基于LCL濾波器的三相并網逆變器控制技術研究

1、本科畢業(yè)設計（論文） 基于lcl濾波器的三相并網逆變器控制技術研究 *燕 山 大 學 2012年 6 月 摘 要 太陽能發(fā)電系統(tǒng)產生的是直流電流和電壓，而許多負載都使用交流電，因此需要通過逆變器把直流電變成交流電。隨著光伏發(fā)電系統(tǒng)的日益推廣，逆變器的使用也越來越多。如何獲得高質量的電流成為研究的焦點。 由于對高頻諧波的抑制效果明顯好于l型濾波器，因此lcl濾波器在并網逆變器中應用越來越廣泛，與傳統(tǒng)的l濾波器相比，lcl濾波器可以降低電感量，提高系統(tǒng)動態(tài)性能，降低成本，在中大功率應用場合，其優(yōu)勢更為明顯。文章首先對pwm 逆變器的工作原理做了詳細的介紹，并對基于lcl的濾波器，在abc 靜止坐標

2、系，靜止坐標系和dq 旋轉坐標系中建立了數學模型。其次，文章討論了lcl 濾波器的參數設計方法，給出了系統(tǒng)lcl 濾波器參數的設計步驟。最后，在詳細闡述各元件的取值原則與計算步驟的基礎上，給出了設計實例，并對所設計的逆變器進行了仿真驗證，結果表明，根據該方案設計的控制器參數能夠使三相并網逆變器安全、可靠運行且具有較快的動態(tài)響應速度。關鍵詞：并網逆變器 lcl濾波器 有源阻尼 無源阻尼 abstract solar power system to produce the dc current and voltage, and many are using the ac load, it need

3、 inverter into alternating current to direct current. with the increasing promotion of photovoltaic power generation systems, the use of inverters is more and more. how to get a high quality of the current becomes the focus of research. because of the inhibitory effect of high frequency harmonics is

4、 better than l-type filter, the lcl filter grid inverter is widely applied, compared with the traditional l-filter, lcl filter can reduce the inductance improve the system dynamic performance, reduce costs, in the high-power applications, its advantages more apparent. this paper analyzes the high fr

5、equency pwm inverter principle, and then presents a three-phase abc coordinates and dq coordinate system on the mathematical model of lcl-filter configuration. secondly, the article discusses the lcl filter design parameters; parameters of the system are given lcl filter design steps. finally, each

6、component in detail the principles and calculation steps of the value based on the design example is given, and the design of the lcl filter simulation results show that, according to the design of the controller parameters can make three-phase inverter with safe, reliable operation and has a fast d

7、ynamic response speed.key words: grid-connected inverter，lcl filter，active damping, passive damping 目錄摘要iabstractii目錄第一章 緒論11.1 三相pwm電壓型逆變器的產生背景11.2逆變器的研究現狀21.2.1 pwm逆變器的研究現狀21.2.2 基于lcl濾波的pwm逆變器的研究現狀41.3本文的主要內容8第二章 pwm逆變器的原理及數學模型92.1 逆變器的工作原理92.2 基于lcl濾波的pwm 逆變器的數學模型122.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理122.4 本章小結19第三章 l

8、cl濾波器和控制系統(tǒng)的設計203.1 lcl濾波器的參數設計203.1.1 lcl濾波器的諧振抑制方法203.1.2 濾波器參數變化對濾波性能的影響203.1.3 濾波器參數設計的約束條件213.1.4 濾波器參數的設計步驟223.2 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計233.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計253.3.1 網側電感電流外環(huán)控制器的設計253.3.2 電容電流內環(huán)控制器的設計263.4 本章小結26第四章 系統(tǒng)參數設計及仿真驗證274.1 系統(tǒng)參數設計274.2 仿真驗證284.3 本章小結32結論33參考文獻34致謝36附錄1 開題報告37附錄2 文獻綜述41附錄3 中期報告46附

9、錄4 英文翻譯52一、 英文文獻原文52二、 英文文獻翻譯63第1章 緒論1.1 三相pwm電壓型逆變器的產生背景隨著世界能源短缺和環(huán)境污染問題的日益嚴重，能源和環(huán)境成為21世紀人類所面臨的重大基本問題，清潔、可再生能源的發(fā)展和應用越來越受到世界各國的廣泛關注。近些年來，太陽能光伏(photovoltaic，pv)發(fā)電技術，風力發(fā)電技術得到了持續(xù)的發(fā)展。尤其隨著經濟的高速發(fā)展，我國很多地區(qū)的用電缺乏非常嚴重，一些城市不得不實行分時分區(qū)域供電。發(fā)展新能源，充分利用綠色能源，對我國的經濟持續(xù)發(fā)展有著極其重要的意義?，F代社會對能源需求不斷增加，煤炭、石油、天然氣等一次性能源卻不斷減少，而且其使用又會

