LTE系統(tǒng)中的OFDMA和SC-FDMA技術及PAPR.doc

LTE系統(tǒng)中的OFDMA和SC-FDMA技術及PAPR中文摘要 本文主要介紹了OFDM(正交頻分復用)技術的基本原理以及它的特點，從而引出OFDM適應4G的原因所在；闡述了OFDM系統(tǒng)中高峰均比的問題以及抑制PAPR的問題；最后介紹了OFDMA和SC-FDMA的原理。關鍵詞：OFDM；峰均比；OFDMA；SC-FDMA 目 錄1LTE物理層技術31.1LTE系統(tǒng)物理層31.1.1物理信道與調制31.1.2物理層主要傳輸技術32OFDM原理42.1OFDM提出的必要性42.2OFDM技術的基本原理53OFDM技術中PAPR問題73.1 PAPR產生的原因73.2 降低PAPR的方法83.3降低PAPR的仿真分析93.3.1壓縮擴展變化原理94OFDMA124.1 OFDMA的原理124.2OFDMA的發(fā)射機和接收機135SC-FDMA155.1 SC-FDMA的原理155.2SC-FDMA的發(fā)射機和接收機161 LTE物理層技術1.1 LTE系統(tǒng)物理層1.1.1 物理信道與調制 LTE 系統(tǒng)目前定義了5種下行物理信道: 物理下行共享信道PDSCH、物理廣播信道PBCH、物理多播信道PMCH、物理控制格式指示信道PCFICH、物理下行控制信道PDCCH。系統(tǒng)還定義了3種上行物理信道: 物理隨機接入信道PRACH、物理上行共享信道PUSCH、物理上行控制信道 PUCCH。LTE 下行主要采用QPSK、16QAM、64QAM三種調 制 方 式 , 上 行 主 要 采 用 BPSK、 QPSK、 8PSK 和16QAM。針對廣播業(yè)務, 3GPP提出了一種獨特的分層調制方式。其基本思想是, 在應用層將一個邏輯業(yè)務分成兩個數(shù)據(jù)流, 一個是高優(yōu)先級的基本層, 另一個是低優(yōu)先級的增強層。在物理層, 這兩個數(shù)據(jù)流分別映射到信號星座圖的不同層。由于基本層數(shù)據(jù)映射后的符號距離比增強層的符號距離大, 因此基本層的數(shù)據(jù)流可以被包括遠離基站和靠近基站的用戶接收, 而增強層的數(shù)據(jù)流只能被靠近基站的用戶接收。也就是說, 同一個邏輯業(yè)務可以在網(wǎng)絡中根據(jù)信道條件的優(yōu)劣提供不同等級的服務。除了物理信道之外, 還有一些物理信號專門用來承載僅與物理層過程有關的信息, 如參考信號、同步信號等, 它們對高層而言不是直接可見的, 但從系統(tǒng)功能的觀點來講是必需的。1.1.2 物理層主要傳輸技術 上行SC-FDMA的實現(xiàn)，盡管OFDM技術具有頻譜效率高、帶寬擴展性強、抗多徑衰落能力強等優(yōu)點,但由于OFDM系統(tǒng)功率峰均比(PAPR)較高,從而增加發(fā)射機功放的成本和耗電量,不利于上行鏈路的實現(xiàn)。因此,在3GPP LTE系統(tǒng)中,上行傳輸方案采用帶循環(huán)前綴的SC-FDMA。SC-FDMA是一種新型的單載波頻分多址方式,作為寬帶移動通信上行鏈路解決方案,它支持擴頻技術、頻域均衡方法以及多用戶復用的通信場景。上行SC-FDMA信號可以用/時域0和/頻域0兩種方法生成。時域處理的SC-FDMA有兩種實現(xiàn)形式:一種是將已調制符號數(shù)據(jù)塊先重復級聯(lián),再添加循環(huán)前綴,接著經過成形濾波后,通過用戶特定的頻譜搬移,實現(xiàn)頻分多址。采用這種實現(xiàn)方式的系統(tǒng)稱為交織頻分復用多址(IFDMA)系統(tǒng),其傳輸信號具有離散頻譜。另一種是將已調制符號數(shù)據(jù)塊直接添加循環(huán)前綴,經過成形濾波后,再通過用戶指定的頻譜搬移,實現(xiàn)頻分多址,其傳輸信號具有連續(xù)頻譜。頻域生成方法主要是DFT-S-OFDM和DFT-S-GMC兩種。