第10講_RAKE、均衡、多載波

1、移動通信-物理層關鍵技術3 授課教師：仇洪冰授課教師：仇洪冰 信息與通信學院信息與通信學院 EmailEmail： 內容 n RAKE接收技術接收技術 l RAKE接收的基本思想接收的基本思想 l 簡化的簡化的RAKE接收機接收機 n 均衡技術均衡技術 l均衡原理均衡原理 l時域均衡時域均衡 l線性均衡線性均衡 l非線性均衡非線性均衡 n 多載波傳輸技術多載波傳輸技術 l OFDM l MC-CDMA l MC-DS-CDMA l MT-CDMA 3 RAKERAKE接收與多徑分集接收與多徑分集 RAKE接收不同于傳統的空間、頻率與時接收不同于傳統的空間、頻率與時 間分集技術，它是一種典型的利

2、用信號統計與間分集技術，它是一種典型的利用信號統計與 信號處理技術將分集的作用隱含在被傳輸的信信號處理技術將分集的作用隱含在被傳輸的信 號之中，因此又稱它為隱分集或帶內分集。號之中，因此又稱它為隱分集或帶內分集。 4 RAKERAKE接收的基本原理接收的基本原理1 1 RAKE接收就是設法將上述被擴散的信號能量充 分利用起來。其主要手段是擴頻信號設計與RAKE接收 的信號處理手段。在實際的移動通信中由于用戶的隨 機移動性，接收到的多徑分量的數量、大小(幅度)、時 延(到達時間不同)、相位均為隨機變量，因此合成后的 合成矢量亦為一個隨機變量。但是如果能利用擴頻信 號設計將各條路徑信號加以分離，再

3、利用RAKE接收將 被分離的各條路徑信號相位校準、幅度加權，并將矢 量和變成代數和。而加以充分利用。當然，這一分離、 處理和利用的設想，特別是對于連續(xù)型時延功率譜是 受分辨率即擴頻增益和RAKE接收信號處理方式和能力 所限。 5 RAKERAKE接收的基本原理接收的基本原理2 2 根據寬帶擴頻信號的相關理論，設計適當 擴頻比的擴頻信號(它主要決定分離多徑的分辨 率)和相應的RAKE接收的信號處理方式就能將 被擴散的信號能量分離、處理、合并，并加以 有效利用。 上述時延功率譜的利用效率主要決定于實 際信道多徑時延展寬的程度以及多徑分離的能 力。而多徑分離的能力則主要取決了擴頻增益 與擴頻帶寬。

4、RAKERAKE接收的基本原理接收的基本原理3 3 城市繁華地區(qū)，多徑時延約為5us。IS- 95擴頻帶寬1.25MHz。此時，頻率分集的載 波間隔大約為200KHz，因此，理論上可提供 大約6重分集。由于多徑時延是隨機的，實際 有價值的路徑不超過34條，即34重分集 的效果。 6 2021-6-23 7 RAKERAKE接收的基本原理接收的基本原理4 4 由上面分析RAKE接收的多徑分集，從理 論上看它應屬于頻率分集，但是從現象上看， 它是利用多徑時延進行的分集。實際上我們在 信道分析中已指出，正是由于時延擴散才引入 了頻率選擇性衰落。它們之間是一對因果關系， 正因為這樣，有人認為稱它為多徑

5、分集更為恰 當。 RAKE接收機 所謂RAKE接收機，就是利用多個并行相關器 檢測多徑信號，按照一定的準則合成一路信號供 解調用的接收機。需要特別指出的是，一般的分 集技術把多徑信號作為干擾來處理，而RAKE接收 機采取變害為利的方法，即利用多徑現象來增強 信號。 8 2021-6-23 簡化的RAKE接收機的組成 9 2021-6-23 假設發(fā)端從Tx發(fā)出的信號經N條路徑到達接收天線Rx。 路徑1距離最短，傳輸時延也最小，依次是第二條路徑， 第三條路徑，時延時間最長的是第N條路徑。通過 電路測定各條路徑的相對時延差，以第一條路徑為基 準時，第二條路徑相對于第一條路徑的相對時延差為2， 第三條

6、路徑相對于第一條路徑的相對時延差為3， 第N條路徑相對于第一條路徑的相對時延差為N，且有 NN-132(1=0). 由于各條路徑加權系數為1，因此為等增益合并方式。 還可以采用最大比合并或最佳樣點合并，利用多個并 行相關器，獲得各多徑信號能量，即RAKE接收機利用 多徑信號，提高了通信質量。 10 2021-6-23 由于每條多徑信號都經受著不同的衰落，具有不 同的振幅、相位和到達時間。由于相位的隨機性，其 最佳非相干接收機的結構由匹配濾波器和包絡檢波器 組成。 最 佳 非 相 干 接 收 機 。 圖 中 匹 配 濾 波 器 用 于 對 c1(t)cost匹配。 如果r(t)中包括多條路徑，則

7、上圖的輸出如下頁圖所 示。 11 2021-6-23 圖中每個峰值的幅度的不同是由每條路徑的傳輸損 耗不同引起的。為了將這些多徑信號進行有效的合并， 可將每一條多徑通過延遲的方法使它們在同一時刻達到 最大，按最大比的方式合并，就可以得到最佳的輸出信 號。然后再進行判決恢復，發(fā)送數據。 12 2021-6-23 實現最佳合并的橫向濾波器 Guilin University of Electronics Technology 13 2021-6-23 均衡技術 n 概念：對移動信道特性進行均衡，矯正信道傳輸函數，概念：對移動信道特性進行均衡，矯正信道傳輸函數， 使其滿足無失真?zhèn)鬏敆l件。使其滿足無失