10、對環(huán)境產生很大危害，為了緩解能源危機，避免環(huán)境的進一步惡化，對風能、太陽能等新能源的開發(fā)利用顯得尤為重要，可再生能源的使用兼具環(huán)保性和持續(xù)利用性，但是也存在著缺陷和難點。鑒于我國太陽能、風力資源豐富，可以說是取之不盡、用之不竭，這為我國發(fā)展清潔能源事業(yè)提供了很好的機遇。而在這些清潔能源利用過程中，并網逆變器是關鍵。人們一直在電力電子技術的發(fā)展中探索一條“綠色之路，對逆變裝置而言，“綠色”的內涵包括電網無諧波，單位功率因數，以及功率控制系統(tǒng)的高性能，高穩(wěn)定性，高效率等傳統(tǒng)逆變裝置所不具備的優(yōu)越性能。在所有的變換器中，pwm變換器由于其產生諧波損耗小，對通信設備干擾小，整機效率高，而牢牢占據了主流

11、產品的市場。pwm變換器可以實現電網交流側電流正弦化，且運行于單位功率因數或者功率因數可調，諧波含量很小，被稱之為“綠色電能變換。pwm變換器能達到“綠色逆變器的目的，已經受到國內外學者普遍的重視，成為研究的熱點。1.2 逆變器的研究現狀1.2.1 pwm逆變器的研究現狀 光伏、風力等并網發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風機和并網逆變器等組成，在可調度式系統(tǒng)中，還會配備蓄電池作為儲能設備。其結構示意圖如圖(1-1)所示。由圖可見，并網發(fā)電系統(tǒng)通過配合容量適合的逆變器連接到公共電網上，在白天日照充足情況下，除了提供本地負載，多余電力可以提供給公共電網：夜間或陰天情況，本地負載則直接從電網獲取所需電能。圖

12、1-1 并網發(fā)電系統(tǒng)結構示意圖pwm控制技術的應用與發(fā)展為逆變器性能的改進提供了變革性的思路和手段，結合了pwm控制技術的新型逆變器稱為pwm逆變器。將pwm控制技術應用于逆變器始于20世紀70年代末，但由于當時諧波問題不突出，加上受電力電子器件發(fā)展水平的制約，pwm逆變器沒有引起充分的重視。進入80年代后，由于自關斷器件的日趨成熟及應用，推動了pwm技術的應用與研究。隨著pwm控制技術的發(fā)展，如空間矢量pwm，滯環(huán)電流pwm控制等方案的提出，以及現代控制理論和智能控制技術的發(fā)展和應用，pwm逆變器的性能得到了不斷提高，功能也不斷擴展，pwm逆變器網側獨特的受控電流源特性，使得pwm逆變器作為

13、核心設備被廣泛應用于各類電力電子應用系統(tǒng)中，經過國內外專家學者多年的研究，pwm逆變器在電路拓撲結構，數學模型，控制方法，電網電壓不平衡，系統(tǒng)特性等方面取得了豐碩的研究成果。pwm逆變器經過30多年的探索和研究，取得了很大的進展，其主電路從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；其拓撲結構從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓撲電路；pwm開關控制由單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調制；功率等級也從千瓦級發(fā)展到兆瓦級，隨著pwm逆變器技術的發(fā)展，已經設計出多種pwm逆變器，并可分類如下：一、按照電網相數分類：單相電路，三相電路，多相電路；二、按照pwm開關調制分類：硬開關調制，軟開關調制

14、；三、按照橋路結構分類：半橋結構，全橋結構；四、按照調制電平分類：二電平，三電平電路，多電平電路；對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的pwm逆變器拓撲結構。在小功率應用場合，pwm逆變器拓撲結構的研究主要集中在減少功率開關損耗。對于中等功率場合，多采用六個功率開關器件構成的pwm逆變器，包括三相電壓型pwm逆變器和三相電流型pwm逆變器，這是本章介紹的重點。對于大功率pwm逆變器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平拓撲結構和軟開關技術上。多電平拓撲結構的pwm逆變器主要應用于高壓大容量場合。此外，由于軟開關技術(zvs、zcs)在減小開關損耗、抑制電磁干擾、降低噪聲等方面具有顯著

