逆變器濾波器參數(shù)設(shè)置

1、1濾波特性分析輸出濾波方式通?？煞譃椋簂型、lc型和lcl型， llkkctct(a) z型(b) lc 型(c) lcl 型濾波方式的特點(diǎn)比較如下：(1)中的單l型濾波器為一階環(huán)節(jié)，其結(jié)構(gòu)簡單，可以比較靈活地選擇 控制器且設(shè)計(jì)相對容易，并網(wǎng)控制策略不是很復(fù)雜，并網(wǎng)容易實(shí)現(xiàn)，是并 網(wǎng)逆變器常用的濾波方式。缺點(diǎn)在于其濾波能力有限，比較依賴于控制器 的性能。(2)中的lc型濾波器為二階環(huán)節(jié)，c的引入可以兼顧逆變器獨(dú)立、 并網(wǎng)雙模式運(yùn)行的要求，有利于光伏系統(tǒng)功能的多樣化。然而，濾波電容 電流會(huì)對并網(wǎng)電流造成一定影響。(3)中的lcl型濾波器在高頻諧波抑制方面更具優(yōu)勢，在相同高頻電 流濾波效果下，其所

2、需總電感值較小。但因?yàn)槠錇槿A環(huán)節(jié)，在系統(tǒng)中引 入了諧振峰.必須引入適當(dāng)?shù)淖枘醽硐鳒p諧振峰，這就導(dǎo)致了其控制策略 復(fù)雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性容易受到影響。當(dāng)三相光伏逆變器獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，一般均 采用lc型濾波方式。并網(wǎng)逆變器的濾波器要在輸出的低頻段（工頻50hz）時(shí)要盡量少的 衰減，而要盡量衰減輸出的高頻段（主要是各次諧波）。采用伯德圖來分析各種濾波器的頻域響應(yīng)。田一般并網(wǎng)逆變器濾波部分的電感為毫亨級，電容為微法級，這里電感 值取lm h,電容取100u f,電感中的電阻取0.02q,在研究lcl濾波器 時(shí)，取電感值為 ll=l2=0,5m h,電阻 rl = r2=0.01qo對于單電感濾波器，以輸入電壓

3、和輸出電流為變量.并且實(shí)際的電感 中含有一定電阻，其傳遞函數(shù)為：gl（s） = = ur ls + r對于采用lc濾波器的并網(wǎng)逆變器，在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，電網(wǎng)電壓直接加 在濾波器中的電容兩端，因此此時(shí)電容不起濾波作用，可以看作是一個(gè)負(fù) 載.從濾波效果上來說，它等同于單電感濾波器。并且對于被控量選取為 電感電流il的采用lc濾波的并網(wǎng)逆變器，由于有電容的作用，其控制電 流il與實(shí)際輸出電流io之間有如下圖所示：上式中可以看出，電感電流li將受到電網(wǎng)電壓gu的變化與并網(wǎng)電 流01的影響。所以在控制過程中要參照電網(wǎng)電壓的有效值不斷調(diào)整基準(zhǔn) 給定的幅值與相位。對于lcl濾波電路，逆變器輸出電流與輸入電壓之間

4、的傳遞函數(shù)可 以表示為：ly l-)cs + 十十(l十乙,十 kr)c)s + 號 + r、glclg)=對比可知,可以很清楚的看到，在低頻時(shí)，單l型濾波器與lcl型濾 波器的頻域響應(yīng)相同，都是以20d b/dec的斜率進(jìn)行衰減。但在高頻部分, 單l型濾波器仍然以20d b/dec進(jìn)行衰減，但lcl型濾波器以60d b/dec的斜率進(jìn)行衰減，表明相對于單l型濾波器，lcl型濾波器能夠更 好地對高頻諧波進(jìn)行衰減。將式中的s用jlj代入后可以看出，低頻時(shí)兩 式分母中含有3的項(xiàng)都很小，特別是3的高次方項(xiàng)，可以忽略不計(jì)。因此在 低頻時(shí)，表達(dá)式中主要起作用的是電阻部分。而隨著3的不斷上升，兩式 分母中

