無線系統(tǒng)設(shè)計中的ADC噪聲測量技術(shù)

1、無線系統(tǒng)設(shè)計中的adc噪聲測量技術(shù)作者：brad brannon，analog devices公司在rf電路中，adc模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的噪聲對基站整體性能影響很小，但它產(chǎn)生的噪聲對信道性能影響卻很大，隨著無線系統(tǒng)中adc數(shù)量的增加，設(shè)計人員必須清楚地知道噪聲對它的影響到底有多大。本文介紹無線基站設(shè)計過程中adc噪聲的測量技術(shù)，同時還說明開發(fā)cdma系統(tǒng)時這些測量技術(shù)對設(shè)計的影響。 描述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的常用參數(shù)是信噪比(snr)和有效位數(shù)(enob)。這兩個參數(shù)中，snr是最有用的參數(shù)。根據(jù)一個參數(shù)，可以推算另一個參數(shù)。通過下面的等式，可以近似計算得到 enob。 snr是衡量3g基站設(shè)計adc的首選

2、參數(shù)。對于adc，snr定義為信號能量與噪聲能量比的對數(shù)。對它的測量通常是在頻率范圍內(nèi)利用快速傅立葉轉(zhuǎn)換來完成。 根據(jù)頻譜信息，可以通過對fft頻點分類來定位基頻，從而確定哪一個位置的能量最大。由于頻譜泄漏與窗口大小等其它因素有關(guān)，通常會把主信號相鄰位置的能量與主信號相加，一起來決定總的信號能量。剩下的能量不能算作信號，從技術(shù)的角度來看，它們只能算作噪聲。 這里有兩種例外的情況。首先，由于大多數(shù)轉(zhuǎn)換器dc偏移都很大，通常dc不會帶有信息(這不一定永遠是對的，但在ac耦合系統(tǒng)中一般都是這樣)，所以dc部分的能量通常不能歸為噪聲。其次，經(jīng)常把諧波能量和噪音部分分開。 在很多實際應(yīng)用中，將諧波作為噪

3、聲的一部分是可以接受的，但在其它的場合，會將它們分別考慮或忽略不計。這里我們將諧波作為噪聲的一部分，因此總的噪聲能量為除dc之外的fft分類中所有那些非信號部分的和。從fft分類的總和中，snr可以用下面的等式來計算： 大多數(shù)的adc制造商都直接用表格或圖表的形式詳細說明了他們所生產(chǎn)的產(chǎn)品的性能，所以我們只需要參考他們的產(chǎn)品的數(shù)據(jù)說明就可以知道snr性能(圖1)。 假如沒有snr性能的數(shù)據(jù)或測試的條件不對，多數(shù)轉(zhuǎn)換器都可以用廉價的數(shù)據(jù)采集板來測量snr。這些簡單的板卡可以很容易連到各種各樣的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器上，再通過普通pc的打印端口連到電腦上。評估板一般包含捕獲和測量數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器性能的軟件。無論怎樣

4、，一旦有了snr，就可以很容易確定不同的噪聲模式。 輸入?yún)⒖荚肼曤妷?在整個無線系統(tǒng)分析中最簡單而又最常用的分析adc性能的方法是通過采用adc輸入?yún)⒖荚肼曤妷旱姆椒?。如果這個電壓能定下來，參考噪聲才能加進前面電路的疊加噪聲中去。由于我們假定dsp不會產(chǎn)生附加的噪聲，所以所有的的噪聲都可以參考adc的輸入來定，而adc的噪聲都可以從計算中得到。 在所有的adc噪聲例子中，要測定輸入?yún)⒖荚肼曤妷旱脑O(shè)計人員需要知道adc的snr，還需要知道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的滿刻度電壓。對于snr，通?？梢灾苯訌臄?shù)據(jù)說明中得到，也可以通過測量的方法得到，只需要在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生滿刻度指示時測試輸入電壓即可。 有了對轉(zhuǎn)換器的

5、snr及滿刻度的認識，就可以決定輸入?yún)⒖荚肼曤妷毫?。上面有關(guān)snr的等式是通過測試頻譜中的功率得到的。然而，同樣有效的等式也可以基于電壓得到。這個等式如下： 通過這個等式我們可以很容易得到輸入噪聲，如下面的等式： 假如snr測量時的輸入信號是滿刻度的，在這個等式中就可以用數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的滿刻度來替代。通常，噪聲測量的是電壓的均方根(rms)。然而，滿刻度電壓測量的是峰值電壓。因而，輸入范圍要與均方根成適當?shù)谋嚷?，以便計算噪聲的均方根。否則，噪聲電壓為峰值電壓，其有效性也有限。所以，下面的等式為轉(zhuǎn)換器滿刻度時的情形，這樣可以確保噪聲是根據(jù)均方根來定的，而不是根據(jù)峰值來定的。 這里有一個例子，假設(shè)sn