15、的優(yōu)勢，近年來在電壓型pwm逆變器設計上受到了廣泛的重視，并得以迅速發(fā)展。而電流型pwm逆變器的軟開關技術研究相對較少，有待進一步研究。根據直流儲能元件的不同，pwm逆變器又分為電壓型pwm逆變器和電流型pwm逆變器。電壓型、電流型pwm逆變器，無論是在主電路結構、pwm信號發(fā)生以及控制策略等方面均有各自的特點，并且兩者間存在電路上的對偶性。其他分類方法就主電路拓撲結構而言，均可歸類于電流型或電壓型pwm逆變器之列。* 電壓型逆變器：以單相電壓源逆變器為例，其主電路結構如圖(1-2)所示。電壓型逆變器一般需要在直流側接有平波電容，根據器件的開關動作，輸出一連串的方波電壓，方波的幅值嵌位在直流電

16、壓上逆變器是個電壓源。該逆變器以對角線t1和t4，對角線t2和t3構成兩組聯(lián)動開關，兩組開關交替開通，其結果是在負載端輸出分別為正和負的方波電壓。具體器件的開關順序選擇，根據控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波逆變控制，正弦波pwm逆變控制等。圖1-2 單相逆變器原理圖1.2.2 基于lcl濾波的pwm逆變器的研究現狀 由于三相電壓型pwm逆變器有許多優(yōu)點，如能量可以雙向流動，直流側電壓波動小，功率因數可控，網側輸入電流接近正弦等，因此應用廣泛。特別是近年來，隨著風力發(fā)電的快速發(fā)展，交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛的關注和深入的研究。雙饋發(fā)電機轉子與電網之間具有一個“背靠背

17、”的雙向變流器，用來實現對發(fā)電機的交流勵磁和能量對電網的回饋。三相電壓型pwm整流器拓撲結構成為交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。但是，三相pwm整流器的功率開關器件的開關頻率一般為215khz，會產生對電網干擾的高次諧波，主要在開關頻率或開關頻率整數倍附近。該諧波進入電網后會影響電網上對電磁干擾敏感的負載，也會產生損耗。通常為了減小開關頻率及其整數倍附近的高次諧波，一般采用電感進行濾波。通過加大網側濾波電感的值，可以減小諧波。但是，當整流器的功率比較大時，交流側電抗器損耗增大。此外，電抗器的體積和重量很大，造價也比較高。這對三相pwm整流器在大功率領域中的應用產生了不利影

18、響。1995年，m.lindgren和j.svensson首先提出了用一個三lcl 濾波器代替原有的單電感濾波器，來解決上述問題。在交流側應用lcl 濾波器可以減少電流中的高次諧波含量,并在同樣的諧波要求下,相對純電感型濾波器可以降低電感值的大小，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應。不過，lcl 濾波器本身存在著諧振問題，pwm整流器如同一個諧波源，電流中某次諧波可能會對濾波器產生激勵，從而發(fā)生諧振，導致系統(tǒng)不穩(wěn)定，輸入電流諧波畸變率增大。學者針對lcl濾波器的諧振問題，提出了許多增加阻尼的辦法，其中一些有源阻尼的控制策略，不僅抑制了lcl濾波器的諧振，而且不會產生功率損耗，降低系統(tǒng)的效率，很適用于大功率系統(tǒng)

19、。 由于lcl 濾波器的濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，lcl 濾波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。因此lcl 濾波的pwm整流器應用的關鍵技術之一就是諧振抑制問題。一般采用在已有控制策略的基礎上增加阻尼作用來解決這個問題。阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上串聯(lián)電阻來使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應用，但是加入的電阻會增加系統(tǒng)的損耗。無源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常見的是基于無源阻尼的無差拍控制；另一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，

20、消除共振作用，該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。關于有源阻尼的研究已成為熱點，因為可減小損耗，節(jié)約能源。常見的有超前網絡法，虛擬電阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。目前對于有源阻尼法的研究大多基于矢量控制和直接功率控制策略?；趌cl 濾波器的pwm 整流器控制策略的另一個研究熱點就是不平衡控制，現有的不平衡控制策略有改進的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。 目前基于lcl 濾波器的pwm整流器的較為新穎的控制策略有基于無源阻尼的直接電流控制策略、直接功率控制策略、無差拍控制策略和三閉環(huán)控制策略。(1)基于無源阻尼的直接電流控制策略 直接電流控制通過電流反饋閉環(huán)控制直接調

