單相功率因數(shù)校正的仿真研究

1、學(xué)號畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 題目：單相功率因數(shù)校正電路的仿真研究 作 者 王 任 屆 別 2009屆 系 別 機(jī)械與電氣工程系 專 業(yè) 自動(dòng)化 指導(dǎo)教師 榮 軍 職 稱 講 師 完成時(shí)間 2009年5月21日 湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- I -摘摘 要要現(xiàn)代開關(guān)電源技術(shù)所面臨的最重要課題之一就是功率因數(shù)校正(Power Factor Correction,PFC)。在各種單相 PFC 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，Boost 升壓型功率因數(shù)校正電路由于具有主電路結(jié)構(gòu)簡單，變換效率高，控制策略易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用。本文敘述了有源功率因數(shù)校正(APFC)的原理和方法，對硬開關(guān)和軟開

2、關(guān)主電路的主要元器件參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，并在軟件環(huán)境下搭建了功率因數(shù)校正電路 Boost 變換器與 Boost-ZVT 變換器的仿真模型，分別對輸入電壓與輸入電流、開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形、輸出電壓與輸出電流進(jìn)行仿真，并對仿真結(jié)果進(jìn)行分析和比較，指出了它們各自的優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)。關(guān)鍵詞：關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；功率因數(shù)校正；OrCAD/PSpice 仿真湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- II -ABSTRACTOne of the most important issue in modern switching power technology is the Power Factor Correction(PFC). Am

3、ong a variety of single-phase PFC circuit, Boost boost power factor correction has been widely used as a result of the simplicity of the main circuit structure, high conversion efficiency and easy control strategy achievement. This paper considers the principle and method of the Active Power Factor

4、Correction(APFC) and designs the parameters of main circuit components of hard switching and soft switching. Meanwhile, it establishs the PFC Boost converter circuit and the Boost-ZVT converter simulation model by utilizing software. Moreover, it simulates the waveform of input voltage and current t

5、ogether with the drive waveform of the switch tube and the waveform of output voltage and output current respectively. At last, it analyzes the simulation results, then makes a comparison, pointing out their advantages and disadvantages respectively.Key words: Switching Power; PFC; OrCAD/PSpice simu

6、lation湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- III -目目 錄錄摘 要.IABSTRACT.II目 錄.III1 緒論.11.1 開關(guān)電源概述 .11.2 功率因數(shù)校正概述 .11.3 軟開關(guān)單相升壓功率因數(shù)校正 .22 有源功率因數(shù)校正 APFC 的基本工作原理與應(yīng)用.32.1 功率因數(shù)校正（PFC）的定義及意義 .32.1.1 功率因數(shù)校正的定義 .32.1.2 功率因數(shù)校正的意義 .32.2 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究現(xiàn)狀 .52.3 功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)方法 .52.4 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的分類 .63 BOOST 變換器功率因數(shù)硬開關(guān)校正電路的仿真 .73.1 主電路的設(shè)計(jì)及工作波形圖

7、 .73.2 BOOST變換器基本原理.83.3 主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì) .83.3.1 高功率因數(shù)校正硬開關(guān) AC/DC 變換電路技術(shù)指標(biāo) .83.3.2 升壓電感的設(shè)計(jì) .93.3.3 輸出電容 CO的設(shè)計(jì).93.4 主電路的仿真與分析 .104 BOOST 型 ZVT-PWM 功率因數(shù)軟開關(guān)校正電路的仿真 .124.1 主電路的設(shè)計(jì)及工作波形圖 .124.2 BOOST型 ZVT-PWM 變換器工作原理.134.3 BOOST型 ZVT-PWM 變換器運(yùn)行模式分析.134.4 硬開關(guān)技術(shù)的缺點(diǎn) .154.5 BOOST型 ZVT-PWM 變換器的優(yōu)缺點(diǎn).184.6 軟開關(guān)技術(shù)的特性