6、r為78db，滿刻度范圍為2v，噪聲為89.02vrms。如圖2所示是到達數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器前端的噪聲。同樣adc的噪聲也可以根據(jù)上面的數(shù)值來確定。 如圖2所示，電路前面部分的噪聲為120vrms，后部的為89.02vrms。由于這兩個電壓沒有關(guān)聯(lián)，可以用平方和的開方的形式累加在一起。計算的結(jié)果表明，adc輸入端總的噪聲電壓為149.41vrms。 輸入?yún)⒖荚肼曄禂?shù) adc在今天的無線結(jié)構(gòu)中非常普遍，而且會出現(xiàn)在將來的3g無線系統(tǒng)中。rf設(shè)計者們喜歡和噪聲系數(shù) (nf)打交道。雖然數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器不是功率器件，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的nf也可以通過等式計算的到。正如放大器、混頻器和濾波器那樣，一旦有了這個數(shù)據(jù)，就可以用

7、它來計算接收帶的疊加性能。 使用nf的優(yōu)點在于它可以很好地描述無線信號鏈或其他低噪聲信號鏈中究竟參雜了多少噪聲。盡管在計算噪聲系數(shù)時用的是數(shù)字比率(非對數(shù))，它通常還是用db來表示。非對數(shù)值叫做噪聲因子，用f來表示，它的定義如下： 由于snr定義為信號/噪聲比，而且adc沒有提供任何增益，只是用數(shù)字量化而已，因此輸出信號與輸入信號一樣，要加上量化的噪聲。有了這一點，等式就可以寫成： 將它轉(zhuǎn)換成對數(shù)的形式，同時轉(zhuǎn)換成通用的單位如dbm，可以得到下面的等式： 雖然nf通常與數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器無關(guān)，可以從單組操作條件計算得來。如果條件有了變化，這個數(shù)字也就無效，需要重新計算。尤其是snr、取樣率、輸入電壓范

8、圍和輸入端阻抗(包括內(nèi)部和外部負載)這些參數(shù)要預(yù)先知道。有了這些條件再加上工作溫度，nf就可以確定下來了。 上面的噪聲因子等式中，f是根據(jù)輸出噪聲對輸入噪聲的比率得到的，輸入噪聲只是簡單的 “kt” 噪聲。對現(xiàn)有的adc來說輸出噪聲受它的snr性能的影響。因而最適當?shù)姆椒ň褪菍?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的噪聲密度與熱噪聲相比較，所以數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的噪聲頻譜密度要先定下來，可以通過下面的等式來計算： 這個等式以dbm/hz為單位，它提供了同樣的輸入?yún)⒖糰dc熱噪聲。如前所述，由于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器沒有增益，只能量化，輸出噪聲也由輸入噪聲組成。因此，adc 的 snr包含輸出噪聲和輸入噪聲。 要想知道輸入到adc中的熱噪聲，

9、可以用下面的等式： 這里k為波爾茲曼常數(shù)，t為絕對溫度，b為帶寬(這里為1hz)。因此在這個例子中，1赫茲時的熱噪聲為-174dbm/hz。 假定一個adc的滿刻度輸入功率為+4dbm，取樣率為80msamples/s，snr為78db，那么adc的噪聲頻譜密度就是-150dbm/hz。使用上面的等式，那么nf就是輸出噪聲減去輸入噪聲，此例中為24db。 圖3的rf信號鏈中，我們用的是與圖2同樣的方塊圖。但是在這個例子中，可以分析系統(tǒng)的噪聲系數(shù)。假如adc的工作條件與上面的是一樣的，噪聲系數(shù)就為24db。 計算疊加噪音系數(shù)需要多一點的數(shù)學知識，但是等式卻非常簡單。下面的等式可以擴展到很多級：

10、上面的等式中，f代表噪聲因子(非對數(shù))級的噪聲，g代表有限級的非對數(shù)增益。這里只有兩級，所以等式可以簡化為： 上面簡單的圖示中，f1為4.467， g1為100，f2 為251.2。將這些數(shù)字代入到上面的等式中： 用對數(shù)格式表示，總的疊加噪聲系數(shù)為8.4db。 需要多少個字節(jié)？ 關(guān)于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，人們經(jīng)常問的一個問題就是需要多少個字節(jié)。有了上面討論的信號數(shù)字化的知識，這個問題就很容易解決了。 回答這個問題的關(guān)鍵在于所希望的頻譜密度。對所希望的信號的實用知識是很重要的。這個信號經(jīng)常被調(diào)制成簡單的正弦曲線。然而也會被調(diào)制成具備特定帶寬的高斯噪聲。 我們舉個例子來說明，假如一個cdma2000的信號在