基于離散傅里葉變換擴頻的正交頻分復用多址(DFT-S-OFDM)是在OFDM的IFFT調制之前對信號進行DFT擴展,如圖1所示。由于DFT-S-OFDM將每個數(shù)據(jù)符號擴頻到所有分配的子載波上傳輸,從而使得其傳輸信號具有單載波信號的特性。圖12 OFDM原理2.1 OFDM提出的必要性 在21世紀,移動通信技術和市場飛速發(fā)展,在新技術、市場需求的共同作用下,出現(xiàn)了第三代移動通信系統(tǒng)-3G, 3G中采用碼分多址(CDMA)技術來處理多徑問題,以獲得多徑分集增益。然而在該體制中,多徑干擾和多用戶干擾始終并存,在用戶數(shù)較多的情況下,實現(xiàn)多用戶檢測是非常困難的。并且CDMA本身是一個自擾系統(tǒng),所有的移動用戶都占用相同的帶寬和頻率,所以在系統(tǒng)容量有限的情況下,用戶數(shù)越多就越難達到較高的通信速率,因此3G系統(tǒng)所提供的2Mb/s帶寬是共享式的,當多個用戶同時使用時,平均每個用戶可使用的帶寬遠低于2Mb/s,而這樣的帶寬并不能滿足移動用戶對一些多媒體業(yè)務的需求。不同領域技術的綜合與協(xié)作,伴隨著全新無線寬帶技術的智能化,以及定位于用戶的新業(yè)務,這一切必將繁衍出新一代移動通信系統(tǒng)4G。相比于3G, 4G可以提供高達100Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率,支持從語音到數(shù)據(jù)的多媒體業(yè)務,并且能達到更高的頻譜利用率以及更低的成本。為了達到以上目標, 4G中必須采用其他相對于3G中的CDMA這樣的突破性技術,尤其是要研究在移動環(huán)境和有限頻譜資源條件下,如何穩(wěn)定、可靠、高效地支持高數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)傳輸。因此,在4G移動通信系統(tǒng)中采用了正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing OFDM)技術作為其核心技術,它可以在有效提高傳輸速率的同時,增加系統(tǒng)容量、避免高速引起的各種干擾,并具有良好的抗噪聲性能、抗多徑信道干擾和頻譜利用率高等優(yōu)點。2.2 OFDM技術的基本原理OFDM的英文全稱為Orthogonal Frequency Division Multiplexing,中文含義為正交頻分復用技術OFDM技術屬于多載波調制(Multi-Carrier Modulation, MCM)的一種,是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術。無線信道的頻率響應曲線通常是非平坦的,而OFDM技術的主要思想就是在頻域內將給定信道分成許多正交子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調制,并且各子載波并行傳輸。這樣,每條鏈路都可以獨立調制,因而該系統(tǒng)不論在上行還是在下行鏈路上,都可以容易地同時容納多種混合調制方式。因此,盡管總的信道是非平坦的,且具有頻率選擇性,但是每個子信道是相對平坦的,在每個子信道上進行的是窄帶傳輸,信號帶寬小于信道的相應帶寬,這樣就可以大大消除信號波形間的干擾。由于在OFDM系統(tǒng)中各個子信道的載波相互正交,于是它們的頻譜是相互重疊的,這樣不但減小了子載波間的相互干擾,同時又提高了頻譜利用率。由于這種技術具有在雜波干擾下傳送信號的能力,因此常常會被利用在容易被外界干擾或者抵抗外界干擾能力較差的傳輸環(huán)境中。由于多徑傳播效應會造成接收信號相互重疊,產生信號波形間的相互干擾,形成符號間干擾(Inter symbol Interference, ISI),如果每個子信道的帶寬被劃分的足夠窄,每個子信道的頻率特性就可近似看作是平坦的因此,每個子信道都可看作無符號間干擾的理想信道。