8、.184.7 主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì) .194.7.1 高功率因數(shù)校正軟開關(guān) AC/DC 變換電路技術(shù)指標(biāo) .194.7.2 諧振電感 Lr 的設(shè)計(jì) .204.7.3 諧振電容 Cr 的設(shè)計(jì) .214.8 主電路的仿真與分析 .215 全文總結(jié).24參考文獻(xiàn).25致謝.26湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 1 -1 緒論1.1 開關(guān)電源概述電源是所有用電設(shè)備的心臟，為設(shè)備提供動(dòng)力。開關(guān)電源處于電源技術(shù)的核心地位，近十年有了突飛猛進(jìn)的發(fā)展.按目前的習(xí)慣，開關(guān)電源專指電力電子器件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)下的直流電源。目前，應(yīng)用最為廣泛的直流電源又三類:線性電源、開關(guān)電源和相控電源。線性電源是開關(guān)電源的

9、前身1。各種電子裝置、許多電氣控制設(shè)備的工作電源都是直流電源。在開關(guān)電源出現(xiàn)之前，這些裝置的工作電源都采用線性電源。由于和線性穩(wěn)壓電源相比，開關(guān)電源在絕大多數(shù)性能指標(biāo)上都具有很大的優(yōu)勢，因此，目前除了對直流輸出電壓的紋波要求極高的場合以外，開關(guān)電源己全面取代了線性穩(wěn)壓電源。另外一種常用的直流電源是相控電源。它的主要優(yōu)點(diǎn)是電路簡單控制方便，主要的缺點(diǎn)是體積大，重量重，輸出濾波電感大，另外，由于其頻率低，控制的響應(yīng)速度很慢。因此，只有在很大功率的應(yīng)用場合才會(huì)采用。近年來，開關(guān)電源已廣泛應(yīng)用于電力，通信，交通等各個(gè)領(lǐng)域，并取得了顯著的經(jīng)濟(jì)效益。隨著開關(guān)器件以及磁性材料性能的不斷改進(jìn)，開關(guān)頻率逐步提高

10、，功率逐步增大，開關(guān)電源的性能也更加優(yōu)良。相關(guān)技術(shù)的發(fā)展和開發(fā)軟件的改進(jìn)，也使開關(guān)電源的研發(fā)水平大大提高。然而大多數(shù)開關(guān)電源是通過整流器和電力網(wǎng)相接的，在普通電力電子裝置中，整流電路通常采用不控整流后接電容濾波或是晶閘管相控整流。整流器-電容濾波電路是一種非線形元件和儲(chǔ)能元件的組合。雖然輸入交流電壓是正弦的，但輸入電流是僅在交流電壓波頂附近區(qū)域?qū)?，濾波電容被整流后的電流充電，因此輸入交流電嚴(yán)重畸變，呈脈沖狀。這種電流的基波是和輸入正弦電壓同相位的，故產(chǎn)生有功功率，但交流波形中含有較大的高次諧波，這些高次諧波與輸入正弦電壓既不同頻也不同相。因此功率因數(shù)很低，最高只有 0.8 左右。輸入電流含有

11、大量諧波，一方面使諧波噪聲水平提高，同時(shí)在 AC/DC 整流電路的輸入端必須增加濾波器，進(jìn)而造成成本、體積、重量的增加。另一方面，大量的諧波倒流流入電網(wǎng)，造成對電網(wǎng)的諧波“污染” ?；谙拗齐娏骰兒椭C波“污染” ，是電磁環(huán)境更干凈的宗旨，一些世界學(xué)術(shù)組織和國家已經(jīng)頒布和實(shí)施了一些輸入電流諧波的限制標(biāo)準(zhǔn)。例如國際電工委員會(huì)制定了湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 2 -如 IEC555-2 等法規(guī)，歐洲也制定了相應(yīng)的 IEC000-3-2 標(biāo)準(zhǔn)。我國于 1994 年頒布了電能質(zhì)量功用電網(wǎng)諧波標(biāo)準(zhǔn) GB/T1449-93。因此提高功率因數(shù)在通信開關(guān)電源應(yīng)用中具有重大意義：（1）防干擾：核心是限制電網(wǎng)