5、含有3的項(xiàng)不斷增大，特別是含有3的高次方項(xiàng)，因此在高頻段,其 主要作用的是分母中含有3的3次方項(xiàng)。因此在高頻段，lcl濾波器是以 60d b/dec的斜率進(jìn)行衰減。對單l型、lc型與lcl型濾波器進(jìn)行比 較。在低頻時(shí)，三者的濾波效果相同，并且在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)lc型濾波器中 的電容只相當(dāng)于負(fù)載，不起濾波作用。而lcl型濾波器對高頻諧波的濾波 效果要優(yōu)于單l型與lc型濾波器。2數(shù)學(xué)模型2.1 l型濾波器9/222.2 lc濾波器2.2.1 lc濾波器數(shù)學(xué)模型這里選擇電感電流、電容c2電壓為狀態(tài)變量，在三相平衡的情況下 列出a、b、c三相的狀態(tài)方程為工%=z4火= 5? = kkkk kdq軸下的數(shù)學(xué)方

6、程為：dt則數(shù)學(xué)模型為2.2.2 控制器設(shè)計(jì)。同解耦控制為同：在dq坐標(biāo)系下的電流狀態(tài)方程存在交叉耦合關(guān)系，為了降低控制器 的設(shè)計(jì)復(fù)雜程度.首先要進(jìn)行前饋解耦控制：引入輸出濾波電感電壓和負(fù) 載電壓前饋解耦.在電壓外環(huán)采用輸出濾波電容電流和負(fù)載電流前饋解耦。gl+r)i1d=(kp + k)(ih 2% =%斗)%-%).$kgl+r% =(勺 + 與唬 tj sg% =也 + %(4 - %) .sis當(dāng)逆變器工作在獨(dú)立模式時(shí)，通過控制逆變器輸出lc型濾波器濾波電容上電壓使逆變器工作在電壓源模式。lc型的控制框圖如圖。電容輸出電壓uc與輸入電壓ui以與負(fù)載電流il的關(guān)系式如式：lic . .0

7、? + %5 + ”加 +將負(fù)載電流il當(dāng)做擾動(dòng)處理，得出電容電壓uc到輸入電壓ui環(huán)節(jié) 的傳遞函數(shù)：1u. =zu.乙 cd + cks + l作出上式波特圖，圖中可看出lc型濾波器的系統(tǒng)為一個(gè)典型的二階 系統(tǒng)，在諧振頻率處也存在一個(gè)很大的諧振峰，在諧振頻率處，系統(tǒng)的相 位裕度大大降低。逆變器電壓電流雙環(huán)控制根據(jù)電流內(nèi)環(huán)控制對象不同，一般可以分為： 電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制和電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制。網(wǎng)雙環(huán)控制方 案中的電流內(nèi)環(huán)用來增大系統(tǒng)的帶寬，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)水平，電壓外 環(huán)來保證電壓質(zhì)量?！?為電壓指令信號，為電壓誤差信號，心/內(nèi)環(huán)電感電流指令信號，l為電流誤差信號，明”為調(diào)制控制信

8、號，。為濾波電感電流，心為濾 波電容電流，心為負(fù)載電流，碑為輸出電壓，l為濾波電感量，r為等 效電阻，c為濾波電容量，gl(s)為電壓調(diào)節(jié)器，g2(s)為電流調(diào)節(jié)器。figure 2-1電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)上圖所示控制方案可以在電流內(nèi)環(huán)指令值處增加限幅環(huán)節(jié)對開關(guān)管 進(jìn)行限流保護(hù)。但是，由于負(fù)載電流擾動(dòng)在電流內(nèi)環(huán)之外，這削弱了其 抗負(fù)載擾動(dòng)的能力。因此可在方案中增加負(fù)載電流前饋控制來提高逆變器 的抗擾動(dòng)能力。a為前饋系數(shù).當(dāng)其取值為1時(shí)，相當(dāng)于電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控 制，控制框圖如圖所示。電容電流內(nèi)環(huán)不能對逆變器提供限流保護(hù)，實(shí)際 應(yīng)用中須增加額外的措施來對逆變器進(jìn)行過流保護(hù)，這增加了系統(tǒng)的復(fù)雜