8、真?zhèn)鬏敆l件。 l 可以看作是將傳輸碼元擴散的能量放回到該碼元時隙中去的可以看作是將傳輸碼元擴散的能量放回到該碼元時隙中去的 過程。過程。 n 目標：抵消由信道中時變的多徑傳播特性引起的碼間串目標：抵消由信道中時變的多徑傳播特性引起的碼間串 擾，消除信道的頻率選擇性和時間選擇性。擾，消除信道的頻率選擇性和時間選擇性。 n 分類：分類： l 頻域均衡：校正幅頻特性和群延時，多用于模擬通信；頻域均衡：校正幅頻特性和群延時，多用于模擬通信； l 時域均衡：使沖擊響應無碼間串擾，多用于數字通信。時域均衡：使沖擊響應無碼間串擾，多用于數字通信。 n 應用：信號不可分離多徑，時延擴展足夠大。應用：信號不可分

9、離多徑，時延擴展足夠大。 n 抗時變性：要求自適應信道變化調整參數，故稱自適應抗時變性：要求自適應信道變化調整參數，故稱自適應 均衡。均衡。 n 自適應均衡一般包含訓練和跟蹤兩種工作模式。自適應均衡一般包含訓練和跟蹤兩種工作模式。 等效的無線傳輸系統的結構 時域均衡原理 n Nyquist 第一準則，理想傳輸，信道失真。 n 均衡：利用信道均衡器heq(t) 使總的脈沖響應函數 接近理想狀態(tài)，消除非理想信道c (t) 引起的碼間串 擾。 n 均衡器實際上是信道的反向濾波器，對頻率選擇性 信道，均衡器將增大衰落大的頻譜部分，減小衰落 小的頻譜部分，使總的頻響幅度趨于平坦，相位趨 于線性。 * *

10、 1 eq eq cthtt Hf Cf 兩個基本途徑 n頻域均衡，它主要從頻域角度來滿足無失頻域均衡，它主要從頻域角度來滿足無失 真?zhèn)鬏敆l件，它是通過分別校正系統的幅真?zhèn)鬏敆l件，它是通過分別校正系統的幅 頻特性和群時延特性來實現的。主要用于頻特性和群時延特性來實現的。主要用于 早期的固定式有線傳輸網絡中。早期的固定式有線傳輸網絡中。 n時域均衡，它主要從時間響應考慮以使包時域均衡，它主要從時間響應考慮以使包 含均衡器在內的整個系統的沖擊響應滿足含均衡器在內的整個系統的沖擊響應滿足 理想的無碼間串擾的條件。目前廣泛利用理想的無碼間串擾的條件。目前廣泛利用 橫向濾波器來實現，它可以根據信道的特橫

11、向濾波器來實現，它可以根據信道的特 性的變化而不斷的進行調整。性的變化而不斷的進行調整。 兩種途徑的比較與應用 n 時域均衡實現比頻域均衡方便，性能一般也比頻域時域均衡實現比頻域均衡方便，性能一般也比頻域 均衡好，故得到廣泛的應用。特別是在時變的移動均衡好，故得到廣泛的應用。特別是在時變的移動 信道中，幾乎都采用時域均衡的實現方式。信道中，幾乎都采用時域均衡的實現方式。 n 在衰落信道中引入均衡的目的是減輕或消除由于頻在衰落信道中引入均衡的目的是減輕或消除由于頻 率選擇性衰落造成的符號間干擾率選擇性衰落造成的符號間干擾ISI。并非所有移動。并非所有移動 通信系統均要求使用自適應均衡器，實際上，

12、如果通信系統均要求使用自適應均衡器，實際上，如果 信道頻率選擇性衰落引入時延功率譜的擴散信道頻率選擇性衰落引入時延功率譜的擴散(即多徑即多徑 擴散擴散)區(qū)間為區(qū)間為 m m,而傳輸的消息符號的持續(xù)時間為而傳輸的消息符號的持續(xù)時間為Ts， 當當Ts m m時，移動信道就可以不必要使用自時，移動信道就可以不必要使用自 適應均衡，因為這時，時延擴散對傳送的消息符號適應均衡，因為這時，時延擴散對傳送的消息符號 的影響可以忽略不計。的影響可以忽略不計。 應用舉例1 n在在IS-95系統中，采用擴頻碼的碼分多址系統中，采用擴頻碼的碼分多址CDMA 方式來區(qū)分用戶，對于每個用戶傳送的原始消方式來區(qū)分用戶，對

13、于每個用戶傳送的原始消 息符號持續(xù)時間息符號持續(xù)時間Ts m m，亦可不采用自適應均衡技術；，亦可不采用自適應均衡技術； n 若消息符號持續(xù)時間小于時延擴散即：若消息符號持續(xù)時間小于時延擴散即： Tsm，則，則 在接收信號中會出現符號間干擾在接收信號中會出現符號間干擾ISI，這時就需要，這時就需要 使用自適應均衡器來減輕或消除使用自適應均衡器來減輕或消除ISI。 應用舉例2 nGSM數字式蜂窩系統，由于是采用了時分數字式蜂窩系統，由于是采用了時分 多址多址TDMA方式，對各用戶信息傳送是采用方式，對各用戶信息傳送是采用 時分復用方式，而不是上述碼分用戶的并時分復用方式，而不是上述碼分用戶的并