12、諧波電流成分。 （2）可以減少輸入電流的諧波成分，從而降低對其它設(shè)備的干擾。 （3）可以提高電網(wǎng)設(shè)備的利用率。 （4）可以提高電網(wǎng)設(shè)備的安全性。由此可知：有源功率因數(shù)校正技術(shù)在開關(guān)電源中占據(jù)著及其重要的位置，它能消除諧波污染，實(shí)現(xiàn)各種電源裝置網(wǎng)側(cè)電流正弦化，使功率因數(shù)接近于 1，極大地減少電流的高次諧波，消除無功損耗。能夠在大力倡導(dǎo)綠色電源的背景下，提高開關(guān)電源的功率因數(shù)已經(jīng)成為國內(nèi)開關(guān)電源研究的主要方面。1.2 功率因數(shù)校正概述電源整機(jī)的諧波干擾和對電網(wǎng)的污染問題，很早以前就提出來了。但當(dāng)時(shí)的電源數(shù)量少，它們的諧波干擾比較小，因而沒有引起普遍的注意。近二十幾年來，隨著現(xiàn)代經(jīng)濟(jì)和技術(shù)的高速發(fā)展

13、，越來越多的電氣設(shè)備加入電網(wǎng)，產(chǎn)生出大量的諧波分量又經(jīng)電網(wǎng)串入其他電氣設(shè)備，對計(jì)算機(jī)等重要電子設(shè)備的穩(wěn)定工作產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾。由于傳統(tǒng)的穩(wěn)壓電源數(shù)量大增，其輸入級不控整流器和高壓大濾波電容產(chǎn)生的嚴(yán)重諧波電流干擾，已成為強(qiáng)噪聲發(fā)射源，危害了電網(wǎng)的正常工作，使 220V 電網(wǎng)輸送線路上損耗劇增，浪費(fèi)了大量的電能1。開關(guān)電源的輸入級峰值電流很高，使網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)下降到 0.50.65，即視在功率遠(yuǎn)大于有用功率，電網(wǎng)質(zhì)量嚴(yán)重受損。所以發(fā)達(dá)國家率先采用了多種功率因數(shù)校正（PFC）方法，來實(shí)現(xiàn)“綠色能源”革命，并強(qiáng)制推行了國際標(biāo)準(zhǔn) IEC555-2、EN60555-2 等，限制電子生產(chǎn)廠家入網(wǎng)電氣設(shè)備的

14、電流諧波值。功率因數(shù)校正電路(PFC)分為有源和無源兩種。無源校正電路通常由大容量的電感、電容和工作于工頻電源的整流器組成。雖然采用無源功率因數(shù)校正技術(shù)得到的功率因數(shù)不如有源校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到 0.70.8，因而這種技術(shù)在中小功率電源中被廣泛采用。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。有源校正電路自 20世紀(jì) 90 年代以來得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數(shù)接近 1。有源校正電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，它們的體積小、重量輕，比無源校正電路效率高。湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 3 -1.3 軟開關(guān)單相升壓功率因數(shù)校正目前，升壓電路被

15、廣泛應(yīng)用于單相整流電源的功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)中。傳統(tǒng)的升壓電路工作在硬開關(guān)狀態(tài)，其特點(diǎn)是工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式時(shí)，電感電流峰值正比于輸入電壓，輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，因而控制簡單；缺點(diǎn)是開關(guān)不僅要通過較大的通態(tài)電流，而且關(guān)斷較大的峰值電流會(huì)引起很大的關(guān)斷損耗，同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾。因此，在升壓電路中采用軟開關(guān)技術(shù)不但可以提高開關(guān)頻率，還能解決開關(guān)開通與關(guān)斷損耗、容性開通、感性關(guān)斷和二極管反相恢復(fù) 4 大難題2。然而，在軟開關(guān)技術(shù)方面前人已經(jīng)提出好幾種電路，如諧振型轉(zhuǎn)換器、準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器和零開關(guān) PWM 轉(zhuǎn)換器等，雖然在單相功率因數(shù)校正電路中采用這些電路可以提高功率因數(shù)和系統(tǒng)效率，