9、 性。figure 2-2電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)完成后，需要對控制器參數(shù)進(jìn)行整定。工程上，系統(tǒng)的 參數(shù)整定有多種方法，本設(shè)計(jì)中采用極點(diǎn)配置法。極點(diǎn)配置法的主要思想 是：若已知某系統(tǒng)的模型或者傳遞函數(shù)，通過引入某種控制器，使該系統(tǒng) 的閉環(huán)極點(diǎn)能夠移動(dòng)到指定的位置.從而改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。不同性質(zhì)的負(fù)載時(shí)控制框圖不同對于雙環(huán)控制系統(tǒng)應(yīng)從其內(nèi)環(huán)開始進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。內(nèi)環(huán)電流環(huán)控制的 主要目的是使系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性，并且具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。忽略并 網(wǎng)電流，采用瞬時(shí)電壓電流雙環(huán)控制的spwm并網(wǎng)逆變器電流內(nèi)環(huán)的結(jié)構(gòu)如下圖所示：g(s) =未加入校正環(huán)節(jié)前的開環(huán)傳函為：(sl + r)(7 + 1

10、)(7；m產(chǎn)+ 1)開關(guān)管等效一階慣性環(huán)節(jié)為：尸二，右儂表示橋路等效增益，tpwms + 為電流采樣時(shí)間常數(shù)。由于spwm開關(guān)頻率較高，tpwm很小，因此可 以將其忽略。開環(huán)傳遞函數(shù)可以等效為：g(s) =(sl + r)(l57s + l)-g/s) fi 電流環(huán)的作用是提高逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng),并具有限制輸出電流的能力, 提高系統(tǒng)的可靠性，采用pi調(diào)節(jié)器。g(s) = k2. + 與=k2sr2電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：叱ks) = k,p-“r2s 1.5tls + sl + r_ kzpkpwm ts + 172s(.5t,s + )(sl + r)按照ii型系統(tǒng)設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器。當(dāng)alr

11、時(shí)(為電流環(huán)截止 頻率)，可令：11/7?1=、sl + r(l/7?)5 + 1ls則：%(s)=k?pki js + l _ k js + l lt2 s2(.5tts +1) s2 (1 .57s +1)對于典型ii系統(tǒng)，可設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)闹蓄l帶寬h。中頻寬是衡量二型系統(tǒng) 性能指標(biāo)的一個(gè)非常重要的參數(shù)。為了使系統(tǒng)有良好的動(dòng)態(tài)性能，希望系 統(tǒng)的幅頻特型曲線以-20d b/dec穿過od b線。中頻寬h表示了二型系 統(tǒng)的幅頻特性曲線以-20d b斜率下降的寬度.其值為：1.57；工程上常取h=5。根據(jù)“震蕩指標(biāo)法”，對于二型系統(tǒng)，在h的值一定 的情況下，只有一個(gè)確定的參數(shù)k,使得其閉環(huán)參數(shù)的幅頻特

12、性為最小峰 值.其表達(dá)式為：k _ kkpsm _h + l1 = = 7-lt2 it;可求得：k =“ 15uk”二吐112.5廣切為了保證電流環(huán)能夠?qū)χC波進(jìn)行較好的抑制，電流環(huán)的開環(huán)轉(zhuǎn)折頻率 應(yīng)小于spwm開關(guān)頻率的1/5 ,并且對基波有較大的增益，轉(zhuǎn)折頻率要 大于基波頻率的10倍。閉環(huán)傳遞函數(shù)中分母中的高次項(xiàng)的系數(shù)很小，為了便于電壓外環(huán)參 數(shù)設(shè)計(jì)，在此將其忽略不計(jì)，帶入?yún)?shù)后，電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)可以化 簡為：叱心）=137 + 122 / 22對電壓外環(huán)校正的主要目的是使系統(tǒng)在低頻段有較高增益，以減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差,并且能夠抑制擾動(dòng)，因此采用比例積分控制器進(jìn)行校正。將電流環(huán)化簡后，電壓

13、環(huán)的結(jié)構(gòu)如下圖所示:其開環(huán)傳遞函數(shù)為:此 v。)=kps + kics2(tvs + l)(3t,s + i)式中g(shù)為電壓采樣時(shí)間常數(shù)，分別為pi調(diào)節(jié)器的比例和積 分參數(shù)。這里設(shè)電壓采樣頻率與電流采樣頻率相同，考慮到電壓采樣的慣 性時(shí)間7；,和電流環(huán)等效慣性環(huán)節(jié)的時(shí)間常數(shù)都很小，因此電壓外環(huán)開環(huán)傳 遞函數(shù)可以化簡為：比照典型二型系統(tǒng)傳遞函數(shù)：ks + 1)s2(ts + )對應(yīng)有:中頻寬度越寬/，= (,系統(tǒng)的超調(diào)量越小，但是其動(dòng)態(tài)降落、回復(fù)時(shí)間等動(dòng)態(tài)抗干擾性能降低。一般工程設(shè)計(jì)時(shí)取折中值，即h=5o據(jù)“震蕩指標(biāo)法”，對于二型系統(tǒng)，在h的值一定的情況下，只有一個(gè)確定的參數(shù)k,使得其閉環(huán)參數(shù)的幅