21、節(jié)電流，具有動態(tài)響應快、受系統(tǒng)參數影響小等特點，是目前常用的電流控制方案，然而無論采用p、pi還是pid調節(jié)均無法是系統(tǒng)穩(wěn)定，并網逆變器lcl接口直接輸出電流控制穩(wěn)定性問題簡單直接的解決方案是lcl串聯(lián)電阻形成無源阻尼pd衰減諧振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略 由于動態(tài)響應快、原理簡單，近年來直接功率控制已被越來越多地應用于pwm整流器的控制。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流內環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，l.a.serpa，j.w.kolar，s.ponnaluri和p.m.barbosa 提出了基于lcl濾波器的pwm 整流器的直接

22、功率控制策略。該方法設計了基于直接功率控制的有源阻尼方法來抑制lcl濾波器的諧振。這是一種基于虛擬磁鏈的直接功率控制。通過檢測交流側電流和直流側電壓來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無功功率，然后與給定值進行比較，偏差值送入開關狀態(tài)選擇表，產生控制脈沖。這種控制策略采用直接功率有源阻尼法，傳統(tǒng)的有源阻尼方法是給出電壓或電流的參考值，但是由于直接功率控制沒有電流控制環(huán)，所以文獻將其轉化為功率參考值。將有功、無功功率減去阻尼分量后就可以避免諧振問題。直接功率控制是近年來產生的一種新的控制方法，方法的優(yōu)點就是采用靜止坐標系進行控制計算，無需復雜的坐標變換和解耦控制，直接對系統(tǒng)的無功功率進行控

23、制，結構和算法簡單；避免了pwm 算法，采用查表技術，動態(tài)響應快；采用虛擬磁鏈定向，省去了電網電壓傳感器。網側虛擬磁鏈估算中用電網電流和電容電流來估算pwm 整流器交流側電流。節(jié)省了交流側電流傳感器。（3）基于無源阻尼的無差拍控制策略 為了便于矢量控制的數字化實現，1998 年，michael lindgren 和jan svensson 提出了基于lcl 濾波器的斬波器的無差拍控制。這是最早的基于lcl 濾波器的控制策略。2004，emilio.j.bueno，felipe espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。該控制策略只需要一組電流傳感器和一組電壓傳感器，其他的量可以由狀

24、態(tài)觀測器獲得，系統(tǒng)的擾動可以用無源阻尼來衰減。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。電壓外環(huán)采用常規(guī)pi調節(jié)器進行控制，電流內環(huán)采用上述無差拍算法來跟蹤給定電流。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數量，只需要檢測網側電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。無差拍控制方法與傳統(tǒng)的svpwm 整流器相比，脈沖寬度根據整流器當前的電路狀態(tài)實時確定，因而具有更優(yōu)越的動態(tài)性能。（4）基于三閉環(huán)的電網不平衡控制策略在實際系統(tǒng)中，三相電網電壓不可能完全對稱。不平衡的電網電壓會引起低頻電流諧波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意義。2005年，fainan.a.magueed 和jan

25、 svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于l濾波器的原理相似。另一種較為新穎的不平衡控制策略是2003 年erikatwining 和donald grahame holmes 提出的三閉環(huán)控制策略。這也是首次針對不平衡電網電壓提出的控制策略。其中，電壓外環(huán)用來控制直流側電壓。電流控制采用雙內環(huán)的控制結構，第一內環(huán)是網側電流內環(huán)，第二內環(huán)是電容電流內環(huán)。電壓調節(jié)器的輸出作為網側電流有功分量的給定，dq 坐標系中網側電流調節(jié)器輸出經坐標變換后作為三相電容電流的給定，三相電容電流的反饋值由網側電流與整流器交流側電流合成。最后，電容電流給定和反饋的偏差經過三個比

26、例調節(jié)器作svpwm 的電壓控制信號。坐標變換所需的旋轉角度由三相電網電壓獲得。在矢量控制的基礎上引入了電容電流內環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。除直流側電壓傳感器外，該方法需要兩組電流傳感器和一組電壓傳感器，傳感器數量多是其缺點。但實驗結果證明，該方法對于不平衡電網電壓有較強的魯棒性?；趌cl 濾波器的三相pwm 逆變器的控制策略的研究現狀分析可知，無差拍控制是研究較早的控制策略，控制策略的離散化便于數字化實現，但是無差拍控制需要的傳感器較多，所以無傳感器的研究成為研究重點。三閉環(huán)的控制策略是專門針對lcl 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設計；直接