16、但總體上并不理想。工作在軟開關(guān)狀態(tài)，特點(diǎn)是工作在連續(xù)導(dǎo)電模式，優(yōu)點(diǎn)是功率開關(guān)管開通損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗都大大降低，較之采用傳統(tǒng)硬開關(guān)控制技術(shù)的功率因數(shù)校正提高了一大步。通過電路仿真和實(shí)際電路設(shè)計(jì)，發(fā)現(xiàn)都可以很好地達(dá)到功率因數(shù)校正的目的，而且顯著減少了功率管的開關(guān)損耗，抑制了電磁干擾，可獲得較高的效率。升壓諧振轉(zhuǎn)換器(包括準(zhǔn)諧振和多諧振轉(zhuǎn)換器)的諧振電感和諧振電容一直參與能量傳遞，而且它們的電壓和電流應(yīng)力很大。而零開關(guān) PWM 轉(zhuǎn)換器中，雖然諧振元件不是一直工作在諧振狀態(tài)，但諧振電感卻串聯(lián)在主功率回路中，它的損耗較大，同時(shí)，開關(guān)管和諧振元件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力與準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器完全相同，為此提

17、出了零轉(zhuǎn)換 PWM 轉(zhuǎn)換器。它可分為零電壓轉(zhuǎn)換 PWM 轉(zhuǎn)換器(升壓 ZVT-PWM)和零電流轉(zhuǎn)換 PWM 轉(zhuǎn)換器(升壓 ZCT-PWM)。這類轉(zhuǎn)換器是軟開關(guān)技術(shù)的又一飛躍。其特點(diǎn)是工作在 PWM 方式下，輔助諧振電路只是在主開關(guān)管開關(guān)時(shí)工作一段時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)；其它時(shí)候不工作，從而減小了輔助電路的功耗。而且，輔助電路并聯(lián)在主功率回路中，輔助電路的工作不會(huì)增加主開關(guān)管的電壓和電流應(yīng)力，主開關(guān)管的電壓和電流應(yīng)力較小。2 有源功率因數(shù)校正 APFC 的基本工作原理與應(yīng)用2.1 功率因數(shù)校正（PFC）的定義及意義2.1.1 功率因數(shù)校正的定義功率因數(shù)（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸

18、入視在功率（S）的比值。即湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 4 - （2-1）coscoscos1111rmsrmsIIIVIVSPPF式中：交流輸入市電的基波電流有效值；1I交流輸入市電電流有效值；rmsI交流輸入市電電流的波形畸變系數(shù)； 交流輸入市電的基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。cos因此功率因數(shù) PF 又可定義為失真因數(shù)與相移因數(shù)之乘積。假設(shè)輸入電流無諧波時(shí)或，故上式變?yōu)?。1RII 1cosPF功率因數(shù)校正的基本原理，就是從電路上采取措施，使電源輸入電流實(shí)現(xiàn)正弦波，并與輸入電壓保持同相?？梢宰C明，功率因數(shù) PF 與電流總諧波失真 THD 的關(guān)系為： （2-2）2)(11cosTHD

19、PF由此可知，要提高 PF 就需要減少 THD。2.1.2 功率因數(shù)校正的意義由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路應(yīng)用十分普遍，價(jià)格低廉、可靠性高是它的突出優(yōu)點(diǎn)，但是它對電網(wǎng)的諧波污染卻十分嚴(yán)重，由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路主要存在如下的問題。1.啟動(dòng)時(shí)產(chǎn)生很大的沖擊電流，約為正常工作電流的十幾倍至數(shù)十倍。2.正常工作時(shí)，由于整流二極管導(dǎo)通角很小，形成一個(gè)幅度很高的窄脈沖，電流波峰因數(shù)（CF）高、電流總諧波畸變率（THD）通常超過 100%，同時(shí)引起電網(wǎng)電壓波形的畸變。3.功率因數(shù)（PF）低，一般約為 0.50.6。開關(guān)電源的輸入端通常采用如圖 2-1 所示的由整流二極管和濾波