14、頻特性為最小峰值，其表達(dá)式為：最終可求得:_ 0,6c0.12cl 47，17 - 167；2最終形成控制框圖：文獻(xiàn)2.2.3濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)lc濾波器的截止頻率為：f =,271 而23 lcl濾波器2.3.1lcl濾波器數(shù)學(xué)模型這里選擇l1電感電流，電容c2電壓以與并網(wǎng)電感l(wèi)2上的電流為狀態(tài)變量,在三相平衡的情況下列出a、b、c三相的狀態(tài)方程為:atit - u - - v 5.fnj on 3k3c也j八-idr也+ di.,工仆=% = v/lx. = yick = oikkkk則dq坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型為：dt 4 m “ a,4所示的lcl濾波器的在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。旋轉(zhuǎn)3/2變換

15、在系統(tǒng)的d軸和q軸之間引入了強(qiáng)耦合，d、q軸電流除受控制量ud和 uq影響外，還受耦合電壓auliq、ujl2 iq、-ujllid、-cul2id和耦合 電流3c 2ucq、-guc 211cd以與電網(wǎng)電壓usd、usq的影響。如果不對d 軸和q軸進(jìn)行解耦控制，采用電流閉環(huán)控制時(shí)d軸和q軸的電流指令 跟蹤效果不是很理想。根據(jù)圖所示的系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可以推得并網(wǎng)輸出電流12同逆變橋輸 出uk以與電網(wǎng)電壓us的控制結(jié)構(gòu)框圖如下：根據(jù)圖所示的濾波器控制結(jié)構(gòu)圖，可以推導(dǎo)出并網(wǎng)電流12與逆變橋輸 出uk之間的傳遞函數(shù)為：人 ：u 卜-+g&g + 44g）丁+（與&g + /1 + 4）s+（4 + &

16、）、,gs? + 4。?$+1u114gs、（4/22g+ 4kg） +（nr2g + z1 + &）s +（k + r?）$由公式可見，這是一個(gè)雙輸入，單輸出的三階線性系統(tǒng)，選取濾波電 感l(wèi)1,并網(wǎng)電感l(wèi)2電流以與濾波電容電壓uc為狀態(tài)變量,us作為系統(tǒng)的 輸入，其中將us作為系統(tǒng)的一個(gè)擾動(dòng)輸入量。將us當(dāng)成擾動(dòng)輸入時(shí). 可以得到并網(wǎng)電流12與逆變橋輸出電壓uk之間的傳遞函數(shù)為：八 1 -uk2c2s + （4尺。、+ l rc、）s + （rr、c + l + 么,+ r）將逆變橋輸出uk當(dāng)成擾動(dòng)輸入時(shí)，可以得到并網(wǎng)電流12與電網(wǎng)電壓us之間的傳遞函數(shù)為：i-,+ kcs +1uzq-c,

17、s + (lr,c, + l,rc)s“ + (rr,c, + - + l )s + (與 + r-,)2.3.2 控制器設(shè)計(jì)向叼采用并網(wǎng)電流12單環(huán)控制，其控制框圖如圖，其傳遞函數(shù)如式：g _ _i_ = ckmg)15 i2-i2 - 1+g1(5)g2(5)+ g2(5)g3(5)gri(s)=ki，+ki/s7 g(s)=l/(lh+ri)7 g2(s)-1/cs, gj(s)= 1/(l2s+r2)使用matlab作出基于并網(wǎng)電流i2單環(huán)的閉環(huán)根軌跡圖。從圖中看出,基于并網(wǎng)電流12單環(huán)控制的根軌跡大部分都分布在右半平面，只有一 小部分分布在左半平面，當(dāng)系統(tǒng)增益增大時(shí)，很容易就會(huì)造成系