14、行方式，或者是正交多載波行方式，或者是正交多載波OFDM的頻分復的頻分復 用方式，其符號速率比較高，所以一般滿用方式，其符號速率比較高，所以一般滿 足的條件足的條件 Tsm，所以必須使用自適應均衡，所以必須使用自適應均衡 技術。北美的技術。北美的IS-54、IS-136等數字式蜂窩系等數字式蜂窩系 統也滿足這一條件，也需要采用自適應均統也滿足這一條件，也需要采用自適應均 衡器；衡器； 多普勒頻移對均衡的影響 影響均衡效果的另一個重要因素是信道影響均衡效果的另一個重要因素是信道 參數參數信道多普勒頻移寬度信道多普勒頻移寬度Bd，或者相對應，或者相對應 的信道相干時間的信道相干時間Td=1/Bd

15、。因為在接收端使用。因為在接收端使用 均衡器，必須測量信道特性即信道沖擊響應，均衡器，必須測量信道特性即信道沖擊響應， 信道特性隨時間變化的速度必須小于傳送符信道特性隨時間變化的速度必須小于傳送符 號的持續(xù)時間，即必須小于信道多徑擴散時號的持續(xù)時間，即必須小于信道多徑擴散時 間間m ，即：，即： m 1/Bd ,也就是必須滿足也就是必須滿足m Bd 1。 )( td k d k d 在具體數字化實現時，設x(t)和 的采樣值為xk和 ， 則均衡器的設計就是按照某種最佳的準則來使xk和 或者xk 和dk之間達到最佳的匹配。例如, 我們關心均衡器的輸出采 樣點（波形）與發(fā)端波形是否一致， 此時可使

16、xk和 的均 方誤差最小。如果我們將上述準則進行擴展， 不直接關心波形而關心單個輸出的符號dk或輸出符號的序列 dk， 則我們可以采用最大后驗概率（MAP）準則或最大似然 （ML）準則，即 )( td 2 kk dxE ) |(maxarg)| (maxarg ) |(maxarg)| (maxarg k d kk d k k d kk d k dypdydPd dypdydPd kk kk 自適應均衡器的基本結構 nk N n nkk yd 0 權值矢量 wk T 210Nkkkkk w 設輸入矢量 yk可以定義為 yk=yk yk-1 yk-2 yk-NT （1） 均衡器的輸出為 （2）

17、（3） 利用式（1）和（3）， 則式（2）可以寫成 k T kk T kk ywwyd 若所希望的均衡器輸出是已知的， 即d= xk， 則 誤差信號ek為 kkkkk dxdde k T kkk T kk T kkk k T kkk T kkk wyxwyywxe ywxwyxe 2 2 2 （6） （7） 利用式（4）有 （5） 進而有 （4） 對上式求均值， 就可以得到ek的均方誤差： k T kkk T kk T kkk wyxEwyyEwxEeE2 2 2 （8） 為了對式（8）進行最小化， 還用到一個互相關矢 量 p 和輸入相關矩陣R ， 它們的定義分別為 p =Exk yk=Exk

18、yk xkyk-1 xkyk-2 xkyk-NT （9） 2 21 121 2 1 21 2 1 NkkNkkNkkNk Nkkkkkkk Nkkkkkkk kk yyyyyyy yyyyyyy yyyyyyy EyyER （10） 均方誤差(mSE) wpRwwxE TT k 2 2 （11） R 有時也被稱為協方差矩陣， 它的對角線上的元 素是輸入信號的均方值，其他交叉項為輸入信號的不 同延遲樣點的自相關值。 如果xk和 yk是平穩(wěn)的， 在 p 和 R 中的元素是二 階統計量，則它們是不隨時間變化的。利用式（8）、 （9）和（10）得： T N w 10 （12） 將式（4-96）代入上式

19、得： pRp22（13） 將上式對 wk求最小，就可以得到 wk的最佳解。為 確定最小的mSE(即MMSE)，可以利用上式的梯度 (GradieNt)。只要 R 是非奇異的（其逆矩陣存在）， 則當 wk的取值使梯度為0時，MSE最小。的梯度定義 為 令令 ， 可得可得MME對應的最佳權值為對應的最佳權值為0 pRw 1 （14） wppRpxE wpppRxEMMSE TT k TT k 2 2)( 12 12 min （4-100） 將上式代入式（4-96），并利用下列矩陣性質： 對于一個方陣,有(AB)T=BTAT；對于一個對稱矩陣, 有AT=A和(A-1)T=A-1。則可得均衡后的最小均

20、方誤差 為 均衡準則與分類 n均衡準則均衡準則-“估計估計”問題，系數收斂。問題，系數收斂。 l最小峰值失真準則，使干擾的峰值最??；最小峰值失真準則，使干擾的峰值最??； l最小均方誤差準則，估值的誤差均方值最小。最小均方誤差準則，估值的誤差均方值最小。 n自適應均衡器分類：根據輸出用于反饋的方法。自適應均衡器分類：根據輸出用于反饋的方法。 l線性均衡器：一般用于信道失真較小時。線性均衡器：一般用于信道失真較小時。 u線性橫向均衡器線性橫向均衡器 u格型均衡器格型均衡器 l非線性：信道失真嚴重時性能較好，應用廣泛。非線性：信道失真嚴重時性能較好，應用廣泛。 u判決反饋均衡器（判決反饋均衡器（DF