20、電容組成的整流濾波電路，輸入 220V 交流市電整流后直接接濾波電容，以得到波形較為平滑的直流電壓。但是由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路是一種非線形元件和儲(chǔ)能元件的組合，雖然交流輸入市電輸入電壓 Vi的波形是正弦的，但是整流器件的導(dǎo)通角不足180 ，只有很小的導(dǎo)通角，導(dǎo)致輸入交流電流波形嚴(yán)重畸變，輸入交流電流波形如圖湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 5 -2-2 所示的脈沖狀。 ACRCVUiIitUiIi圖 2-1 電路圖 圖 2-2 常規(guī)開關(guān)電源輸入電壓電流波形由此可見，大量應(yīng)用整流電路，使供給電網(wǎng)產(chǎn)生了嚴(yán)重畸變的非正弦電流，輸入電流中除含有基波外，還含有很多的奇次、高次諧波分量，這

21、些高次諧波倒流入電網(wǎng)，引起嚴(yán)重的諧波“污染” ，造成嚴(yán)重危害。其主要危害10有：1.產(chǎn)生“二次效應(yīng)” 。即諧波電流在輸電線路阻抗上的壓降會(huì)使電網(wǎng)電壓(原來是正弦波)發(fā)生畸變，影響各種電氣設(shè)備的正常工作。2.諧波會(huì)造成輸變電線路故障，使變電設(shè)備損壞。例如，線路和配電變壓器過熱、過載。在高壓遠(yuǎn)距離輸電系統(tǒng)中，諧波電流會(huì)使變壓器的感抗與系統(tǒng)的容抗發(fā)生 LC 諧振；在三相電路中，中線電流是三相三次諧波電流的疊加，因此，諧波電流會(huì)使中線電流過流而損壞，等等。3.諧波還會(huì)影響用電設(shè)備正常工作。例如，諧波電流對電機(jī)除增加附加損耗外，還會(huì)產(chǎn)生附加諧波轉(zhuǎn)矩、機(jī)械振動(dòng)等，這些都嚴(yán)重影響電機(jī)的正常運(yùn)行；諧波可能使白

22、熾燈工作在較高的電壓下，這將導(dǎo)致燈絲工作溫度過高，縮短燈絲的使用壽命，等等。4.諧波會(huì)使測量儀器附加諧波誤差。常規(guī)的測量儀表是設(shè)計(jì)并工作在正弦電壓、正弦電流波形情況下的，因此，在測量正弦電壓和電流時(shí)能保證其精度，但是，這些儀表用于測量非正弦量時(shí)，會(huì)產(chǎn)生附加誤差，影響測量精度。5.諧波會(huì)對通信電路造成干擾。電力線路諧波電流會(huì)通過電場耦合、磁場耦合和共地線耦合對通信電路造成影響。綜上所述，為了減少 AC/DC 變流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波“污染” ，以保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性；同時(shí)也為了提高輸入端功率因數(shù)，以達(dá)到節(jié)能的效果，必須限制 AC/DC 電路的輸入端諧波電流

23、分量。由此可知提湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 6 -高功率因數(shù)在 AC/DC 開關(guān)電源應(yīng)用中具有重大的意義。2.2 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究現(xiàn)狀PFC 技術(shù)的主要方法可以分為無源 PFC 技術(shù)和有源 PFC 技術(shù)。無源 PFC 技術(shù)采用無源器件，如電感和電容組成的諧振濾波器，實(shí)現(xiàn) PFC 功能，主要優(yōu)點(diǎn)：簡單 、成本低、可靠性高及 EMI 小等。主要缺點(diǎn)：難以得到高功率因數(shù)，低頻時(shí)元器件尺寸和重量大，工作性能與頻率、負(fù)載變化和輸入電壓變化有關(guān)，電感和電容間有大的充放電電流等。有源 PFC 技術(shù)的基本原理是利用控制電路強(qiáng)迫輸入交流電流波形跟蹤輸入交流電壓波形而實(shí)現(xiàn)交流輸入電流的正弦化，并與輸