27、功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型pwm逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結構簡單，采用查表技術，也便于數字實現，但其開關頻率不固定給濾波器參數選擇帶來一定困難。今后基于lcl 濾波器的pwm 整流器無傳感器控制、電網電壓不平衡控制和便于數字實現的控制將會成為研究的重點。1.3本課題研究的主要內容隨著對風能、太陽能等新能源的利用越來越多，逆變器的應用也越來越廣泛，如何保證逆變器輸出的電能質量成為研究的重點。在電網電壓確定的情況下，如何減少輸出電流紋波，提高電流的質量就成為主要的工作，傳統(tǒng)的濾波方式是采用逆變器與電網之間串聯(lián)電感，但在低開關頻率的大功率逆變器中，所需的

28、電感量將很大，這樣既增大了設備體積，也增加了成本，為了采用較少的電感量，達到更好的濾波效果，本文研究了基于lcl濾波的三相并網逆變器，并與單電感濾波電路進行了比較，主要內容有以下幾個方面。首先介紹了三相并網逆變器的產生背景，基于lcl濾波的三相并網逆變器的研究現狀。其次，簡要說明了三相逆變器的工作原理，并分析了lcl濾波器的數學模型，通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而簡化了控制系統(tǒng)設計。并詳細介紹了lcl濾波器的參數設計，對基于無源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進行了分析和控制系統(tǒng)的設計。 最后，完成了系統(tǒng)參數設計，并對基于無源阻尼和基于有源阻

29、尼兩種控制策略進行了仿真，通過仿真實驗對比分析，證明采用lcl濾波器的并網逆變器可以有效抑制輸出電流中的諧波分量，獲得較好的正弦電流波形；所采用的控制策略可以使系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。第2章 pwm逆變器的原理及數學模型2.1 逆變器的工作原理用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用igbt作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖所示圖2-1 三相逆變電路原理圖 如圖所示的直流側通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方

30、式也是180導通方式，即每個橋臂的導通角為180，同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導電，各相開始導電的角度一次相差120，這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導通，也可能是上面兩個臂下面一個臂同時導通，因為每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行的，因此也被稱為縱向換流。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于u相來說，當橋臂1導通時，當橋臂4導通時， 因此，的波形是幅值為的矩形波。v、w兩相的情況和u相類似，、的波形形狀和相同，只是相位一次相差120。 負載線電壓可由下式求出 （2-1） 該負載中點n與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為 （2-2）把上面各式相加并整

31、理可求得 （2-3）設負載為三相對稱負載，則有，故可得 （2-4） 的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。 的波形形狀相同，只是相位一次相差120。負載參數已知時，可以由的波形求出u相電流的波形。負載的阻抗角不同，的波形和相位都有所不同，橋臂1和橋臂4之間的換流過程和半橋電路相似，上橋臂1中的從通態(tài)轉換到斷態(tài)時，因負載電感中的電流不能突變，下橋臂4中的先導通續(xù)流，待負載電流降到零，橋臂4中的電流反向時，才開始導通，負載阻抗角越大，導通時間就越長。的上升段即為橋臂1導電的區(qū)間，其中時為導通，的下降段即為橋臂4導電的區(qū)間，其中時為導通。 、的波形和形狀相同，相位一次相差12

32、0。把橋臂1、3、5的電流加起來，就可得到直流側電流的波形，每隔60脈動一次，而直流側電壓基本是無脈動的，因此逆變器從電網側向直流側傳送的功率是脈動的，且脈動的情況和脈動情況大體相同，這也是電壓型逆變器的一個特點。 下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析，把輸出線電壓展開成傅里葉級數得： （2-5）式中，k為自然數輸出線電壓有效值為： （2-6）其中基波幅和基波有效值分別為 （2-7） （2-8）下面再來對負載相電壓進行分析，把展開成傅里葉級數得： （2-9）式中，k為自然數負載相電壓有效值為 （2-10）其中基波幅值和基波有效值分別為 （2-11） （2-12）在上述180導電的方式逆

33、變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關器件同時導通而引起的直流電源的短路，要采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，然后再給應導通的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的死區(qū)時間，死區(qū)時間的長短要視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快，所留的死區(qū)時間就可以越短，這一“先斷后通”的方法對于工作在上下橋臂通斷互補方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。2.2 基于lcl濾波器的pwm逆變器數學模型lcl 濾波的高頻pwm逆變器拓撲結構如圖2.5 所示。逆變器側是三個電阻為，電感為l 的電抗器，網側是三個電阻為