21、E） u最大似然序列估值器（最大似然序列估值器（MLSE） u最大似然符號檢測器（最大似然符號檢測器（MLSD） 均衡器類型、結構和算法 時域均衡器的分類說明 在移動通信中，由于多徑衰落的影響，當所在移動通信中，由于多徑衰落的影響，當所 需傳送的消息符號速率較高時，比如數百個千比需傳送的消息符號速率較高時，比如數百個千比 特以上時，一般特以上時，一般ISI的符號長度的符號長度L=10時，時，MLSD的的 計算已太復雜，而無法使用，這時計算已太復雜，而無法使用，這時DFE具有次優(yōu)具有次優(yōu) 而計算效率高的特點，是最為適合的時域自適應而計算效率高的特點，是最為適合的時域自適應 均衡方式。其基本思路為

22、如果攜帶信息的符號已均衡方式。其基本思路為如果攜帶信息的符號已 被檢測出來，那么該符號對將來符號所造成的影被檢測出來，那么該符號對將來符號所造成的影 響也就可以被估計出來，而且可以從被接收的信響也就可以被估計出來，而且可以從被接收的信 號中消除掉。號中消除掉。DFE也可以用于也可以用于GSM移動通信中，移動通信中， 而且其實現復雜度要比而且其實現復雜度要比MLSD方案簡單，而性能方案簡單，而性能 下降也并不很明顯。下降也并不很明顯。 時域均衡實現方法橫向濾波器 n橫向濾波器是時域均衡的主要實現方式。它由橫向濾波器是時域均衡的主要實現方式。它由 多級抽頭延遲線、可變增益加權系數乘法器以多級抽頭延

23、遲線、可變增益加權系數乘法器以 及相加器共同組成。及相加器共同組成。 n濾波器階數取決于濾波器階數取決于 信道的時延擴展。信道的時延擴展。 0 0 k N nkn k kN k yc x S T S T S T S T S T S T 輸入 x(t) N W 1 W 0 W 1 W 1N W N W 1N W 橫向濾波器1 n橫向濾波器，調節(jié)加權系數，使其它時刻的信橫向濾波器，調節(jié)加權系數，使其它時刻的信 號在分析時刻為零。號在分析時刻為零。 n輸入信號輸入信號x(t)經過經過2N級延遲線，每級的群時延級延遲線，每級的群時延 為為 ，其中，其中 為傳送系統的奈奎斯特為傳送系統的奈奎斯特 取樣頻

24、率，即信號取樣頻率，即信號x(t) 的最高頻率。的最高頻率。 n 每一級延遲線的輸出端都相應引出信號每一級延遲線的輸出端都相應引出信號 ， 并分別經過可變增益加權系數并分別經過可變增益加權系數 相乘以后，送入求和電路進行代數相加，形成相乘以后，送入求和電路進行代數相加，形成 總的輸出信號總的輸出信號y(t)。其中濾波器抽頭共有。其中濾波器抽頭共有2N+1 個，加權系數個，加權系數 可變、可調且能取正負值，并可變、可調且能取正負值，并 對中心抽頭系數歸一化。對中心抽頭系數歸一化。 1/ 2 SH Tf H f () S x tnT (0, 1,.) k w kN k W 橫向濾波器2 n 若橫向

25、濾波器的沖擊響應為若橫向濾波器的沖擊響應為g(t)，則：，則： n 這時，輸出響應就成為：這時，輸出響應就成為： n 或或 n 可見，橫向濾波器的接入將使系統的輸出波形可見，橫向濾波器的接入將使系統的輸出波形y(t)成為成為 2N+1個經過不同時延的均衡器的輸入波形個經過不同時延的均衡器的輸入波形x(t)的加權和。的加權和。 對于一個實際響應波形對于一個實際響應波形x(t)，只要適當的選擇抽頭增益，只要適當的選擇抽頭增益 系數就可以使輸出波形在各個奈氏取樣點系數就可以使輸出波形在各個奈氏取樣點(k=0處除外處除外)趨趨 于零。于零。 ( )() N kS kN g tWtkT 0 ( )( )

26、() t t y txg td ( )( )( )() N kS kN y tx tg tW x tkT 橫向濾波器3 n當當 時，有時，有 n或簡寫成：或簡寫成： n 式中式中 表示以表示以n為中心的前后為中心的前后k個符號個符號 。 在在 取樣時刻取樣時刻 時對第時對第n個符號所造成的個符號所造成的ISI。這樣，橫向。這樣，橫向 濾波器的作用就是要調節(jié)抽頭增益系數濾波器的作用就是要調節(jié)抽頭增益系數 (不含不含 )使得使得 以以n為中心的前后符號在取樣時刻為中心的前后符號在取樣時刻 的樣值趨于零。的樣值趨于零。 即消除它們對第即消除它們對第n個符號的干擾。所以橫向濾波器可以控個符號的干擾。所

