基于LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)研究

1、本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 基于lcl濾波器的三相并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)研究 *燕 山 大 學(xué) 2012年 6 月 摘 要 太陽(yáng)能發(fā)電系統(tǒng)產(chǎn)生的是直流電流和電壓，而許多負(fù)載都使用交流電，因此需要通過(guò)逆變器把直流電變成交流電。隨著光伏發(fā)電系統(tǒng)的日益推廣，逆變器的使用也越來(lái)越多。如何獲得高質(zhì)量的電流成為研究的焦點(diǎn)。 由于對(duì)高頻諧波的抑制效果明顯好于l型濾波器，因此lcl濾波器在并網(wǎng)逆變器中應(yīng)用越來(lái)越廣泛，與傳統(tǒng)的l濾波器相比，lcl濾波器可以降低電感量，提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，降低成本，在中大功率應(yīng)用場(chǎng)合，其優(yōu)勢(shì)更為明顯。文章首先對(duì)pwm 逆變器的工作原理做了詳細(xì)的介紹，并對(duì)基于lcl的濾波器，在abc 靜止坐標(biāo)

2、系，靜止坐標(biāo)系和dq 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中建立了數(shù)學(xué)模型。其次，文章討論了lcl 濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，給出了系統(tǒng)lcl 濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)步驟。最后，在詳細(xì)闡述各元件的取值原則與計(jì)算步驟的基礎(chǔ)上，給出了設(shè)計(jì)實(shí)例，并對(duì)所設(shè)計(jì)的逆變器進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，結(jié)果表明，根據(jù)該方案設(shè)計(jì)的控制器參數(shù)能夠使三相并網(wǎng)逆變器安全、可靠運(yùn)行且具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。關(guān)鍵詞：并網(wǎng)逆變器 lcl濾波器 有源阻尼 無(wú)源阻尼 abstract solar power system to produce the dc current and voltage, and many are using the ac load, it need

3、 inverter into alternating current to direct current. with the increasing promotion of photovoltaic power generation systems, the use of inverters is more and more. how to get a high quality of the current becomes the focus of research. because of the inhibitory effect of high frequency harmonics is

4、 better than l-type filter, the lcl filter grid inverter is widely applied, compared with the traditional l-filter, lcl filter can reduce the inductance improve the system dynamic performance, reduce costs, in the high-power applications, its advantages more apparent. this paper analyzes the high fr

5、equency pwm inverter principle, and then presents a three-phase abc coordinates and dq coordinate system on the mathematical model of lcl-filter configuration. secondly, the article discusses the lcl filter design parameters; parameters of the system are given lcl filter design steps. finally, each

6、component in detail the principles and calculation steps of the value based on the design example is given, and the design of the lcl filter simulation results show that, according to the design of the controller parameters can make three-phase inverter with safe, reliable operation and has a fast d

7、ynamic response speed.key words: grid-connected inverter，lcl filter，active damping, passive damping 目錄摘要iabstractii目錄第一章 緒論11.1 三相pwm電壓型逆變器的產(chǎn)生背景11.2逆變器的研究現(xiàn)狀21.2.1 pwm逆變器的研究現(xiàn)狀21.2.2 基于lcl濾波的pwm逆變器的研究現(xiàn)狀41.3本文的主要內(nèi)容8第二章 pwm逆變器的原理及數(shù)學(xué)模型92.1 逆變器的工作原理92.2 基于lcl濾波的pwm 逆變器的數(shù)學(xué)模型122.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理122.4 本章小結(jié)19第三章 l

8、cl濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)203.1 lcl濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)203.1.1 lcl濾波器的諧振抑制方法203.1.2 濾波器參數(shù)變化對(duì)濾波性能的影響203.1.3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)的約束條件213.1.4 濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)步驟223.2 基于無(wú)源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設(shè)計(jì)233.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)253.3.1 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設(shè)計(jì)253.3.2 電容電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì)263.4 本章小結(jié)26第四章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證274.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)274.2 仿真驗(yàn)證284.3 本章小結(jié)32結(jié)論33參考文獻(xiàn)34致謝36附錄1 開(kāi)題報(bào)告37附錄2 文獻(xiàn)綜述41附錄3 中期報(bào)告46附

9、錄4 英文翻譯52一、 英文文獻(xiàn)原文52二、 英文文獻(xiàn)翻譯63第1章 緒論1.1 三相pwm電壓型逆變器的產(chǎn)生背景隨著世界能源短缺和環(huán)境污染問(wèn)題的日益嚴(yán)重，能源和環(huán)境成為21世紀(jì)人類(lèi)所面臨的重大基本問(wèn)題，清潔、可再生能源的發(fā)展和應(yīng)用越來(lái)越受到世界各國(guó)的廣泛關(guān)注。近些年來(lái)，太陽(yáng)能光伏(photovoltaic，pv)發(fā)電技術(shù)，風(fēng)力發(fā)電技術(shù)得到了持續(xù)的發(fā)展。尤其隨著經(jīng)濟(jì)的高速發(fā)展，我國(guó)很多地區(qū)的用電缺乏非常嚴(yán)重，一些城市不得不實(shí)行分時(shí)分區(qū)域供電。發(fā)展新能源，充分利用綠色能源，對(duì)我國(guó)的經(jīng)濟(jì)持續(xù)發(fā)展有著極其重要的意義?，F(xiàn)代社會(huì)對(duì)能源需求不斷增加，煤炭、石油、天然氣等一次性能源卻不斷減少，而且其使用又會(huì)