34、，電感為 的電抗器，網側電抗器和逆變器側電抗器之間是三個星型聯(lián)結的電容器。電抗器 l 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網對電流諧波的要求。圖2-5 基于lcl 濾波的三相高頻pwm 逆變器拓撲結構取單相l(xiāng)cl 濾波的pwm 整流器結構進行分析:圖2-6 lcl 濾波器的單相拓撲結構 可得其在連續(xù)靜止坐標系下的數學模型為： （2-34） （2-35） （2-36）式中： 電網電壓、電容器電壓、整流器側控制電壓電網側電流、電容器電流、整流器側電流由式（2-34），（2-35），（2-36）及前面開關函數的定義，可以推出lcl 濾波的三相pwm 整流器在三相電網電壓

35、對稱情況下的開關數學模型： （2-37） （2-38） （2-39） 式中：c 整流器直流側電壓、負載電阻及支撐電容根據kcl、kvl 得到三相靜止abc 坐標系下各相方程：a相： （2-40）b相: （2-41）c相: （2-42）式中： 三相電網側交流電壓 三相濾波電容上的電壓 整流器交流側的三相電壓 三相電網側交流電流 整流器交流側的三相電流經過整理可得采用lcl 濾波器的狀態(tài)方程: （2-43） 可以看出，三相l(xiāng)cl 濾波器的狀態(tài)空間方程為9 階的狀態(tài)方程，對這樣一個高階被控系統(tǒng)來說，如果不采用一定的方法進行降階處理的話，則很難設計控制器。因此，對此狀態(tài)方程進行abc 變換，按照式（2

36、-37），（2-38）的轉換矩陣，可得坐標系下的lcl 濾波器狀態(tài)空間方程為： （2-44） 然后進行 dq根據式（2-41），（2-42）的變換矩陣，可得dq坐標系下的lcl濾波器狀態(tài)空間方程為： （2-45）式中:三相電網電壓的基波角頻率 三相電網電壓矢量的d，q 軸分量三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量整流器交流側電壓矢量的d，q 軸分量 三相電網電流矢量的d，q 軸分量整流器交流側電流矢量的d，q 軸分量 由式（2-45）可以得出圖2.7 所示的lcl 濾波器的結構框圖?？刂频哪康氖墙o出正確的控制矢量,使網側電流與電壓同相位?？梢钥闯觯趌cl 濾波器的pwm整流器是一個高階、非線

37、性、強耦合的多變量系統(tǒng)。2.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網供電，所以控制器的設計中都要設置鎖相環(huán)節(jié)。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是phase-locked loop,簡稱pll。其作用是使得電路上的時鐘和某一外部時鐘的相位同步。因鎖相環(huán)可以實現輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來。 在數據采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數據采

38、集板卡共享同一個采樣時鐘。因此，所有板卡上各自的本地80mhz和20mhz時基的相位都是同步的，從而采樣時鐘也是同步的。因為每塊板卡的采樣時鐘都是同步的，所以都能嚴格地在同一時刻進行數據采集。 鎖相環(huán)的基本結構： 鎖相環(huán)路是一個相位反饋自動控制系統(tǒng)。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（pd）、環(huán)路濾波器（lpf）和壓控振蕩器（vco）。其組成方框圖如下所示。 圖4-6 鎖相圖的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經過采集并分頻； 2. 和基準信號同時輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電壓； 4. 控制vco，使它的頻率改變； 5. 這樣經

39、過一個很短的時間，vco 的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。 鎖相環(huán)可用來實現輸出和輸入兩個信號之間的相位同步。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。這時，壓控振蕩器按其固有頻率fv進行自由振蕩。當有頻率為的參考信號輸入時，和同時加到鑒相器進行鑒相。如果和相差不大，鑒相器對和進行鑒相的結果，輸出一個與和的相位差成正比的誤差電壓ud，再經過環(huán)路濾波器濾去中的高頻成分，輸出一個控制電壓,將使壓控振蕩器的頻率（和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號的頻率靠攏，最后使=，環(huán)路鎖定。環(huán)路一旦進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差

40、，而沒有頻差存在。這時我們就稱環(huán)路已被鎖定。 環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對輸入信號的頻率和相位不變而言的，若環(huán)路輸入的是頻率和相位不斷變化的信號，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷地跟蹤輸入信號的頻率和相位變化，則這時環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。 鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號頻率與輸入信號頻率嚴格同步，而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術的各個領域中都有著廣泛的應用。2.4 本章小結 本章介紹了三相電壓型逆變器的工作原理，然后進一步分析了lcl濾波器的數學模型，將三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而可以采用簡單的pi控制即可實現被控量的無靜差控制，簡化了