這樣,在接收端不需要使用復雜的信道均衡技術即可對接收信號可靠地進行解調。在OFDM系統(tǒng)中,通過在OFDM符號之間插入保護間隔來保證頻域子信道之間的正交性,以及消除由于多徑傳播效應所引起的OFDM符號間的干擾。因此,OFDM特別適合于在存在多徑衰落的移動無線信道中高速傳輸數(shù)據(jù)。OFDM的原理框圖如2所示。圖2如圖2所示,原始高速率比特流經過串/并變換后變?yōu)槿舾山M低速率的比特流d(M),這些d(M)經過調制后變成了對應的頻域信號,然后經過加循環(huán)前綴、D/A變換，通過RF發(fā)送出去;經過無線信道的傳播后,在接收機以與發(fā)送機相反的順序接收解調下來,從而得到原發(fā)送信號。圖2中d(M)為第M個調制碼元;圖中的OFDM已調制信號D(t)的表達式為: (1)式(1)中:T為碼元周期加保護時間; 為各子載波的頻率,可表示為: (2)式(2)中: 為最低子載波頻率; 為碼元周期。在發(fā)射端,發(fā)射數(shù)據(jù)經過常規(guī)QAM調制形成基帶信號。然后經過串并變換成M個子信號,這些子信號再調制相互正交的M個子載波,其中/正交0表示的是載波頻率間精確的數(shù)學關系,其數(shù)學表示為,最后相加成OFDM發(fā)射信號。實際的輸出信號可表示為: 在接收端,輸入信號分成M個支路,分別用M個子載波混頻和積分,恢復出子信號,再經過并串變換和常規(guī)QAM解調就可以恢復出數(shù)據(jù)。由于子載波的正交性,混頻和積分電路可以有效地分離各子載波信道,如下式所示:式中d(m )為接收端第m支路子信號。3 OFDM技術中PAPR問題3.1 PAPR產生的原因 OFDM技術缺點之一是信號存在較高的峰值平均功率比(PAPR).由于OFDM信號是由多個相互獨立的子載波組成,隨著子載波數(shù)的增加,其波形的幅值呈高斯分布.結果,OFDM信號的峰值功率要比平均功率大得多。高峰平比信號通過前端功放時,為了避免信號的非線性失真與帶外頻譜再生,需要功放具有比較大的線性范圍,使得功放有較大的回退,功放效率比較低.這已經成為OFDM技術實用化的一大障礙。對于包含N個子載波的OFDM系統(tǒng)來說,經過IFFT計算得到的功率歸一化(方差為1)的復基帶子信號為: (3)其中，是數(shù)據(jù)符號，N是子載波個數(shù)。 OFDM系統(tǒng)的峰均比是指信號峰值功率與平均功率的比值，OFDM復合的PAPR定義為： (4)其中,是IFFT之后所得到的輸出子信號,見式(3)。E.表示均值?？梢姰擭個子載波都以相同的相位求和時,所得到的OFDM符號中子信號的峰值功率就是平均功率的N倍,因此基帶信號的最大峰均功率比可以為。當N較大時,如圖3所示(N=16)的情況中,這是一種極端的情況,對于輸入信號是隨機信號的情況,出現(xiàn)這種高峰值的可能性很小,但也說明OFDM系統(tǒng)的峰均功率比很高。 圖3 N=16的OFDM系統(tǒng)存在較大PAPR的問題3.2 降低PAPR的方法 目前已經提出很多種降低峰均功率比的方法,例如限幅、限幅濾波、編碼、音調保留(TR)、音調注入(TI)、有效星座擴展(ACE)及多信號表示法包括部分傳送序列(PTS)、選擇性映射(SLM)等。抑制峰均功率比的方法大致可以分為3類:(1)信號預畸變技術:在信號放大之前,先對功率值大于門限的信號進行非線性畸變,包括限幅、峰值加窗和峰值消除等操作,好處是直觀、簡單,但信號畸變對系統(tǒng)性能造成的損害是不可避免的。首先,對系統(tǒng)造成自身干擾,導致系統(tǒng)的BER性能惡化;其次,非線性畸變會引起帶外輻射功率的增加,實際上限幅操作可以認為是OFDM采用符號與矩形窗函數(shù)相乘,如果OFDM信號的幅值小于門限值,則矩形窗函數(shù)的幅值為1;如果信號幅值需要被限幅,該窗函數(shù)的幅值應該小于1,根據(jù)時域相乘等效于頻域卷積的原理,經過限幅的OFDM符號的頻譜等同原始的OFDM符號頻譜卷積窗函數(shù)頻譜,其帶外頻譜特性主要由兩者之間頻譜寬度較大的信號決定,也就是矩形窗函數(shù)的頻譜決定。