27、以橫向濾波器可以控 制并消除制并消除2N+1個符號內符號間干擾。并將橫向濾波器達個符號內符號間干擾。并將橫向濾波器達 到這一狀態(tài)的特性稱之為到這一狀態(tài)的特性稱之為“收斂收斂”特性。顯然，橫向濾波特性。顯然，橫向濾波 器抽頭越多即器抽頭越多即N越大，控制范圍也就越大，均衡的效果也越大，控制范圍也就越大，均衡的效果也 就越好。但是就越好。但是N越大、抽頭越多，調整也就越困難，工程越大、抽頭越多，調整也就越困難，工程 上應在性能與實現復雜性上進行合理的折中。上應在性能與實現復雜性上進行合理的折中。 ()() N SkS kN y nTW x nk T S tnT N nkn k kN yW x n

28、k x (0, 1, 2,.)kN S tnT k W 0 W S tnT 均衡器的調節(jié)準則1 n在上述均衡器取有限抽頭（在上述均衡器取有限抽頭（ ）的情況下，）的情況下， 均衡器輸出將達不到理想的無均衡器輸出將達不到理想的無ISI狀況，它狀況，它 必然還存在剩余失真，且必然還存在剩余失真，且N越小失真越大。越小失真越大。 那么均衡器的抽頭增益應該按照什么樣的那么均衡器的抽頭增益應該按照什么樣的 原則來調節(jié)才是最佳的呢？又如何來實現原則來調節(jié)才是最佳的呢？又如何來實現 呢？前一個問題稱為調節(jié)準則的選取，后呢？前一個問題稱為調節(jié)準則的選取，后 一個問題稱為調節(jié)算法的選定。這里首先一個問題稱為調節(jié)

29、算法的選定。這里首先 討論前一個問題即調節(jié)準則的選取問題。討論前一個問題即調節(jié)準則的選取問題。 最常用的兩個準則為峰值失真準則和均方最常用的兩個準則為峰值失真準則和均方 誤差誤差MSE準則。準則。 N 均衡器的調節(jié)準則2 n峰值失真準則：峰值失真準則： l它可以簡單的定義為在均衡器輸出端最壞情況它可以簡單的定義為在均衡器輸出端最壞情況 下的符號間干擾下的符號間干擾ISI值，尋求這個性能指標下的值，尋求這個性能指標下的 最小化為峰值失真準則。最小化為峰值失真準則。 n均方誤差均方誤差MSE準則：準則： l該算法綜合考慮了均衡器輸出端既存在該算法綜合考慮了均衡器輸出端既存在ISI也存也存 在加性噪

30、聲，并以最小均方誤差準則來計算橫在加性噪聲，并以最小均方誤差準則來計算橫 向濾波器的抽頭系數。向濾波器的抽頭系數。 判決反饋均衡器DFE 判決反饋均衡器是由兩個濾波器組成：一個是前饋濾波判決反饋均衡器是由兩個濾波器組成：一個是前饋濾波 器，另一個是反饋濾波器。前饋濾波器的作用與線性均衡器器，另一個是反饋濾波器。前饋濾波器的作用與線性均衡器 一樣，反饋濾波器則是將前面已檢測符號的判決輸出作為它一樣，反饋濾波器則是將前面已檢測符號的判決輸出作為它 的輸入，該反饋濾波器的作用是從過去已檢測的符號來估計的輸入，該反饋濾波器的作用是從過去已檢測的符號來估計 當前正檢測符號的碼間干擾，然后將它與前饋濾波器

31、輸出相當前正檢測符號的碼間干擾，然后將它與前饋濾波器輸出相 減，從而減少了當前輸出符號的碼間干擾。減，從而減少了當前輸出符號的碼間干擾。 前饋濾波器 逐個符號 檢測器 反饋濾波器 ny n x 輸入輸出 n y DFE DFE 自適應均衡器自適應均衡器 n 基本思想：被檢測出的信息碼元對未來碼元的干擾應在未來碼基本思想：被檢測出的信息碼元對未來碼元的干擾應在未來碼 元檢測之前估計出來并進行抵消。元檢測之前估計出來并進行抵消。 n 前饋部分為橫向濾波器，通過選取其長度和系數有效地抑制未前饋部分為橫向濾波器，通過選取其長度和系數有效地抑制未 來碼元對當前碼元地干擾。來碼元對當前碼元地干擾。 n 反

32、饋部分由檢測器的輸出驅動，通過調整器系數來消除當前符反饋部分由檢測器的輸出驅動，通過調整器系數來消除當前符 號中所有以前符號產生的號中所有以前符號產生的ISI。 n 前饋部分和反饋部分的階數應能覆蓋信道的時延擴展。前饋部分和反饋部分的階數應能覆蓋信道的時延擴展。 橫向濾波器實現的DFE結構1 TT 輸入 N w 1N w 1 w 0 w 判決器TT n y 輸出 1 w 1N w N w n x n y 橫向濾波器實現的DFE結構2 n 上述橫向濾波器方式實現的判決反饋均衡器中前饋上述橫向濾波器方式實現的判決反饋均衡器中前饋 濾波器有濾波器有N1+1個抽頭系數，而反饋濾波器則有個抽頭系數，而反