10、對(duì)環(huán)境產(chǎn)生很大危害，為了緩解能源危機(jī)，避免環(huán)境的進(jìn)一步惡化，對(duì)風(fēng)能、太陽(yáng)能等新能源的開(kāi)發(fā)利用顯得尤為重要，可再生能源的使用兼具環(huán)保性和持續(xù)利用性，但是也存在著缺陷和難點(diǎn)。鑒于我國(guó)太陽(yáng)能、風(fēng)力資源豐富，可以說(shuō)是取之不盡、用之不竭，這為我國(guó)發(fā)展清潔能源事業(yè)提供了很好的機(jī)遇。而在這些清潔能源利用過(guò)程中，并網(wǎng)逆變器是關(guān)鍵。人們一直在電力電子技術(shù)的發(fā)展中探索一條“綠色之路，對(duì)逆變裝置而言，“綠色”的內(nèi)涵包括電網(wǎng)無(wú)諧波，單位功率因數(shù)，以及功率控制系統(tǒng)的高性能，高穩(wěn)定性，高效率等傳統(tǒng)逆變裝置所不具備的優(yōu)越性能。在所有的變換器中，pwm變換器由于其產(chǎn)生諧波損耗小，對(duì)通信設(shè)備干擾小，整機(jī)效率高，而牢牢占據(jù)了主流

11、產(chǎn)品的市場(chǎng)。pwm變換器可以實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)交流側(cè)電流正弦化，且運(yùn)行于單位功率因數(shù)或者功率因數(shù)可調(diào)，諧波含量很小，被稱之為“綠色電能變換。pwm變換器能達(dá)到“綠色逆變器的目的，已經(jīng)受到國(guó)內(nèi)外學(xué)者普遍的重視，成為研究的熱點(diǎn)。1.2 逆變器的研究現(xiàn)狀1.2.1 pwm逆變器的研究現(xiàn)狀 光伏、風(fēng)力等并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風(fēng)機(jī)和并網(wǎng)逆變器等組成，在可調(diào)度式系統(tǒng)中，還會(huì)配備蓄電池作為儲(chǔ)能設(shè)備。其結(jié)構(gòu)示意圖如圖(1-1)所示。由圖可見(jiàn)，并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)通過(guò)配合容量適合的逆變器連接到公共電網(wǎng)上，在白天日照充足情況下，除了提供本地負(fù)載，多余電力可以提供給公共電網(wǎng)：夜間或陰天情況，本地負(fù)載則直接從電網(wǎng)獲取所需電能。圖

12、1-1 并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖pwm控制技術(shù)的應(yīng)用與發(fā)展為逆變器性能的改進(jìn)提供了變革性的思路和手段，結(jié)合了pwm控制技術(shù)的新型逆變器稱為pwm逆變器。將pwm控制技術(shù)應(yīng)用于逆變器始于20世紀(jì)70年代末，但由于當(dāng)時(shí)諧波問(wèn)題不突出，加上受電力電子器件發(fā)展水平的制約，pwm逆變器沒(méi)有引起充分的重視。進(jìn)入80年代后，由于自關(guān)斷器件的日趨成熟及應(yīng)用，推動(dòng)了pwm技術(shù)的應(yīng)用與研究。隨著pwm控制技術(shù)的發(fā)展，如空間矢量pwm，滯環(huán)電流pwm控制等方案的提出，以及現(xiàn)代控制理論和智能控制技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用，pwm逆變器的性能得到了不斷提高，功能也不斷擴(kuò)展，pwm逆變器網(wǎng)側(cè)獨(dú)特的受控電流源特性，使得pwm逆變器作為

13、核心設(shè)備被廣泛應(yīng)用于各類(lèi)電力電子應(yīng)用系統(tǒng)中，經(jīng)過(guò)國(guó)內(nèi)外專家學(xué)者多年的研究，pwm逆變器在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，數(shù)學(xué)模型，控制方法，電網(wǎng)電壓不平衡，系統(tǒng)特性等方面取得了豐碩的研究成果。pwm逆變器經(jīng)過(guò)30多年的探索和研究，取得了很大的進(jìn)展，其主電路從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐?；pwm開(kāi)關(guān)控制由單純的硬開(kāi)關(guān)調(diào)制發(fā)展到軟開(kāi)關(guān)調(diào)制；功率等級(jí)也從千瓦級(jí)發(fā)展到兆瓦級(jí)，隨著pwm逆變器技術(shù)的發(fā)展，已經(jīng)設(shè)計(jì)出多種pwm逆變器，并可分類(lèi)如下：一、按照電網(wǎng)相數(shù)分類(lèi)：?jiǎn)蜗嚯娐罚嚯娐?，多相電路；二、按照pwm開(kāi)關(guān)調(diào)制分類(lèi)：硬開(kāi)關(guān)調(diào)制，軟開(kāi)關(guān)調(diào)制

14、；三、按照橋路結(jié)構(gòu)分類(lèi)：半橋結(jié)構(gòu)，全橋結(jié)構(gòu)；四、按照調(diào)制電平分類(lèi)：二電平，三電平電路，多電平電路；對(duì)于不同功率等級(jí)以及不同的用途，人們研究了各種不同的pwm逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在小功率應(yīng)用場(chǎng)合，pwm逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究主要集中在減少功率開(kāi)關(guān)損耗。對(duì)于中等功率場(chǎng)合，多采用六個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成的pwm逆變器，包括三相電壓型pwm逆變器和三相電流型pwm逆變器，這是本章介紹的重點(diǎn)。對(duì)于大功率pwm逆變器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究主要集中在多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)上。多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的pwm逆變器主要應(yīng)用于高壓大容量場(chǎng)合。此外，由于軟開(kāi)關(guān)技術(shù)(zvs、zcs)在減小開(kāi)關(guān)損耗、抑制電磁干擾、降低噪聲等方面具有顯著

15、的優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)在電壓型pwm逆變器設(shè)計(jì)上受到了廣泛的重視，并得以迅速發(fā)展。而電流型pwm逆變器的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)研究相對(duì)較少，有待進(jìn)一步研究。根據(jù)直流儲(chǔ)能元件的不同，pwm逆變器又分為電壓型pwm逆變器和電流型pwm逆變器。電壓型、電流型pwm逆變器，無(wú)論是在主電路結(jié)構(gòu)、pwm信號(hào)發(fā)生以及控制策略等方面均有各自的特點(diǎn)，并且兩者間存在電路上的對(duì)偶性。其他分類(lèi)方法就主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)而言，均可歸類(lèi)于電流型或電壓型pwm逆變器之列。* 電壓型逆變器：以單相電壓源逆變器為例，其主電路結(jié)構(gòu)如圖(1-2)所示。電壓型逆變器一般需要在直流側(cè)接有平波電容，根據(jù)器件的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，輸出一連串的方波電壓，方波的幅值嵌位在直流電