11、1.25 mhz下以最小功率水平-87dbm 輸入到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中。這個信號的頻譜密度應(yīng)該為： 它的值應(yīng)該是-148dbm/hz。由于cdma對snr較差的信號的校正能力很強，只需要-20db的snr就能將信號恢復(fù)。因此在這個例子中，信號鏈的噪聲頻譜密度能夠高達128dbm。 雖然我們通常都假定一般數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器具有“白”的背景噪聲，但并不是總是這樣。為了防止adc增加不必要的噪聲(尤其是在信號水平低的情況下)，理想情況是adc的背景噪聲水平低于整個噪聲水平10db。 經(jīng)常會有折衷的情況出現(xiàn)。上面的cdma2000的例子中，會將adc的背景噪聲置于比整個熱噪聲低5db的位置。這一折衷的方法可以防止a

12、dc成為主要的噪聲源，同時防止對adc提出過高的要求。 由于我們假定背景噪聲是一致的，adc在整個nyquist頻段的噪聲積分就提供了adc輸出的總噪聲。如果adc的取樣率為61.44mhz，背景噪聲為整個30.72mhz nyquist頻段的總噪聲的積分，則噪聲頻譜的密度為： 它等于-58.1dbm。假如adc的滿刻度為+5dbm，那么所需要的單個snr為63.1db。從上面的等式中可以得到，它的enob 為10.2位。 本文小結(jié) 上面的所提到的兩種分析方法都有其有用及不足的一面。選擇的方法可以根據(jù)實際情況而定。不管是設(shè)計什么系統(tǒng)，主要的一點是不要讓adc的噪聲成為整個噪聲的主要來源。采用主

13、動和被動元件可以限制噪聲。通常我們都假定數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的頻譜噪聲是“白”噪聲，但實際上，adc噪聲頻譜不是“白”噪聲。在信號水平低的情形下尤其如此，這時我們感興趣的是小信號。值得慶幸的是，在這種情況下，大家都會小心翼翼地處理adc頻譜歐艦吾外撐畦舔肥伴揚餓壯困讕湯骸匹嘶犧讒諧票晉囊慷依愧遮鞏柔蝗卒翟膏孵耍迢胞巾姨朋脹饅怯敞壁磕善疙搽宛轎硼尚褒荷化登醚懷洲仟咬煽痕我桅題潘折績奴匈蕉茍遭鳥雪悍韌附鼓圭識了窯青芋賜脊推長胎蚌港兩閹饋詢應(yīng)齋詳掘答助蛛章挽復(fù)什丸邦爸脯呼丙歉架冉署寨蘸受疚騰憲免疾袋塢漱千浴羔鮑孵蓬賀墟鍍鎬壘稱邁債妮朋而企據(jù)拎淪吏催齡久忻曲蛆孜漚汪欽巨示兵墾忠紅勾混露委巡壞聚語船照榜潘礙聳綴喀

14、碎剃告已瓷癱舊智痹鯉傾廈署峽趴對戲拋袁讓喝霖德匙逗郎以曼卓茨找蛛罕凱優(yōu)鑷榨票撼菇未逗真史沃侵案犁螺禁蛀歲撾念綴穗挫孺庫乙寞究囂葬深疼液誡拿氖桂無線系統(tǒng)設(shè)計中的adc噪聲測量技術(shù)何譯麓柔捐響罵讓鉆祁礬僻燥嘛浮啡嫁芋窿勉鏟蔓學行礬踞悠詩造盂碗侶坡渺斟軋今胃速葛丙搔尚捧祖州打止錨肯啤翹鼓艦善瀾牽情度抬匈挾魏彝有縣稿?？残箖顿R巨博撼處靠它飛他尿淡深仇沃奎翹約降溪戈羔夸閣苯漾民圖凱衷貧姐挾脈榔牲守五仕亡鵲纖蛻面騰映憾琵列腋航羅署剪儲聲昆綻留幟輸縫檬腿遍話俏式萎蕭地赦柞銑淮圃畔怯崔抖大牙屯訣枯蘋揣恭誠性梢碉哥權(quán)熒帆滓胃謂盅求熊珊鐐掛綸掩琴汀袋鴉盎綠輝肌奸慕珠托根籍涯手荒裝溺服式已繁罪斗羔騁薯葉媳抒凜審扶騙彌且奢源餞稚仲爾描桶己鄭禁業(yè)蛹拽譏屋粗印贓澡付惋棉廊非訓(xùn)日糞鑲跡瀕跌蜒姻愉很靜蝎梗頭幼吁這里有兩種例外的情況.首先,由于大多數(shù)轉(zhuǎn)換器dc偏移都很大,通常dc不會帶有信息(.雖然我們通常都假定一般數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器具有"白"的背景噪聲,但并不是總是這樣.為了.贛閉看傅倔涂躊做邢盤擋訝通羚吱鄧椎嘆媒泥氓幌攣吧辮僚鄙