33、饋濾波器則有N2個個 抽頭系數；抽頭系數； n 判決反饋均衡器的數學表達式為判決反饋均衡器的數學表達式為 n 式中式中 是對第是對第k個信息符號的估計，個信息符號的估計， n= -N1,0,0, N1 n 為橫向濾波器的抽頭系數加權值。上式中的第二項為橫向濾波器的抽頭系數加權值。上式中的第二項 表示從過去已檢測符號來估計當前正檢測符號的符表示從過去已檢測符號來估計當前正檢測符號的符 號間干擾。號間干擾。 2 1 0 1 N knk nnk n nNn yw xw y ky 格形濾波器 n基于基于RLS準則的線性均衡和判決反饋均衡器準則的線性均衡和判決反饋均衡器 既可以采用橫向濾波器也可以采用格

34、形濾既可以采用橫向濾波器也可以采用格形濾 波器來實現。波器來實現。 第一級第二級第k級第N級 輸入 輸出 0( ) b t 0( ) f t 1( ) b t 1( ) f t 2( ) b t 2( ) f t 1( )k bt 1( )k ft ( ) k b t ( ) k f t ( ) N bt ( ) N ft 1 z 1( )k bt 1( )k ft 1( 1) k bt kk w ( ) k b t ( ) k f t 其中第k級結構為 格形濾波器 n其中：其中： 為為k階前向預測誤差，階前向預測誤差， 為為k階后向階后向 預測誤差，預測誤差， 為為k階抽頭系數值。格形濾波器

35、階抽頭系數值。格形濾波器 是遞推階次的，因此它所含的節(jié)數可以很容易是遞推階次的，因此它所含的節(jié)數可以很容易 的增加或減少而不影響余下各節(jié)的參數。然而的增加或減少而不影響余下各節(jié)的參數。然而 根據根據RLS準則橫向濾波器其系數則是互相關聯準則橫向濾波器其系數則是互相關聯 的，其抽頭數的增減將導致系數的變化。的，其抽頭數的增減將導致系數的變化。 nRLS格形濾波器算法其計算復雜度正比于格形格形濾波器算法其計算復雜度正比于格形 濾波器的級數濾波器的級數N，與直接形式的快速，與直接形式的快速RLS均衡器均衡器 算法不相上下。且該算法的固有的舍入誤差有算法不相上下。且該算法的固有的舍入誤差有 明顯的數值

36、上的魯棒特性。明顯的數值上的魯棒特性。 ( ) k ft( ) k b t kk w 分數間隔均衡器 1 n在理想線性均衡器中，均衡器抽頭間隔應在理想線性均衡器中，均衡器抽頭間隔應 為符號速率的為符號速率的 倒數倒數1/Ts 。但是在移動通信。但是在移動通信 中，信道具有衰落、多徑特性，且為時變中，信道具有衰落、多徑特性，且為時變 的、未知的。的、未知的。 n為了實現與時變、多徑、衰落信道匹配一為了實現與時變、多徑、衰落信道匹配一 般采用兩種方法：般采用兩種方法： l傳送一組已知的訓練序列符號以估計信道特性傳送一組已知的訓練序列符號以估計信道特性 (沖擊響應沖擊響應)，然后再利用這個估計對接收

37、信號，然后再利用這個估計對接收信號 進行匹配濾波。在進行匹配濾波。在GSM中就采用這類方式。中就采用這類方式。 l另一種方式是采用分數間隔均衡器，其實質是另一種方式是采用分數間隔均衡器，其實質是 匹配濾波器和線性均衡器的結合。匹配濾波器和線性均衡器的結合。 分數間隔均衡器 2 n分數間隔均衡器是基于對接收信號取樣率分數間隔均衡器是基于對接收信號取樣率 為奈氏取樣率。例如傳送信號頻譜是滾降為奈氏取樣率。例如傳送信號頻譜是滾降 系數為的升余弦，則信號帶寬為系數為的升余弦，則信號帶寬為 ， 在接收端必須以在接收端必須以 速率進行取速率進行取 樣，樣， 然后送至然后送至 間隔的均衡器。若間隔的均衡器。

38、若 ， 則分數間隔為則分數間隔為 ，它是最常用的分數間隔。，它是最常用的分數間隔。 max 1 2 s F T max 1 2 s F T 1 s T 1 2 s T 自適應信道估值器 n 原理：從發(fā)生原理：從發(fā)生ISI 的接收信號中估計出正確的符號序列，是基于的接收信號中估計出正確的符號序列，是基于 最大似然準則的最佳接收機。最大似然準則的最佳接收機。 n 也稱為最大似然序列估值器（也稱為最大似然序列估值器（MLSE）。）。 n 用用Viterbi 算法實現的算法實現的MLSE由信道估計器和由信道估計器和Viterbi算法構成。信算法構成。信 道估計器的結構與線性橫向均衡器相同，它給出信道引

39、起的參道估計器的結構與線性橫向均衡器相同，它給出信道引起的參 數變化；數變化；Viterbi 算法使實際接收序列與信道估計器輸出之間的算法使實際接收序列與信道估計器輸出之間的 均方差最小。均方差最小。 自適應均衡算法 n 均衡器的自適應算法可以根據不同的最佳準則得到不同的算法：均衡器的自適應算法可以根據不同的最佳準則得到不同的算法： 最常見的有最小均方算法最常見的有最小均方算法LMS、遞推最小二乘算法、遞推最小二乘算法RLS、快速、快速 RLS算法、格型算法、格型RLS算法以及算法以及Viterbi算法等。算法等。 l 迫零算法（迫零算法（ZF） l 最小均方誤差算法（最小均方誤差算法（LMS