16、壓上逆變器是個(gè)電壓源。該逆變器以對(duì)角線t1和t4，對(duì)角線t2和t3構(gòu)成兩組聯(lián)動(dòng)開(kāi)關(guān)，兩組開(kāi)關(guān)交替開(kāi)通，其結(jié)果是在負(fù)載端輸出分別為正和負(fù)的方波電壓。具體器件的開(kāi)關(guān)順序選擇，根據(jù)控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波逆變控制，正弦波pwm逆變控制等。圖1-2 單相逆變器原理圖1.2.2 基于lcl濾波的pwm逆變器的研究現(xiàn)狀 由于三相電壓型pwm逆變器有許多優(yōu)點(diǎn)，如能量可以雙向流動(dòng)，直流側(cè)電壓波動(dòng)小，功率因數(shù)可控，網(wǎng)側(cè)輸入電流接近正弦等，因此應(yīng)用廣泛。特別是近年來(lái)，隨著風(fēng)力發(fā)電的快速發(fā)展，交流勵(lì)磁雙饋發(fā)電機(jī)變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛的關(guān)注和深入的研究。雙饋發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子與電網(wǎng)之間具有一個(gè)“背靠背

17、”的雙向變流器，用來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)電機(jī)的交流勵(lì)磁和能量對(duì)電網(wǎng)的回饋。三相電壓型pwm整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)成為交流勵(lì)磁雙饋發(fā)電機(jī)變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。但是，三相pwm整流器的功率開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率一般為215khz，會(huì)產(chǎn)生對(duì)電網(wǎng)干擾的高次諧波，主要在開(kāi)關(guān)頻率或開(kāi)關(guān)頻率整數(shù)倍附近。該諧波進(jìn)入電網(wǎng)后會(huì)影響電網(wǎng)上對(duì)電磁干擾敏感的負(fù)載，也會(huì)產(chǎn)生損耗。通常為了減小開(kāi)關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近的高次諧波，一般采用電感進(jìn)行濾波。通過(guò)加大網(wǎng)側(cè)濾波電感的值，可以減小諧波。但是，當(dāng)整流器的功率比較大時(shí)，交流側(cè)電抗器損耗增大。此外，電抗器的體積和重量很大，造價(jià)也比較高。這對(duì)三相pwm整流器在大功率領(lǐng)域中的應(yīng)用產(chǎn)生了不利影

18、響。1995年，m.lindgren和j.svensson首先提出了用一個(gè)三lcl 濾波器代替原有的單電感濾波器，來(lái)解決上述問(wèn)題。在交流側(cè)應(yīng)用lcl 濾波器可以減少電流中的高次諧波含量,并在同樣的諧波要求下,相對(duì)純電感型濾波器可以降低電感值的大小，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。不過(guò)，lcl 濾波器本身存在著諧振問(wèn)題，pwm整流器如同一個(gè)諧波源，電流中某次諧波可能會(huì)對(duì)濾波器產(chǎn)生激勵(lì)，從而發(fā)生諧振，導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，輸入電流諧波畸變率增大。學(xué)者針對(duì)lcl濾波器的諧振問(wèn)題，提出了許多增加阻尼的辦法，其中一些有源阻尼的控制策略，不僅抑制了lcl濾波器的諧振，而且不會(huì)產(chǎn)生功率損耗，降低系統(tǒng)的效率，很適用于大功率系統(tǒng)

19、。 由于lcl 濾波器的濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復(fù)雜，并且在某些高次諧波電流下，lcl 濾波器的總阻抗接近零，將導(dǎo)致諧振效應(yīng)，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。因此lcl 濾波的pwm整流器應(yīng)用的關(guān)鍵技術(shù)之一就是諧振抑制問(wèn)題。一般采用在已有控制策略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。阻尼方法分為兩種：一種叫做“無(wú)源阻尼法”，它是通過(guò)在電容上串聯(lián)電阻來(lái)使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應(yīng)用，但是加入的電阻會(huì)增加系統(tǒng)的損耗。無(wú)源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常見(jiàn)的是基于無(wú)源阻尼的無(wú)差拍控制；另一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過(guò)修正控制算法使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定，

20、消除共振作用，該方法通過(guò)增加控制的復(fù)雜性避免無(wú)源阻尼的損耗問(wèn)題。關(guān)于有源阻尼的研究已成為熱點(diǎn)，因?yàn)榭蓽p小損耗，節(jié)約能源。常見(jiàn)的有超前網(wǎng)絡(luò)法，虛擬電阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。目前對(duì)于有源阻尼法的研究大多基于矢量控制和直接功率控制策略。基于lcl 濾波器的pwm 整流器控制策略的另一個(gè)研究熱點(diǎn)就是不平衡控制，現(xiàn)有的不平衡控制策略有改進(jìn)的正負(fù)序電流獨(dú)立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。 目前基于lcl 濾波器的pwm整流器的較為新穎的控制策略有基于無(wú)源阻尼的直接電流控制策略、直接功率控制策略、無(wú)差拍控制策略和三閉環(huán)控制策略。(1)基于無(wú)源阻尼的直接電流控制策略 直接電流控制通過(guò)電流反饋閉環(huán)控制直接調(diào)

21、節(jié)電流，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、受系統(tǒng)參數(shù)影響小等特點(diǎn)，是目前常用的電流控制方案，然而無(wú)論采用p、pi還是pid調(diào)節(jié)均無(wú)法是系統(tǒng)穩(wěn)定，并網(wǎng)逆變器lcl接口直接輸出電流控制穩(wěn)定性問(wèn)題簡(jiǎn)單直接的解決方案是lcl串聯(lián)電阻形成無(wú)源阻尼pd衰減諧振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略 由于動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、原理簡(jiǎn)單，近年來(lái)直接功率控制已被越來(lái)越多地應(yīng)用于pwm整流器的控制。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒(méi)有電流內(nèi)環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，l.a.serpa，j.w.kolar，s.ponnaluri和p.m.barbosa 提出了基于lcl濾波器的pwm 整流器的直接