41、控制系統(tǒng)設計。第3章 lcl濾波器和控制系統(tǒng)的設計3.1 lcl濾波器的參數設計3.1.1 lcl濾波器的諧振抑制方法 lcl 濾波器的阻抗值與流過的電流頻率成反比，頻率越高，阻抗越小，所以可以濾除高頻諧波。然而，濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，lcl 濾波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。一般采用在已有控制策略的基礎上增加阻尼作用來解決這個問題。 阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上串聯(lián)電阻來使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應用，但是加入的電阻會增加系統(tǒng)的損耗，不適合大功率

42、系統(tǒng)的應用。另一種方法是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，消除共振作用，這種方法叫做“有源阻尼法”。該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。3.1.2 濾波器參數變化對濾波性能的影響（1）電感l(wèi) 決定整流器橋臂電流紋波。由上述分析可知，諧波等效電路中，電容支路與電網等效支路并聯(lián)，然后與整流器側電感串聯(lián)。和對整流器側輸出電流進行分流。l 上的電流是由其阻抗和電容支路與支路的并聯(lián)阻抗決定的。 和并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小了。為了對開關紋波電流進行分流，以使得高頻分量盡可能多的從電容支路流過，在設計時必須保證高頻下。根據電路原理，主要由較小的決定，所以不會太大。不會隨著和并聯(lián)電路的加

43、入而減小太多，所以整流器側紋電流主要取決于l 的大小。橋臂紋波電流不能太大，因為紋波電流過大不僅會使igbt 結溫波動增大，對功率器件壽命造成不利影響，還會加大l 的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽命。但太大的電感量會造成直流電壓利用率下降，而且使得電感體積大，成本增加。所以設計時需要綜合考慮。（2） 和并聯(lián)部分。電感電容的加入將一個一階的電感濾波電路改造成為一個三階電路，在改善濾波器過渡特性的同時，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網的高頻分量。根據并聯(lián)電路各支路的分流關系，必須小于，只有這樣才能使高頻電流分量盡量從電容支路流過，盡可能少地流入電網。要滿足，可以增大電容量，也可以增

44、大的電感量，但是增大電容量會減小電容支路對基波的阻抗，增大了無功電流，從而增大了整流器輸出電流容量，但一味地減小電容，要達到同樣的濾波效果，將導致網側電感的增大。同l 情況類似， 的電感量也有限制。因此，lcl 各參數的設計需要配合。3.1.3 濾波器參數設計的約束條件（1）lcl 濾波器的電容將引起無功功率增加，從而降低功率因數。為了保證系統(tǒng)的高功率因數，一般限制電容吸收的無功功率低于額定功率的5%。（2）總電感值要小于0.1pu ，否則需要較高的直流電壓來保證電流的控制性，這將會增大功率開關的損耗。（3）為了避免開關頻率附近的諧波激發(fā)lcl 諧振，諧振頻率應遠離開關頻率，一般小于0.5，但

45、不能過小，否則低次諧波電流將通過lcl 濾波器得以放大。一般諧振頻率在十倍的基波頻率到開關頻率的一半之間（4）需增設阻尼電阻防止諧振，但阻值不能太大，以免帶來過多的損耗，從而降低了效率。3.1.4 濾波器參數的設計步驟(1)電感的計算： （3-1）u為網側相電壓有效值，為諧波電流峰值，為開關頻率。(2) 總電感值的約束條件： （3-2）其中為直流母線電壓，為網側相電壓峰值，為相電流峰值。且 （3-3）(3) 計算電容c可先確定諧振頻率，再根據公式： （3-4）計算得電容c的值；也可以取電容消耗的無功功率為總功率的5%，利用約束條件：，其中,且其中e為網側線電壓有效值，為基波頻率。(4) 電容所

46、串電阻 （3-5）3.2 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計 基于lcl濾波的并網逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點是電路結構簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設計簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會增加功率損失，尤其在大功率應用場合，電阻上的功率損耗會更多，并且可能導致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設備，長期看來，成本不一定會減少。該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據文，并網逆變器lcl接口直接輸出電流控制無論采用p、pi還是pid控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定，該問題的直接解決方案是lcl串聯(lián)電阻，增大相角裕度

47、，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，文中已證明該方案的正確性。該單環(huán)控制策略采用pi調節(jié)器，濾波器的參數計算參見3.1.4。下圖是基于無源阻尼的并網逆變器原理圖。圖3-1 基于無源阻尼的并網逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型： 圖3-2 基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型 計算pi調節(jié)器的參數，根據文獻2得lcl濾波器的傳遞函數： （3-6）將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié): 又的數值很小，忽略不計，則f(s)化簡為： （3-7）進而可得被控對象的傳遞函數： （3-8）且已知pi調節(jié)器的傳遞函數為： 其中=ht整定為ii型系統(tǒng)后為： （3-9）且典型ii型系統(tǒng)的傳遞函數為： （3-10）其中選定h，濾波器參數、c和的值，