40、） l 遞歸最小二乘算法（遞歸最小二乘算法（RLS） l 快速遞歸最小二乘算法（快速遞歸最小二乘算法（F-RLS） l 平方根遞歸最小二乘算法（平方根遞歸最小二乘算法（SR-RLS） l 梯度遞歸最小二乘算法（梯度遞歸最小二乘算法（G-RLS） l 最大似然比算法（最大似然比算法（MLR） l 快速卡爾曼算法（快速卡爾曼算法（FKA） 比較這些算法，主要考慮其收斂速度、失調、計算復雜度和比較這些算法，主要考慮其收斂速度、失調、計算復雜度和 數值特性。數值特性。 n 均衡算法的選擇倚賴于數據傳輸速率和信道的相干時間。均衡算法的選擇倚賴于數據傳輸速率和信道的相干時間。 自適應均衡器算法 n LMS

41、算法算法 l在均衡器中往往要求具有最小的均方誤差，即在均衡器中往往要求具有最小的均方誤差，即 最小的最小的MSE值。目前常采用一種引入隨機梯度值。目前常采用一種引入隨機梯度 的迭代算法來實現，并稱它為的迭代算法來實現，并稱它為LMS算法。算法。 n遞歸最小平方遞歸最小平方RLS算法算法 l由于由于LMS算法僅能調節(jié)、控制一個參數所以收算法僅能調節(jié)、控制一個參數所以收 斂速度比較慢，如果采用遞歸最小平方斂速度比較慢，如果采用遞歸最小平方RLS準準 則就可以得到較快收斂速度的調整均衡器參數則就可以得到較快收斂速度的調整均衡器參數 的算法。的算法。RLS算法的設計準則是指數加權平方算法的設計準則是指

42、數加權平方 誤差累積的最小化。誤差累積的最小化。 LMS和RLS算法收斂速度的比較 均衡在TDMA TDMA 蜂窩系統的應用蜂窩系統的應用 nGSM： l標準中未建議結構，要求均衡的時延為標準中未建議結構，要求均衡的時延為16us； l常用常用1：判決反饋自適應均衡器，均衡算法為：判決反饋自適應均衡器，均衡算法為 快速卡爾曼算法（快速卡爾曼算法（FKA）；）； l常用常用2：最大似然序列估計（：最大似然序列估計（MLSE）的自適應）的自適應 均衡器，均衡算法為修正的均衡器，均衡算法為修正的Viterbi 算法（不要算法（不要 求輸入的噪聲統計獨立）。求輸入的噪聲統計獨立）。 nIS-54： l

43、判決反饋均衡器，均衡算法為遞歸最小二乘法判決反饋均衡器，均衡算法為遞歸最小二乘法 （RLC），使指數加權的平方誤差最小。），使指數加權的平方誤差最小。 內容 n均衡技術均衡技術 l均衡原理均衡原理 l時域均衡時域均衡 l線性均衡線性均衡 l非線性均衡非線性均衡 n 多載波傳輸技術多載波傳輸技術 lOFDM lMC-CDMA lMC-DS-CDMA lMT-CDMA 為什么采用多載波正交調制技術？ n 多載波傳輸的概念出現于多載波傳輸的概念出現于1960s。 n 概念：高速串行數據流經串并轉換后，分割成若干低速概念：高速串行數據流經串并轉換后，分割成若干低速 數據流，每路數據采用獨立載波調制并疊

44、加發(fā)送。數據流，每路數據采用獨立載波調制并疊加發(fā)送。 n 對抗多徑信道的方法：對抗多徑信道的方法： l 時域：并行傳輸，降低數據率，增大信息碼元周期，使大大時域：并行傳輸，降低數據率，增大信息碼元周期，使大大 地大于多徑時延擴展；地大于多徑時延擴展； l 頻域：每個子載波頻帶足夠窄，可看成平坦衰落。頻域：每個子載波頻帶足夠窄，可看成平坦衰落。 n 相比之下，相比之下，CDMA 采用采用RAKE 技術分離多徑，并進行合技術分離多徑，并進行合 并。并。 l 帶寬固定，高速率帶寬固定，高速率低擴頻增益，噪聲平均能力下降，容量低擴頻增益，噪聲平均能力下降，容量 降低；降低； l 擴頻增益固定，高速率擴

45、頻增益固定，高速率帶寬增大，信號處理器件要求高；帶寬增大，信號處理器件要求高； l CDMA 的閉環(huán)功率控制適用于電路交換業(yè)務，對分組業(yè)務存的閉環(huán)功率控制適用于電路交換業(yè)務，對分組業(yè)務存 在缺陷。在缺陷。 正交頻分調制（OFMOFM） n幾種等效的說法：幾種等效的說法： l正交頻分復用技術（正交頻分復用技術（OFDM） l離散多音頻調制（離散多音頻調制（DMT） l多載波調制（多載波調制（MCM） l正交頻分調制（正交頻分調制（OFM） 幾種說法一般情況下等同，只是幾種說法一般情況下等同，只是OFDM中中 各子載波相互正交，而在各子載波相互正交，而在MCM 中這一條并中這一條并 不總是成立。不