22、功率控制策略。該方法設(shè)計(jì)了基于直接功率控制的有源阻尼方法來(lái)抑制lcl濾波器的諧振。這是一種基于虛擬磁鏈的直接功率控制。通過(guò)檢測(cè)交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓來(lái)估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無(wú)功功率，然后與給定值進(jìn)行比較，偏差值送入開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇表，產(chǎn)生控制脈沖。這種控制策略采用直接功率有源阻尼法，傳統(tǒng)的有源阻尼方法是給出電壓或電流的參考值，但是由于直接功率控制沒(méi)有電流控制環(huán)，所以文獻(xiàn)將其轉(zhuǎn)化為功率參考值。將有功、無(wú)功功率減去阻尼分量后就可以避免諧振問(wèn)題。直接功率控制是近年來(lái)產(chǎn)生的一種新的控制方法，方法的優(yōu)點(diǎn)就是采用靜止坐標(biāo)系進(jìn)行控制計(jì)算，無(wú)需復(fù)雜的坐標(biāo)變換和解耦控制，直接對(duì)系統(tǒng)的無(wú)功功率進(jìn)行控

23、制，結(jié)構(gòu)和算法簡(jiǎn)單；避免了pwm 算法，采用查表技術(shù)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快；采用虛擬磁鏈定向，省去了電網(wǎng)電壓傳感器。網(wǎng)側(cè)虛擬磁鏈估算中用電網(wǎng)電流和電容電流來(lái)估算pwm 整流器交流側(cè)電流。節(jié)省了交流側(cè)電流傳感器。（3）基于無(wú)源阻尼的無(wú)差拍控制策略 為了便于矢量控制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，1998 年，michael lindgren 和jan svensson 提出了基于lcl 濾波器的斬波器的無(wú)差拍控制。這是最早的基于lcl 濾波器的控制策略。2004，emilio.j.bueno，felipe espinosa 等人提出了改進(jìn)的矢量無(wú)差拍控制策略。該控制策略只需要一組電流傳感器和一組電壓傳感器，其他的量可以由狀

24、態(tài)觀測(cè)器獲得，系統(tǒng)的擾動(dòng)可以用無(wú)源阻尼來(lái)衰減。改進(jìn)的無(wú)差拍控制策略通過(guò)反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。電壓外環(huán)采用常規(guī)pi調(diào)節(jié)器進(jìn)行控制，電流內(nèi)環(huán)采用上述無(wú)差拍算法來(lái)跟蹤給定電流。其優(yōu)點(diǎn)是，減少了傳感器的數(shù)量，只需要檢測(cè)網(wǎng)側(cè)電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計(jì)器算出。無(wú)差拍控制方法與傳統(tǒng)的svpwm 整流器相比，脈沖寬度根據(jù)整流器當(dāng)前的電路狀態(tài)實(shí)時(shí)確定，因而具有更優(yōu)越的動(dòng)態(tài)性能。（4）基于三閉環(huán)的電網(wǎng)不平衡控制策略在實(shí)際系統(tǒng)中，三相電網(wǎng)電壓不可能完全對(duì)稱。不平衡的電網(wǎng)電壓會(huì)引起低頻電流諧波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意義。2005年，fainan.a.magueed 和jan

25、 svensson 提出了改進(jìn)的正負(fù)序電流獨(dú)立控制策略，這種控制策略的原理跟基于l濾波器的原理相似。另一種較為新穎的不平衡控制策略是2003 年erikatwining 和donald grahame holmes 提出的三閉環(huán)控制策略。這也是首次針對(duì)不平衡電網(wǎng)電壓提出的控制策略。其中，電壓外環(huán)用來(lái)控制直流側(cè)電壓。電流控制采用雙內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，第一內(nèi)環(huán)是網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)，第二內(nèi)環(huán)是電容電流內(nèi)環(huán)。電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為網(wǎng)側(cè)電流有功分量的給定，dq 坐標(biāo)系中網(wǎng)側(cè)電流調(diào)節(jié)器輸出經(jīng)坐標(biāo)變換后作為三相電容電流的給定，三相電容電流的反饋值由網(wǎng)側(cè)電流與整流器交流側(cè)電流合成。最后，電容電流給定和反饋的偏差經(jīng)過(guò)三個(gè)比

26、例調(diào)節(jié)器作svpwm 的電壓控制信號(hào)。坐標(biāo)變換所需的旋轉(zhuǎn)角度由三相電網(wǎng)電壓獲得。在矢量控制的基礎(chǔ)上引入了電容電流內(nèi)環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。除直流側(cè)電壓傳感器外，該方法需要兩組電流傳感器和一組電壓傳感器，傳感器數(shù)量多是其缺點(diǎn)。但實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，該方法對(duì)于不平衡電網(wǎng)電壓有較強(qiáng)的魯棒性?；趌cl 濾波器的三相pwm 逆變器的控制策略的研究現(xiàn)狀分析可知，無(wú)差拍控制是研究較早的控制策略，控制策略的離散化便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，但是無(wú)差拍控制需要的傳感器較多，所以無(wú)傳感器的研究成為研究重點(diǎn)。三閉環(huán)的控制策略是專門(mén)針對(duì)lcl 濾波器提出的，這種控制策略對(duì)不平衡電網(wǎng)電壓有較強(qiáng)的魯棒性，但是其原理復(fù)雜，控制器較難設(shè)計(jì)；直接

27、功率控制是近年來(lái)較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型pwm逆變器的控制中延伸而來(lái)，控制原理和結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，采用查表技術(shù)，也便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，但其開(kāi)關(guān)頻率不固定給濾波器參數(shù)選擇帶來(lái)一定困難。今后基于lcl 濾波器的pwm 整流器無(wú)傳感器控制、電網(wǎng)電壓不平衡控制和便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)的控制將會(huì)成為研究的重點(diǎn)。1.3本課題研究的主要內(nèi)容隨著對(duì)風(fēng)能、太陽(yáng)能等新能源的利用越來(lái)越多，逆變器的應(yīng)用也越來(lái)越廣泛，如何保證逆變器輸出的電能質(zhì)量成為研究的重點(diǎn)。在電網(wǎng)電壓確定的情況下，如何減少輸出電流紋波，提高電流的質(zhì)量就成為主要的工作，傳統(tǒng)的濾波方式是采用逆變器與電網(wǎng)之間串聯(lián)電感，但在低開(kāi)關(guān)頻率的大功率逆變器中，所需的