48、即可計算出k，然后可得即，且電容所串電阻為： （3-11） 以上為理論計算方法，仿真過程中各參數還需要適當調整，才能得到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。3.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計 區(qū)別于無源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網側電感電流外環(huán)的基礎上增加了濾波電容電流內環(huán)，該控制策略采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數量，控制器的設計也較為復雜，但實驗結果表明，該控制策略能保證輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計。3.3.1 網側電感電流外環(huán)控制器的設計 下圖是基于lcl濾波的三相并網逆變器原理圖圖3-3 三相并網逆變器原理圖

49、 可得系統(tǒng)線性控制模型： 圖3-4 基于有源阻尼的線性系統(tǒng)控制電感電流外環(huán)的控制器的設計方法與單電流環(huán)中控制器的設計方法類似，設計過程參見3.2節(jié)。3.3.2 電容電流內環(huán)控制器的設計由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內環(huán)控制對象傳遞函數為：，由于的數量級在，忽略不計，控制對象可簡化為：。典型i型系統(tǒng)為：，上述控制對象要整定為i型系統(tǒng)，可采用pi調節(jié)器：，且取為t和rc中較大的數，由于，取3,c=100uf，t為0.0002s，則取=rc，整定后的i型系統(tǒng)為：，又,且取kt=0.5時超調較小、動態(tài)響應較快，計算可得的值，。3.4本章小結 本章的主要內容是說明了lcl濾波器的參數設計的約束條件，參數

50、設計方法，以及各濾波器參數變化對濾波性能的影響，電路諧振抑制方法，并詳細分析了基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制策略的原理以及兩種控制器的設計方法。第4章 系統(tǒng)參數設計及仿真驗證4.1 系統(tǒng)參數設計選定直流母線電壓800v，電網電壓380v/50hz，總功率100kw,開關頻率選定為5khz,可得輸出相電流峰值為215a，令為逆變器側濾波電感，為網側濾波電感，為濾波電容，為單環(huán)控制策略中電容所串電阻。根據前兩節(jié)所述參數計算方法，可得到：總電感約束值且，又所以可取總電感為1mh，取 又由于,且，可得，取100uf。可得諧振頻率，滿足約束條件。進而可得單環(huán)控制策略中電容所串電阻。

51、根據3.3.1節(jié)，可得整定后的并網電感電流外環(huán)傳函為：且典型ii型系統(tǒng)為： 其中，由于開關頻率為5khz，則t=0.0002s，又取h=5時，動態(tài)響應適中，此時： 可得，即，又，可得。 根據3.3.2節(jié)，計算得電容電流內環(huán)的pi調節(jié)器的參數： 4.2 仿真驗證為了驗證本文所敘述的lcl濾波器參數的設計方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達到所要求的穩(wěn)定性，對4.1節(jié)中的系統(tǒng)設計了matlab仿真，根據4.1節(jié)中計算所得各參數，取濾波電感，濾波電容，單環(huán)控制策略中電容所串電阻，并網電感電流外環(huán)pi調節(jié)器參數為，濾波電容電流內環(huán)pi調節(jié)器參數為，單環(huán)控制策略的pi調節(jié)器的參數與雙

52、環(huán)中外環(huán)pi參數相同。下面分別對基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進行了仿真驗證，并對仿真波形進行比較，得到較好的控制策略。 下圖分別是基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路、基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路：圖4-1 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路圖4-2 基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路以下是仿真結果：（1） 電網電壓波形圖4-4 電網電壓波形 由于都是三相并網，且電壓、頻率相同，電壓是已確定的，所以三種策略仿真所得電壓波形相同，都如上圖所示，仿真中設置a相初相位為0，b、c兩相一次相差120。（2） 輸出電流波形(a)基于無源阻尼控制策略的仿真電流(b)基于有源阻尼控制策略的仿真電流 圖4-5 兩種控制策略的輸出電流比較 通過以上波形對比，可以看出同樣的電流參數，基于無源阻尼的單環(huán)控制策略所得電流波形達到穩(wěn)定狀態(tài)的速度更快，但電流諧波成分較多，就需要通過增大濾波電容或其他途徑提高電流質量，但增大濾波器參數會增加成本