(2)編碼方法:避免使用那些會造成大峰值功率信號的編碼組合,缺陷在于可供使用的編碼組合數(shù)量非常少,特別是當子載波數(shù)量N較大時,編碼效率很低,導致這一矛盾更加突出;(3)利用不同的加擾序列對OFDM符號加權處理,選擇PAPR較小的OFDM符號傳輸。各種方法都有不同程度上的性能、開銷與復雜度的折中。N-R構造信息矢量和抑制矢量滿足: 假設某一調制矢量使得峰均功率比得到最小,那么OFDM符號s(t)在調制矢量處的一階偏導數(shù)應該滿足: (5)抽取抑制矢量中的抑制元組成搜索矢量,分別沿各個矢量v(i)的方向搜索使得峰均功率比最小的解,使峰均功率比達到要求。3.3 降低PAPR的仿真分析3.3.1 壓縮擴展變化原理 壓縮擴展變換是一種基于數(shù)值變換的預失真方法。采用這種方法對大功率發(fā)射信號進行壓縮, 對小功率信號進行放大, 從而可以使得發(fā)射信號的平均功率相對保持不變。這樣不但可以減小 PAPR, 而且可以增強小功率信號的抗干擾能力。在接收端進行逆運算, 恢復原始數(shù)據(jù)信號。在 OFDM系統(tǒng)中, 經過 IFFT 變換的復基帶信號可以表示為: (6)對 X(k)進行壓縮變換 C(x), 分別定義 , V 為 C(x)的壓擴率和轉折點, 則經壓縮的信號 S(k)可表示為: (7)V 值的選擇將影響到輸出信號的功率大小。當 V=E|X(k)|時, 壓縮變換不改變信號的功率。在接收端對接收到的信號 R(k)實施 C 逆運算, 即: (8)使用壓縮擴展變換方法, 通過改變壓擴率 可以大大降低峰平比, 但同時也降低了系統(tǒng)的誤碼率性能。圖 4給出了不同值下壓縮擴展變換的PAPR。值越大, 降低 PAPR 的效果越好。圖4 在不同值下壓縮擴展變換的PAPR但據(jù)圖 5可以看出系統(tǒng)的誤碼率也隨著 值增加而不斷增加。下面介紹改進的壓縮擴展變換方法, 可用于提高誤碼率性能。傳統(tǒng)的壓縮變換方法是壓縮大功率發(fā)射信號,放大小功率信號。在接收端即把小信號變小, 大信號變大。雖然把疊加在小信號上的噪聲變小, 但大信號上的噪聲放大了, 造成了誤碼率變大。針對壓縮擴展變換方法的這個缺點, 分析兩種解決方案。方案一: 在接收端實施 C 逆運算時采用比發(fā)送端小的壓擴率來進行, 以便降低在大信號部分對噪聲的放大。即： (9)的取值要小于發(fā)送端的轉折點 值, 。選取不同的會得到不同的誤碼率性能。圖5 壓縮擴展變換方案的誤碼率圖 6給出了在信源為 2 047 位的 PN 序列、采用 QPSK 調制和 1024 個子載波、信噪比為 15dB 的條件下, 未改進的壓縮擴展變換方法和通過改進后的誤碼率曲線。從圖中可以看出, 改進后的誤碼率性能得到了改善, 通過選取合適的值將得到最好的改善性能。方案二: 在接收端實施 C 逆運算時選取比發(fā)送端大的轉折點 V 值來進行, 即減小噪聲, 降低誤碼率。 (10)圖6 未改進壓縮擴展變化方法和改進的誤碼率V1的 取 值 要 大 于 發(fā) 送 端 的 轉 折 點 V 值 , V1=BV, B1。圖 6 和上面仿真條件相同 ( 其中壓擴率 =200), 給出了在不同誤碼率情況下未改進的壓縮擴展變換方法和通過方法2改進的誤碼率曲線圖。從圖中可以看出, 在不同的 SNR 下, 應該選取不同的A 值來得到最佳的誤碼率改善。4 OFDMA4.1 OFDMA的原理正交頻分多址（OFDMA）的概念類似于FDMA，是在OFDM技術基礎上發(fā)展起來的，應用于下行鏈路時又可以被稱為多用戶OFDM（Multiuser OFDM）。由于OFDM技術中各個子載波之間相互獨立，每個子載波都可以被指定一個特定的調制方式和發(fā)射功率電平，所以OFDMA技術可以給每一個用戶分配符號內部分可用的子載波。