28、電感量將很大，這樣既增大了設(shè)備體積，也增加了成本，為了采用較少的電感量，達(dá)到更好的濾波效果，本文研究了基于lcl濾波的三相并網(wǎng)逆變器，并與單電感濾波電路進(jìn)行了比較，主要內(nèi)容有以下幾個(gè)方面。首先介紹了三相并網(wǎng)逆變器的產(chǎn)生背景，基于lcl濾波的三相并網(wǎng)逆變器的研究現(xiàn)狀。其次，簡(jiǎn)要說(shuō)明了三相逆變器的工作原理，并分析了lcl濾波器的數(shù)學(xué)模型，通過(guò)坐標(biāo)變換將三相對(duì)稱靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流變量，從而簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。并詳細(xì)介紹了lcl濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)，對(duì)基于無(wú)源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進(jìn)行了分析和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。 最后，完成了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)，并對(duì)基于無(wú)源阻尼和基于有源阻

29、尼兩種控制策略進(jìn)行了仿真，通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比分析，證明采用lcl濾波器的并網(wǎng)逆變器可以有效抑制輸出電流中的諧波分量，獲得較好的正弦電流波形；所采用的控制策略可以使系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。第2章 pwm逆變器的原理及數(shù)學(xué)模型2.1 逆變器的工作原理用三個(gè)單相逆變電路可以組合成一個(gè)三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應(yīng)用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用igbt作為開(kāi)關(guān)器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖所示圖2-1 三相逆變電路原理圖 如圖所示的直流側(cè)通常只有一個(gè)電容器件就可以了，但為了分析方便，畫(huà)作串聯(lián)的兩個(gè)電容器并標(biāo)出了假想中點(diǎn)，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方

30、式也是180導(dǎo)通方式，即每個(gè)橋臂的導(dǎo)通角為180，同一相即同一半橋的上下兩個(gè)臂交替導(dǎo)電，各相開(kāi)始導(dǎo)電的角度一次相差120，這樣，在任一瞬間，將有三個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通，也可能是上面兩個(gè)臂下面一個(gè)臂同時(shí)導(dǎo)通，因?yàn)槊看螕Q流都是在同一相上下兩個(gè)橋臂之間進(jìn)行的，因此也被稱為縱向換流。下面來(lái)分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對(duì)于u相來(lái)說(shuō)，當(dāng)橋臂1導(dǎo)通時(shí)，當(dāng)橋臂4導(dǎo)通時(shí)， 因此，的波形是幅值為的矩形波。v、w兩相的情況和u相類(lèi)似，、的波形形狀和相同，只是相位一次相差120。 負(fù)載線電壓可由下式求出 （2-1） 該負(fù)載中點(diǎn)n與直流電源假想中點(diǎn)之間的電壓為，則負(fù)載各相的相電壓分別為 （2-2）把上面各式相加并整

31、理可求得 （2-3）設(shè)負(fù)載為三相對(duì)稱負(fù)載，則有，故可得 （2-4） 的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。 的波形形狀相同，只是相位一次相差120。負(fù)載參數(shù)已知時(shí)，可以由的波形求出u相電流的波形。負(fù)載的阻抗角不同，的波形和相位都有所不同，橋臂1和橋臂4之間的換流過(guò)程和半橋電路相似，上橋臂1中的從通態(tài)轉(zhuǎn)換到斷態(tài)時(shí)，因負(fù)載電感中的電流不能突變，下橋臂4中的先導(dǎo)通續(xù)流，待負(fù)載電流降到零，橋臂4中的電流反向時(shí)，才開(kāi)始導(dǎo)通，負(fù)載阻抗角越大，導(dǎo)通時(shí)間就越長(zhǎng)。的上升段即為橋臂1導(dǎo)電的區(qū)間，其中時(shí)為導(dǎo)通，的下降段即為橋臂4導(dǎo)電的區(qū)間，其中時(shí)為導(dǎo)通。 、的波形和形狀相同，相位一次相差12

32、0。把橋臂1、3、5的電流加起來(lái)，就可得到直流側(cè)電流的波形，每隔60脈動(dòng)一次，而直流側(cè)電壓基本是無(wú)脈動(dòng)的，因此逆變器從電網(wǎng)側(cè)向直流側(cè)傳送的功率是脈動(dòng)的，且脈動(dòng)的情況和脈動(dòng)情況大體相同，這也是電壓型逆變器的一個(gè)特點(diǎn)。 下面對(duì)三相橋式逆變電路的輸出電壓進(jìn)行定量分析，把輸出線電壓展開(kāi)成傅里葉級(jí)數(shù)得： （2-5）式中，k為自然數(shù)輸出線電壓有效值為： （2-6）其中基波幅和基波有效值分別為 （2-7） （2-8）下面再來(lái)對(duì)負(fù)載相電壓進(jìn)行分析，把展開(kāi)成傅里葉級(jí)數(shù)得： （2-9）式中，k為自然數(shù)負(fù)載相電壓有效值為 （2-10）其中基波幅值和基波有效值分別為 （2-11） （2-12）在上述180導(dǎo)電的方式逆

33、變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開(kāi)關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通而引起的直流電源的短路，要采取“先斷后通”的方法，即先給應(yīng)關(guān)斷的器件關(guān)斷信號(hào)，待其關(guān)斷后留一定的時(shí)間裕量，然后再給應(yīng)導(dǎo)通的器件發(fā)出開(kāi)通信號(hào)，即在兩者之間留一個(gè)短暫的死區(qū)時(shí)間，死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短要視器件的開(kāi)關(guān)速度而定，器件的開(kāi)關(guān)速度越快，所留的死區(qū)時(shí)間就可以越短，這一“先斷后通”的方法對(duì)于工作在上下橋臂通斷互補(bǔ)方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。2.2 基于lcl濾波器的pwm逆變器數(shù)學(xué)模型lcl 濾波的高頻pwm逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2.5 所示。逆變器側(cè)是三個(gè)電阻為，電感為l 的電抗器，網(wǎng)側(cè)是三個(gè)電阻為