18、統(tǒng)的不穩(wěn) 定。這種不穩(wěn)定是由于lcl型濾波器的諧振峰造成的，要使得系統(tǒng)穩(wěn)定， 必須對諧振峰進(jìn)行抑制抑制lcl型濾波器諧振峰的方法主要分為無源阻尼和有源阻尼兩種。 通過在電容通路中引入阻尼電阻rd來抑制諧振峰為無源阻尼；通過控制 算法引入新的反饋量來達(dá)到抑制諧振峰為有源阻尼。采用無源阻尼的系統(tǒng)框圖如圖所示，忽略比例積分控制器中的積分環(huán) 節(jié).其傳遞函數(shù)為as+a）i； - i. +紇ai=k1,rdc, ao=kp, b3=lilac,&二 l/&c+l2qc+ lirjc+lzrdc,bili-lz+rirzc-v r/rjc+ r/r：c, b（）=ri+r2figure 2-3帶無源阻尼的基

19、于并網(wǎng)電流i2單環(huán)控制框圖在電容回路加入阻尼電阻后，基于并網(wǎng)電流i2單閉環(huán)的閉環(huán)極點(diǎn)在 左半平面的分布要明顯多于未引入阻尼電阻時(shí)的情況。當(dāng)系統(tǒng)增益kp配 置的合適時(shí).開環(huán)極點(diǎn)位于左半平面，系統(tǒng)能夠穩(wěn)定工作。但無源阻尼還存在著一些缺點(diǎn)，當(dāng)逆變器的電壓或功率等級較高時(shí), 阻尼電阻會(huì)嚴(yán)重增加系統(tǒng)損耗，影響系統(tǒng)效率，需要強(qiáng)制冷卻。而有源阻 尼則不存在這些缺點(diǎn)，有源阻尼是通過控制算法消除系統(tǒng)的諧振峰，不會(huì) 增加系統(tǒng)損耗，典型的方法是采用并網(wǎng)電流12外環(huán)電容電流ic內(nèi)環(huán)雙環(huán) 控制法,其控制框圖如圖：figure 2-4基于并網(wǎng)電流i2外環(huán)電容電流ic內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制策略可以推導(dǎo)出基于并網(wǎng)電流12外環(huán)電容電流i

20、c內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制的傳遞函數(shù)如 i2gpi(5)gc(5)g1(5)g2(5)g3(5)i2 -i21 + 6 (s)g?(s) + g? (5)63($) + g (s)g(.(s)gpi(s)=ki，+k/s, gc(s)=kc, gj(s)=i/(l/s+ri)g2(s)-1/cs, g3(s)=j/(l2s+r2)o選擇合適的外環(huán)比例節(jié)分系數(shù)和內(nèi)環(huán)比例參數(shù)、主電路參數(shù)一起代入 到式中,得到其閉環(huán)根軌跡。從根軌跡可知，基于雙電流環(huán)控制的三相 lcl型濾波器的根軌跡有一大部分分布在左半平面，系統(tǒng)具有一定的相位 裕度。在合理選擇控制器參數(shù)的情況下，基于雙電流環(huán)的控制策略能夠使 系統(tǒng)穩(wěn)定。2.3.

21、3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)要考慮的因素較多.給設(shè)計(jì)帶來了一定的難度，因此 在設(shè)計(jì)時(shí)嚴(yán)格按以下要求：q)電容無功功率最大不能超過額定功率的10% ；電容c的作用是濾除高頻分量.即保證電流的高頻分量從電容上流 過而不流入電網(wǎng)，因此，一般要求電容的阻抗不能太大，一般?。浩渲衳c、xl2分別為電容c和電感l(wèi)2在開關(guān)頻率下的阻抗。如 果電容取值太小，將導(dǎo)致xc過大，會(huì)導(dǎo)致更多的諧波電流注入電網(wǎng)，使 得并網(wǎng)電流畸變；而電容取值過大，則導(dǎo)致xc過小，電容將產(chǎn)生過多的 無功電流，使整個(gè)系統(tǒng)的效率降低。因此，為了提高逆變器的效率，使系 統(tǒng)的功率因數(shù)接近為1,通常規(guī)定濾波電容的基波無功功率在系統(tǒng)額定有 功功率的5%以內(nèi)，即：r3x2 班電感電壓必須小于限制值的10% ；4(3)諧振頻率應(yīng)該大于10倍的電壓頻率，小于0.5倍的開關(guān)頻率，防止 逆變器在工作頻率發(fā)生諧振；將電網(wǎng)電壓v2短