從這一點上來說，它和FDMA是等價的；然而OFDMA技術中各個子載波頻譜互相混疊，采用基于載波頻率正交的快速傅立葉變換（FFT）調制，由于各個載波的中心頻點處沒有其他載波的頻譜分量，所以能夠實現(xiàn)各個載波間的正交，并不需要在用戶之間設置保護頻帶從而避免了頻率資源的浪費。OFDMA技術中各個用戶所使用的子載波也并不一定連續(xù)，而是允許以子載波為單位任意分配，因而具有比FDMA更高的靈活性大大提高了頻帶利用率，這在頻譜資源日益緊張的今天顯得尤為重要。在OFDMA中，下行鏈路是指由基站到各個接收端的無線鏈路，這是一個一對多的多用戶鏈路，系統(tǒng)模型如圖7所示。即下行鏈路是一個廣播信道，其實現(xiàn)方式如同廣播信道中的OFDM發(fā)射機與接收機的原理機制。圖7 OFDMA下行鏈路系統(tǒng)模型4.2 OFDMA的發(fā)射機和接收機在任意OFDMA系統(tǒng)中，發(fā)射機采用的都是窄帶互相正交的子載波。在LTE中，無論傳輸總帶寬是多少，典型的子載波間隔均為15kHz。不同的子載波保持正交，因為在一個子載波的采樣時刻，其他子載波為零值。OFDMA系統(tǒng)的發(fā)射機使用IFFT塊來生成信號。數(shù)據(jù)源通過串/并轉換到達IFFT模塊。IFFT模塊的輸入與代表特定子載波（或時域信號的特定頻率分量）的輸入相對應，且該輸入的調制與其他子載波相互獨立。IFFT模塊后是循環(huán)擴展（循環(huán)前綴）模塊，如圖8所示。圖8 OFDMA發(fā)射機和接收機添加循環(huán)擴展的動機是避免符號間干擾。當發(fā)射機添加的一個循環(huán)擴展要長于信道沖激響應時，接收機就會忽略（移除）這個循環(huán)擴展，因而可以消除前一個符號的影響。循環(huán)前綴的添加可以通過拷貝符號末端部分內容，并將其添加到符號的起始部分來完成，如圖9所示。循環(huán)擴展在使用時，最好是僅作為傳輸過程（保護間隔）中的一次暫停，使得OFDM符號看起來像是周期性進行傳輸?shù)摹＜俣ㄑh(huán)擴展足夠長，當OFDMA符號由循環(huán)擴展的存在而顯現(xiàn)出周期性傳輸特征時，信道的影響就等于乘以一個標量。信號的周期性特征也考慮到離散傅立葉頻譜需要支持在接收端和發(fā)送端分別支持離散傅立葉變換（DFT）和反向離散傅立葉變換（IDFT）。圖9 OFDM符號保護間隔的生成5 SC-FDMA5.1 SC-FDMA的原理SC-FDMA 是在 OFDMA 的基礎上，增加了一個 DFT/IDFT 模塊，因此 SC-FDMA 也稱為 DFT-S-OFDM。SC-FDMA 與 OFDMA 的發(fā)射和接收框架如圖 10所示，其中表示M個不同的調制器傳輸?shù)谋忍財?shù)，而表示N 點IFFT 的M 路輸入。從圖7可知，首先在OFDMA 前端經過S P 轉換，將時域信號獨立地分配到多個子載波上，而 SC-FDMA 經過 DFT 將時域信號變換到 UE 當前占用的全部發(fā)射頻帶上，所以 SC-FDMA 本質上是一種寬帶技術。這樣就避免OFDM高PAPR 問題，降低了 UE 成本和電池壽命，但頻譜利用率比OFDM 稍低。其次，OFDMA 直接通過 IDFT 變換實現(xiàn)多個子載波調制，各個子載波疊加后并行輸出，而SC-FDMA通過一個DFT-IDFT 變換對，使IDFT 變換后的輸出為輸入符號或是輸入符號的加權疊加，使SC-FDMA 具有單載波獨有的低PAPR 特性。當子載波均勻映射在系統(tǒng)子載波上時，SC-FDMA 具有和輸入信號完全一樣的 PAPR。圖10 OFDMA發(fā)射機和接收機5.2 SC-FDMA的發(fā)射機和接收機頻域信號生成過程如圖11 所示，與具有常規(guī) QAM調制器的時域信號生成過程相比，它增加了良好的OFDMA 頻譜波形特性。這樣，與下行鏈路 OFDMA 原理相似，不同用戶之間不再需要保護頻段。