34、，電感為 的電抗器，網(wǎng)側(cè)電抗器和逆變器側(cè)電抗器之間是三個(gè)星型聯(lián)結(jié)的電容器。電抗器 l 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網(wǎng)對(duì)電流諧波的要求。圖2-5 基于lcl 濾波的三相高頻pwm 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)取單相l(xiāng)cl 濾波的pwm 整流器結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析:圖2-6 lcl 濾波器的單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 可得其在連續(xù)靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為： （2-34） （2-35） （2-36）式中： 電網(wǎng)電壓、電容器電壓、整流器側(cè)控制電壓電網(wǎng)側(cè)電流、電容器電流、整流器側(cè)電流由式（2-34），（2-35），（2-36）及前面開(kāi)關(guān)函數(shù)的定義，可以推出lcl 濾波的三相pwm 整流器在三相電網(wǎng)電壓

35、對(duì)稱情況下的開(kāi)關(guān)數(shù)學(xué)模型： （2-37） （2-38） （2-39） 式中：c 整流器直流側(cè)電壓、負(fù)載電阻及支撐電容根據(jù)kcl、kvl 得到三相靜止abc 坐標(biāo)系下各相方程：a相： （2-40）b相: （2-41）c相: （2-42）式中： 三相電網(wǎng)側(cè)交流電壓 三相濾波電容上的電壓 整流器交流側(cè)的三相電壓 三相電網(wǎng)側(cè)交流電流 整流器交流側(cè)的三相電流經(jīng)過(guò)整理可得采用lcl 濾波器的狀態(tài)方程: （2-43） 可以看出，三相l(xiāng)cl 濾波器的狀態(tài)空間方程為9 階的狀態(tài)方程，對(duì)這樣一個(gè)高階被控系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，如果不采用一定的方法進(jìn)行降階處理的話，則很難設(shè)計(jì)控制器。因此，對(duì)此狀態(tài)方程進(jìn)行abc 變換，按照式（2

36、-37），（2-38）的轉(zhuǎn)換矩陣，可得坐標(biāo)系下的lcl 濾波器狀態(tài)空間方程為： （2-44） 然后進(jìn)行 dq根據(jù)式（2-41），（2-42）的變換矩陣，可得dq坐標(biāo)系下的lcl濾波器狀態(tài)空間方程為： （2-45）式中:三相電網(wǎng)電壓的基波角頻率 三相電網(wǎng)電壓矢量的d，q 軸分量三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量整流器交流側(cè)電壓矢量的d，q 軸分量 三相電網(wǎng)電流矢量的d，q 軸分量整流器交流側(cè)電流矢量的d，q 軸分量 由式（2-45）可以得出圖2.7 所示的lcl 濾波器的結(jié)構(gòu)框圖?？刂频哪康氖墙o出正確的控制矢量,使網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位?？梢钥闯觯趌cl 濾波器的pwm整流器是一個(gè)高階、非線

37、性、強(qiáng)耦合的多變量系統(tǒng)。2.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電，所以控制器的設(shè)計(jì)中都要設(shè)置鎖相環(huán)節(jié)。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是phase-locked loop,簡(jiǎn)稱pll。其作用是使得電路上的時(shí)鐘和某一外部時(shí)鐘的相位同步。因鎖相環(huán)可以實(shí)現(xiàn)輸出信號(hào)頻率對(duì)輸入信號(hào)頻率的自動(dòng)跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過(guò)程中，當(dāng)輸出信號(hào)的頻率與輸入信號(hào)的頻率相等時(shí)，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來(lái)。 在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術(shù)，因?yàn)橥ㄟ^(guò)鎖相環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采

38、集板卡共享同一個(gè)采樣時(shí)鐘。因此，所有板卡上各自的本地80mhz和20mhz時(shí)基的相位都是同步的，從而采樣時(shí)鐘也是同步的。因?yàn)槊繅K板卡的采樣時(shí)鐘都是同步的，所以都能?chē)?yán)格地在同一時(shí)刻進(jìn)行數(shù)據(jù)采集。 鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)： 鎖相環(huán)路是一個(gè)相位反饋?zhàn)詣?dòng)控制系統(tǒng)。它由以下三個(gè)基本部件組成：鑒相器（pd）、環(huán)路濾波器（lpf）和壓控振蕩器（vco）。其組成方框圖如下所示。 圖4-6 鎖相圖的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經(jīng)過(guò)采集并分頻； 2. 和基準(zhǔn)信號(hào)同時(shí)輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過(guò)比較上述兩個(gè)信號(hào)的頻率差，然后輸出一個(gè)直流脈沖電壓； 4. 控制vco，使它的頻率改變； 5. 這樣經(jīng)

39、過(guò)一個(gè)很短的時(shí)間，vco 的輸出就會(huì)穩(wěn)定于某一期望值。 鎖相環(huán)可用來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出和輸入兩個(gè)信號(hào)之間的相位同步。當(dāng)沒(méi)有基準(zhǔn)（參考）輸入信號(hào)時(shí)，環(huán)路濾波器的輸出為零（或?yàn)槟骋还潭ㄖ担＿@時(shí)，壓控振蕩器按其固有頻率fv進(jìn)行自由振蕩。當(dāng)有頻率為的參考信號(hào)輸入時(shí)，和同時(shí)加到鑒相器進(jìn)行鑒相。如果和相差不大，鑒相器對(duì)和進(jìn)行鑒相的結(jié)果，輸出一個(gè)與和的相位差成正比的誤差電壓ud，再經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器濾去中的高頻成分，輸出一個(gè)控制電壓,將使壓控振蕩器的頻率（和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號(hào)的頻率靠攏，最后使=，環(huán)路鎖定。環(huán)路一旦進(jìn)入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號(hào)與環(huán)路的輸入信號(hào)（參考信號(hào)）之間只有一個(gè)固定的穩(wěn)態(tài)相位差