24、入電壓同步。其中關(guān)鍵電路是乘法器和除法器，有源功率因數(shù)校正電路的特點(diǎn)是：功率因數(shù)高，PF 可達(dá) 0.99 以上；總諧波畸變率低，THD10%；交流輸入電壓范圍寬，交流輸入電壓范圍可達(dá) AC90270V；輸出電壓穩(wěn)定；所需磁性元件小。主要缺點(diǎn)是：電路復(fù)雜，可靠性下降，EMI 高，成本增加，效率會(huì)下降。有源技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用在 AC/DC 開關(guān)電源、UPS 電源、電子鎮(zhèn)流器、程控交換機(jī)電源等電子儀器中14。2.3 功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)方法功率因數(shù)校正的基本原理，就是從電路上采取措施，使電源輸入電流實(shí)現(xiàn)正弦波，并與輸入電壓保持同相。關(guān)鍵在于實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為 1 的重要目標(biāo)，即公式。實(shí)現(xiàn)或者基本實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校

25、正的方法有多種，有源校正技術(shù)，111cosPF特別是用于開關(guān)電源的單相升壓式高頻有源功率因數(shù)校正電路，具有高的功率因數(shù)值,低頻諧波失真,電源效率高達(dá) 90%以上，輸出電壓穩(wěn)定99. 0PF%10%8THDBV（升至 400V 左右） ，適用于中大功率電源（100W2000W）,且適應(yīng)寬輸入電壓（90270V） ，磁性元件小，可省略或簡化龐大的原輸入級濾波器1。在電源輸入級插進(jìn)功率因數(shù)校正網(wǎng)絡(luò)，就是通過適當(dāng)?shù)目刂齐娐凡粩嗾{(diào)節(jié)輸入電流波形，使其逼近正弦波，并與輸入的電網(wǎng)電壓保持同相。2.4 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的分類有源功率因數(shù)校正變換電路有升壓（Boost） 、降壓（Buck） 、升降壓（Buc

26、k-Boost）和回掃四種類型3。在多數(shù)情況下，開關(guān)電源中，以升壓型最為流行。它的主湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 7 -要優(yōu)點(diǎn)是：第一，能有效地抑制輸入電源電流的諧波失真，完全可以達(dá)到甚至低于諧波電流畸變指標(biāo)要求；第二，能將系統(tǒng)功率因數(shù)提高到幾乎等于 1 的水平，完全能夠滿足世界各國對功率因數(shù)和總諧波含量的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)要求；第三，輸出低紋波含量的直流電壓，能確保開關(guān)電源的電流波峰系數(shù)低于 1.5；第四，當(dāng)輸入交流電壓在較大的范圍內(nèi)波動(dòng)時(shí)，實(shí)現(xiàn)電壓寬帶輸入（85265V） ，而輸出電壓可得到穩(wěn)定的直流電壓；第五，消除了浪涌電壓及尖峰電壓對電路元件的沖擊，提高了開關(guān)電源的可靠性和安全性，有力延長了開

27、關(guān)電源的使用壽命。APFC 可以采用不同的方法進(jìn)行控制。從變換電路的工作頻率分為固定頻率和可變頻率兩種；從電流控制方法上分有峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制三種，按電感扼流圈有無存儲(chǔ)電流分，有連續(xù)傳導(dǎo)模式（CCM）和不連續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）兩種，前者用于輸出功率較大的場合，后者適用于 200W 以下的中功率 APFC 變換器。CCM相對 DCM 其優(yōu)點(diǎn)為：輸入和輸出電流紋波小、THD 和 EMI 小、濾波容易；RMS 電流小、器件導(dǎo)通損耗??；適應(yīng)于大功率應(yīng)用場合。在開關(guān)控制模式上又分為零電流開關(guān)（ZCS）和零電壓開關(guān)（ZVS）兩種類型。此外，有源功率因數(shù)的電流控制方法基本上有三種，即峰

