(xiàn)在環(huán)路增益和閉環(huán)增益方程EQ.18、EQ.22中。增益設(shè)定阻抗ZF和ZG之比沒(méi)有出現(xiàn)在環(huán)路增益中，除非考慮更高數(shù)量級(jí)的近似時(shí)ZB的影響，所以ZF可以隨意調(diào)整以得到更高的帶寬。這就是電流型運(yùn)放帶寬與增益相對(duì)獨(dú)立的原因。當(dāng)ZB成為影響環(huán)路增益的一個(gè)重要部分時(shí)電流型運(yùn)放的帶寬增益積也為常數(shù)。把EQ.5寫(xiě)為EQ.29可以看出信號(hào)等效到輸入端的誤差是任何反饋系統(tǒng)環(huán)路增益的函數(shù)。當(dāng)電壓型運(yùn)放在閉環(huán)增益為+1時(shí)，環(huán)路增益A=a。像HA2841這樣直流增益為50000的運(yùn)放很普通，所以器直流增益精度為1/50000=0.002%。一個(gè)好的電流型運(yùn)放跨阻Z=6M歐，ZF = 1k歐，所以其直流精度只有1075/6M=0.02%。電流型運(yùn)放常常犧牲直流精度換取穩(wěn)定。直流精度是OP放大器可以獲得的最好精度，因?yàn)殡S著頻率的上升，增益a或是跨阻Z都會(huì)降低。電壓型運(yùn)放的帶寬增益積為常數(shù)所以當(dāng)頻率增長(zhǎng)當(dāng)某個(gè)值時(shí)其直接增益開(kāi)始降低，然后電流型運(yùn)放也會(huì)損失增益。于是電壓型運(yùn)放和電流型運(yùn)放幅頻特性曲線存在一個(gè)交點(diǎn)，在此處他們的交流精度相同。當(dāng)超過(guò)這個(gè)頻率時(shí)電流型運(yùn)放的精度好于電壓型。電壓型運(yùn)放的輸入級(jí)為差分晶體管，這使減小偏流的影響變得非常簡(jiǎn)單，所以只有失調(diào)電流的影響。現(xiàn)在最受推崇的方法是在同相端插入一個(gè)阻值等于反饋電阻和輸入電阻并聯(lián)的電阻，使偏流轉(zhuǎn)換為共模電壓。電壓型運(yùn)放有很好的共模抑制比，所以偏流的影響可以消除。而電流型運(yùn)放的輸入端一個(gè)為晶體管的基極而另一端輸出阻抗低。這解釋了為什么輸入電流不能抵消以及同相端輸入阻抗高而反相端輸入阻抗低。某些電流型運(yùn)放向HFA1120有調(diào)整失調(diào)電流的管腳。新一代的電流型運(yùn)放正在尋找提高直流精度的方法。輸入電容在反相輸入端對(duì)地加一個(gè)電容，則阻抗ZG變?yōu)镽G/(sRGCG+1），EQ.14重寫(xiě)為EQ.30，然后代入ZG的EQ.31?？梢?jiàn)在環(huán)路增益中又會(huì)引入一個(gè)新的極點(diǎn)：如果它離Z的極點(diǎn)很近就有可能引起震蕩。由于ZB非常小所以極點(diǎn)在比較高的頻率，當(dāng)CG變大時(shí)極點(diǎn)將會(huì)移向Z的極點(diǎn)，電路可能變得不穩(wěn)定。假如ZB=RB，ZF=RF，ZG=RG|CG，方程EQ.30變?yōu)椋悍答侂娙菰诜答侂娮枭喜⒙?lián)一個(gè)反饋電容，則ZF=RF/(sRFCF+1)。把ZF代入EQ.30，得EQ.32：得到的環(huán)路增益有一個(gè)新的零點(diǎn)和極點(diǎn)，于是電路是否震蕩取決于極點(diǎn)相對(duì)于零點(diǎn)的位置。電流型運(yùn)放包含反饋電容時(shí)的環(huán)路增益如Figure14所示。復(fù)合曲線到達(dá)0dB時(shí)斜率為-40dB/10倍程。于是就有足夠的時(shí)間積累相位差，它將變得不穩(wěn)定。如果新的極點(diǎn)出現(xiàn)在比Z的極點(diǎn)頻率高出很多的位置，則Z的極點(diǎn)起主要作用，有可能是電路穩(wěn)定。但是在這種情況下CF非常小才能使電路穩(wěn)定。在實(shí)際中只要電容足夠大，幾乎任何反饋電容都會(huì)使電路振蕩。在有些情況下，零點(diǎn)恰好出現(xiàn)在A曲線的0dB處，在這種情況下會(huì)使相位差減小，抵消極點(diǎn)對(duì)相位差的影響。這樣電路更加穩(wěn)定，極點(diǎn)將出現(xiàn)在曲線經(jīng)過(guò)0dB之后。計(jì)算CG和CF在同時(shí)考慮輸入電容和反饋電容(連接方式同上兩節(jié))時(shí)的方程EQ.33：可見(jiàn)加入零點(diǎn)和極點(diǎn)相消，電路的交流特性將取決于Z，此時(shí)需要滿足：EQ.35為EQ.34化簡(jiǎn)得到的。雖然RB與頻率有關(guān)，電容的選取非常的不容易，但是經(jīng)過(guò)精心的調(diào)整，這確實(shí)有用。根據(jù)墨菲定律，任何不穩(wěn)定都會(huì)導(dǎo)致震蕩，所以最好減小電容的值?？偨Y(jié)電流型運(yùn)放不像電壓型運(yùn)放那樣帶寬增益積為常數(shù)，所以反饋電阻可以隨意調(diào)整使得電路在給定增益的條件下獲得最好的性能。電流型運(yùn)放的穩(wěn)定性主要決定于反饋電阻，所以需要確定增益后根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)上給出的值選用。減小RF雖然可能引起振蕩，但是可使帶寬增加，增益RF有相反的效果。在電流型運(yùn)放中RF的選取非常的嚴(yán)格，根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)上給出的值選用，并且精心的測(cè)試與調(diào)整是一個(gè)良好的開(kāi)始。ZF越小帶寬越大，但是穩(wěn)定性越不好，此時(shí)在反饋電阻上加一個(gè)二極管或是電容會(huì)引起電流型運(yùn)放的振蕩。在設(shè)計(jì)電流型運(yùn)放電路是實(shí)驗(yàn)是不能少的，因?yàn)樵S多性能都來(lái)自于電路設(shè)計(jì)。制造商的推薦電路可使設(shè)計(jì)簡(jiǎn)化。Intesil樂(lè)意好的設(shè)計(jì)電路，已經(jīng)能夠提供評(píng)估板?？梢宰鳛樵O(shè)計(jì)參考，使用時(shí)注意地平面還有接地技術(shù)。這些電