40、，而沒(méi)有頻差存在。這時(shí)我們就稱環(huán)路已被鎖定。 環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對(duì)輸入信號(hào)的頻率和相位不變而言的，若環(huán)路輸入的是頻率和相位不斷變化的信號(hào)，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷地跟蹤輸入信號(hào)的頻率和相位變化，則這時(shí)環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。 鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號(hào)頻率與輸入信號(hào)頻率嚴(yán)格同步，而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術(shù)的各個(gè)領(lǐng)域中都有著廣泛的應(yīng)用。2.4 本章小結(jié) 本章介紹了三相電壓型逆變器的工作原理，然后進(jìn)一步分析了lcl濾波器的數(shù)學(xué)模型，將三相對(duì)稱靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流變量，從而可以采用簡(jiǎn)單的pi控制即可實(shí)現(xiàn)被控量的無(wú)靜差控制，簡(jiǎn)化了

41、控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。第3章 lcl濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)3.1 lcl濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)3.1.1 lcl濾波器的諧振抑制方法 lcl 濾波器的阻抗值與流過(guò)的電流頻率成反比，頻率越高，阻抗越小，所以可以濾除高頻諧波。然而，濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復(fù)雜，并且在某些高次諧波電流下，lcl 濾波器的總阻抗接近零，將導(dǎo)致諧振效應(yīng)，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。一般采用在已有控制策略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。 阻尼方法分為兩種：一種叫做“無(wú)源阻尼法”，它是通過(guò)在電容上串聯(lián)電阻來(lái)使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應(yīng)用，但是加入的電阻會(huì)增加系統(tǒng)的損耗，不適合大功率

42、系統(tǒng)的應(yīng)用。另一種方法是通過(guò)修正控制算法使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定，消除共振作用，這種方法叫做“有源阻尼法”。該方法通過(guò)增加控制的復(fù)雜性避免無(wú)源阻尼的損耗問(wèn)題。3.1.2 濾波器參數(shù)變化對(duì)濾波性能的影響（1）電感l(wèi) 決定整流器橋臂電流紋波。由上述分析可知，諧波等效電路中，電容支路與電網(wǎng)等效支路并聯(lián)，然后與整流器側(cè)電感串聯(lián)。和對(duì)整流器側(cè)輸出電流進(jìn)行分流。l 上的電流是由其阻抗和電容支路與支路的并聯(lián)阻抗決定的。 和并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小了。為了對(duì)開(kāi)關(guān)紋波電流進(jìn)行分流，以使得高頻分量盡可能多的從電容支路流過(guò)，在設(shè)計(jì)時(shí)必須保證高頻下。根據(jù)電路原理，主要由較小的決定，所以不會(huì)太大。不會(huì)隨著和并聯(lián)電路的加

43、入而減小太多，所以整流器側(cè)紋電流主要取決于l 的大小。橋臂紋波電流不能太大，因?yàn)榧y波電流過(guò)大不僅會(huì)使igbt 結(jié)溫波動(dòng)增大，對(duì)功率器件壽命造成不利影響，還會(huì)加大l 的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽命。但太大的電感量會(huì)造成直流電壓利用率下降，而且使得電感體積大，成本增加。所以設(shè)計(jì)時(shí)需要綜合考慮。（2） 和并聯(lián)部分。電感電容的加入將一個(gè)一階的電感濾波電路改造成為一個(gè)三階電路，在改善濾波器過(guò)渡特性的同時(shí)，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網(wǎng)的高頻分量。根據(jù)并聯(lián)電路各支路的分流關(guān)系，必須小于，只有這樣才能使高頻電流分量盡量從電容支路流過(guò)，盡可能少地流入電網(wǎng)。要滿足，可以增大電容量，也可以增

44、大的電感量，但是增大電容量會(huì)減小電容支路對(duì)基波的阻抗，增大了無(wú)功電流，從而增大了整流器輸出電流容量，但一味地減小電容，要達(dá)到同樣的濾波效果，將導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)電感的增大。同l 情況類(lèi)似， 的電感量也有限制。因此，lcl 各參數(shù)的設(shè)計(jì)需要配合。3.1.3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)的約束條件（1）lcl 濾波器的電容將引起無(wú)功功率增加，從而降低功率因數(shù)。為了保證系統(tǒng)的高功率因數(shù)，一般限制電容吸收的無(wú)功功率低于額定功率的5%。（2）總電感值要小于0.1pu ，否則需要較高的直流電壓來(lái)保證電流的控制性，這將會(huì)增大功率開(kāi)關(guān)的損耗。（3）為了避免開(kāi)關(guān)頻率附近的諧波激發(fā)lcl 諧振，諧振頻率應(yīng)遠(yuǎn)離開(kāi)關(guān)頻率，一般小于0.5，但

45、不能過(guò)小，否則低次諧波電流將通過(guò)lcl 濾波器得以放大。一般諧振頻率在十倍的基波頻率到開(kāi)關(guān)頻率的一半之間（4）需增設(shè)阻尼電阻防止諧振，但阻值不能太大，以免帶來(lái)過(guò)多的損耗，從而降低了效率。3.1.4 濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)步驟(1)電感的計(jì)算： （3-1）u為網(wǎng)側(cè)相電壓有效值，為諧波電流峰值，為開(kāi)關(guān)頻率。(2) 總電感值的約束條件： （3-2）其中為直流母線電壓，為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值，為相電流峰值。且 （3-3）(3) 計(jì)算電容c可先確定諧振頻率，再根據(jù)公式： （3-4）計(jì)算得電容c的值；也可以取電容消耗的無(wú)功功率為總功率的5%，利用約束條件：，其中,且其中e為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值，為基波頻率。(4) 電容所

46、串電阻 （3-5）3.2 基于無(wú)源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設(shè)計(jì) 基于lcl濾波的并網(wǎng)逆變器較早的控制策略是采用無(wú)源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以使用較少的傳感器，控制器設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，不足的地方是采用無(wú)源阻尼，會(huì)增加功率損失，尤其在大功率應(yīng)用場(chǎng)合，電阻上的功率損耗會(huì)更多，并且可能導(dǎo)致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設(shè)備，長(zhǎng)期看來(lái)，成本不一定會(huì)減少。該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據(jù)文，并網(wǎng)逆變器lcl接口直接輸出電流控制無(wú)論采用p、pi還是pid控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定，該問(wèn)題的直接解決方案是lcl串聯(lián)電阻，增大相角裕度