46、總是成立。 多載波傳輸系統原理框圖 子載波的三種設置方案 n 傳統頻分復用，頻帶劃分為傳統頻分復用，頻帶劃分為N 個互不重疊的子信道。個互不重疊的子信道。 n 偏置偏置QAM（SQAM）技術，在）技術，在3dB 處載波重疊。處載波重疊。 n 正交頻分復用，各子載波有正交頻分復用，各子載波有1/2 重疊，但正交。重疊，但正交。 OFDM OFDM 傳輸原理及頻譜傳輸原理及頻譜 OFDM OFDM 實現方法實現方法 OFDM 系統 OFDM OFDM 的優(yōu)點的優(yōu)點 n抗多徑傳播和頻率選擇性衰落能力強；抗多徑傳播和頻率選擇性衰落能力強； n動態(tài)比特分配技術使系統達到最大傳輸速率；動態(tài)比特分配技術使系

47、統達到最大傳輸速率； n對脈沖干擾的抵抗能力比單載波系統強；對脈沖干擾的抵抗能力比單載波系統強； n可以利用可以利用IDFT/DFT 代替多載波調制解調，且代替多載波調制解調，且 各子載波正交重疊，頻譜效率比串行系統提各子載波正交重疊，頻譜效率比串行系統提 高一倍。高一倍。 nOFDM 是一種特殊的多載波傳輸方案，既可是一種特殊的多載波傳輸方案，既可 看成一種調制技術，也可看成一種復用技術?？闯梢环N調制技術，也可看成一種復用技術。 OFDM OFDM 優(yōu)點優(yōu)點-抗多徑時延能力抗多徑時延能力 n 解調后采用簡單的頻域均衡，而非復雜的時域均衡。解調后采用簡單的頻域均衡，而非復雜的時域均衡。 OFD

48、M OFDM 優(yōu)點優(yōu)點-自適應比特與功率分配自適應比特與功率分配 OFDM OFDM 優(yōu)點優(yōu)點-抗突發(fā)噪聲抗突發(fā)噪聲 nFFT 運算具有分散噪聲功率的作用運算具有分散噪聲功率的作用 OFDM OFDM 的缺點的缺點 n對符號定時和載波頻率偏差比單載波系統對符號定時和載波頻率偏差比單載波系統 敏感，無線信道的多徑時延擴展和多普勒敏感，無線信道的多徑時延擴展和多普勒 頻移會損壞頻移會損壞OFDM 子載波之間的正交性，造子載波之間的正交性，造 成子頻道之間的相互干擾（成子頻道之間的相互干擾（ICI）；）； n多載波信號是多個單載波信號的疊加，因多載波信號是多個單載波信號的疊加，因 此其峰值功率與平均

49、功率的比值（此其峰值功率與平均功率的比值（PAPR） 大于單載波系統，對前置放大器的線性要大于單載波系統，對前置放大器的線性要 求較高，否則頻譜失真將破壞子載波之間求較高，否則頻譜失真將破壞子載波之間 的正交性。的正交性。 OFDM OFDM 的缺點的缺點-非線性失真非線性失真 OFDM OFDM 系統的關鍵技術系統的關鍵技術同步同步 n 時域同步：找出符號邊界位置和最佳的時間間隔，使時域同步：找出符號邊界位置和最佳的時間間隔，使 ISI 和和ICI 最小。最小。 n 頻域同步：測量和糾正載波頻率偏差，減小頻域同步：測量和糾正載波頻率偏差，減小ICI。 n 尤其對上行鏈路，來自各移動終端的信號

50、必須同步達尤其對上行鏈路，來自各移動終端的信號必須同步達 到基站才能保持子載波之間的正交性。到基站才能保持子載波之間的正交性。 n 同樣包括捕獲和跟蹤兩個階段。同樣包括捕獲和跟蹤兩個階段。 n 時域和頻域同步可分別進行，也可同時進行。時域和頻域同步可分別進行，也可同時進行。 n 三方面內容：幀檢測、載頻偏差估計及糾正、采樣偏三方面內容：幀檢測、載頻偏差估計及糾正、采樣偏 差校正。差校正。 n 采用循環(huán)前綴：形成保護間隔，適用于跟蹤或盲同步；采用循環(huán)前綴：形成保護間隔，適用于跟蹤或盲同步； n 采用特殊的訓練符號和匹配濾波器：適用于高速分組采用特殊的訓練符號和匹配濾波器：適用于高速分組 傳輸。傳

51、輸。 OFDM OFDM 系統的關鍵技術系統的關鍵技術降低降低PAPRPAPR n信號失真技術：采用修剪、峰值窗口去除信號失真技術：采用修剪、峰值窗口去除 或峰值刪除等技術，簡單地去除峰值振幅或峰值刪除等技術，簡單地去除峰值振幅 值；值； n 編碼技術：采用專門的糾錯碼，去除產生編碼技術：采用專門的糾錯碼，去除產生 大大PAPR 的的OFDM 符號；符號； n信號擾碼技術：采用部分地發(fā)送序列（信號擾碼技術：采用部分地發(fā)送序列（PTS） 或選擇映射（或選擇映射（SLM）等相位重置技術，使生）等相位重置技術，使生 成的成的OFDM 符號的互相關性近似為符號的互相關性近似為0，從而，從而 減小減小OFDM 的的PAPR； n信號空間擴展技術。信號空間擴展技術。 OFDM OFDM 系統的其它關鍵技術系統的其它關鍵技術 n 信道估計：信道估計： l導頻信息選擇；導頻