47、，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，文中已證明該方案的正確性。該單環(huán)控制策略采用pi調(diào)節(jié)器，濾波器的參數(shù)計(jì)算參見(jiàn)3.1.4。下圖是基于無(wú)源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。圖3-1 基于無(wú)源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型： 圖3-2 基于無(wú)源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型 計(jì)算pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)，根據(jù)文獻(xiàn)2得lcl濾波器的傳遞函數(shù)： （3-6）將逆變器等效為一個(gè)小慣性環(huán)節(jié): 又的數(shù)值很小，忽略不計(jì)，則f(s)化簡(jiǎn)為： （3-7）進(jìn)而可得被控對(duì)象的傳遞函數(shù)： （3-8）且已知pi調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為： 其中=ht整定為ii型系統(tǒng)后為： （3-9）且典型ii型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為： （3-10）其中選定h，濾波器參數(shù)、c和的值，

48、即可計(jì)算出k，然后可得即，且電容所串電阻為： （3-11） 以上為理論計(jì)算方法，仿真過(guò)程中各參數(shù)還需要適當(dāng)調(diào)整，才能得到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。3.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì) 區(qū)別于無(wú)源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)的基礎(chǔ)上增加了濾波電容電流內(nèi)環(huán)，該控制策略采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數(shù)量，控制器的設(shè)計(jì)也較為復(fù)雜，但實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該控制策略能保證輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。3.3.1 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設(shè)計(jì) 下圖是基于lcl濾波的三相并網(wǎng)逆變器原理圖圖3-3 三相并網(wǎng)逆變器原理圖

49、 可得系統(tǒng)線性控制模型： 圖3-4 基于有源阻尼的線性系統(tǒng)控制電感電流外環(huán)的控制器的設(shè)計(jì)方法與單電流環(huán)中控制器的設(shè)計(jì)方法類(lèi)似，設(shè)計(jì)過(guò)程參見(jiàn)3.2節(jié)。3.3.2 電容電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì)由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內(nèi)環(huán)控制對(duì)象傳遞函數(shù)為：，由于的數(shù)量級(jí)在，忽略不計(jì)，控制對(duì)象可簡(jiǎn)化為：。典型i型系統(tǒng)為：，上述控制對(duì)象要整定為i型系統(tǒng)，可采用pi調(diào)節(jié)器：，且取為t和rc中較大的數(shù)，由于，取3,c=100uf，t為0.0002s，則取=rc，整定后的i型系統(tǒng)為：，又,且取kt=0.5時(shí)超調(diào)較小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快，計(jì)算可得的值，。3.4本章小結(jié) 本章的主要內(nèi)容是說(shuō)明了lcl濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)的約束條件，參數(shù)

50、設(shè)計(jì)方法，以及各濾波器參數(shù)變化對(duì)濾波性能的影響，電路諧振抑制方法，并詳細(xì)分析了基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制策略的原理以及兩種控制器的設(shè)計(jì)方法。第4章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證4.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)選定直流母線電壓800v，電網(wǎng)電壓380v/50hz，總功率100kw,開(kāi)關(guān)頻率選定為5khz,可得輸出相電流峰值為215a，令為逆變器側(cè)濾波電感，為網(wǎng)側(cè)濾波電感，為濾波電容，為單環(huán)控制策略中電容所串電阻。根據(jù)前兩節(jié)所述參數(shù)計(jì)算方法，可得到：總電感約束值且，又所以可取總電感為1mh，取 又由于,且，可得，取100uf。可得諧振頻率，滿足約束條件。進(jìn)而可得單環(huán)控制策略中電容所串電阻。

51、根據(jù)3.3.1節(jié)，可得整定后的并網(wǎng)電感電流外環(huán)傳函為：且典型ii型系統(tǒng)為： 其中，由于開(kāi)關(guān)頻率為5khz，則t=0.0002s，又取h=5時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)適中，此時(shí)： 可得，即，又，可得。 根據(jù)3.3.2節(jié)，計(jì)算得電容電流內(nèi)環(huán)的pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)： 4.2 仿真驗(yàn)證為了驗(yàn)證本文所敘述的lcl濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達(dá)到所要求的穩(wěn)定性，對(duì)4.1節(jié)中的系統(tǒng)設(shè)計(jì)了matlab仿真，根據(jù)4.1節(jié)中計(jì)算所得各參數(shù)，取濾波電感，濾波電容，單環(huán)控制策略中電容所串電阻，并網(wǎng)電感電流外環(huán)pi調(diào)節(jié)器參數(shù)為，濾波電容電流內(nèi)環(huán)pi調(diào)節(jié)器參數(shù)為，單環(huán)控制策略的pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)與雙

52、環(huán)中外環(huán)pi參數(shù)相同。下面分別對(duì)基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，并對(duì)仿真波形進(jìn)行比較，得到較好的控制策略。 下圖分別是基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制仿真電路、基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路：圖4-1 基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制仿真電路圖4-2 基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路以下是仿真結(jié)果：（1） 電網(wǎng)電壓波形圖4-4 電網(wǎng)電壓波形 由于都是三相并網(wǎng)，且電壓、頻率相同，電壓是已確定的，所以三種策略仿真所得電壓波形相同，都如上圖所示，仿真中設(shè)置a相初相位為0，b、c兩相一次相差120。（2） 輸出電流波形(a)基于無(wú)源阻尼控制策略的仿真電流(b)基于有源阻尼控制策略的仿真電流 圖4-5 兩種控制策略的輸出電流比較 通過(guò)以上波形對(duì)比，可以看出同樣的電流參數(shù)，基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制策略所得電流波形達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)的速度更快，但電流諧波成分較多，就需要通過(guò)增大濾波電容或其他途徑提高電流質(zhì)量，但增大濾波器參數(shù)會(huì)增加成本