28、值電流控制、滯環(huán)電流控制以及平均電流控制。下面就假設(shè)工作模式為 CCM，來介紹一下三種方法的特點(diǎn)。1.峰值電流法是檢測峰值電流，采用恒定的開關(guān)電源工作頻率，只有穩(wěn)定的工作頻率才能有效地、快速地檢測出峰值電流，并將這一電流“削尖” 、均化來控制開關(guān)管，對 PWM 進(jìn)行調(diào)節(jié)，使輸入電流波形與輸入電壓保持同步，從而提高功率因數(shù)。由于輸入電流被“削尖” ，在電路上對輸入電流波形需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償。2.滯環(huán)電流法是檢測 APFC 電路中電感上的電流，當(dāng)電感電流達(dá)到一定值時(shí)，開關(guān)管開始導(dǎo)通；電感電流下降到一定值時(shí)，開關(guān)管陡然截止，它的控制方式是利用工作頻率改變來控制開關(guān)管的導(dǎo)通和截止。一般設(shè)計(jì)輸出濾波電路時(shí)

29、，按最低工作頻率考慮，所以，開關(guān)電源的體積和重量是最小的，工作損耗最小。3.平均電流法是開關(guān)電源和電子鎮(zhèn)流器對有源功率因數(shù)校正用得最多的一種方法。THD 值小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，具有恒定的工作頻率，可以任意拓?fù)涓鞣N控制電路，輸入電壓可以隨便調(diào)節(jié)。這中方法的缺點(diǎn)是控制電路比較復(fù)雜，需要增添電流誤差放大器。湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 8 -3 Boost 變換器功率因數(shù)硬開關(guān)校正電路的仿真3.1 主電路的設(shè)計(jì)及工作波形圖 本節(jié)采用 Boost 變換器功率因數(shù)校正電路，其主電路設(shè)計(jì)圖及工作波形圖如圖 3-1 和 3-2 所示。LrTacVD0C0RsI0i0u圖 3

30、-1 Boost 變換器主電路圖0iGEutt1I圖 3-2 Boost 變換器工作波形3.2 Boost 變換器基本原理分析 Boost 變換器電路的工作原理時(shí)，首先假設(shè)電路中電感 L 值很大，電容 C 值也很大。當(dāng) Tr處于通態(tài)時(shí)，整流后得直流電壓向電感 L 充電，充電電流基本恒定為I1，同時(shí)電容 C 上的電壓向負(fù)載 R 供電，因 C 值很大，基本保持輸出電壓 u0為恒值，湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 9 -記為 U0。設(shè) Tr處于通態(tài)的時(shí)間為 ton，此階段電感 L 上積蓄的能量為 EI1ton。當(dāng) Tr處于斷態(tài)時(shí) E 和 L 共同向電容 C 充電，并向負(fù)載 R 提供能量。設(shè) Tr處于

31、斷態(tài)的時(shí)間 toff，則在此期間電感 L 釋放的能量為(U0- E)I1toff。當(dāng)電路工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)周期 T 中電感 L 積蓄的能量與釋放的能量相等，即 （3-1）offontIEUtEI101)(化簡得 （3-2）EtTEtttUoffoffoffon0上式中 T/toff1，輸出電壓高于電源電壓，故稱該電路為升壓斬波電路，也稱之為boost 變換器（Boost Converter） 。升壓斬波電路之所以能使輸出電壓高于電源電壓，關(guān)鍵有兩個(gè)原因：一是 L 儲(chǔ)能之后具有電壓泵升的作用，二是電容 C 可將輸出電壓保持住。在以上分析中，認(rèn)為 Tr處于通態(tài)期間因電容 C 的作用使得輸出電壓 U

32、0不變，但實(shí)際上 C 值不可能無窮大，在此階段其向負(fù)載放電，U0必然會(huì)有所下降，故實(shí)際輸出電壓會(huì)略低于理想結(jié)果，不過，在電容 C 值足夠大時(shí)，誤差很小，基本可以忽略6。3.3 主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)3.3.1 高功率因數(shù)校正硬開關(guān) AC/DC 變換電路技術(shù)指標(biāo)輸入電壓：單相交流22010%V輸入頻率：50Hz輸出電壓：直流400V最大輸出功率：3KW功率因數(shù)：99%開關(guān)頻率：f=100kHz3.3.2 升壓電感 L 的設(shè)計(jì)電感將決定在輸入側(cè)高頻紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值由輸入側(cè)的交流電流峰值來決定。由于最大的峰值電流出現(xiàn)在線電壓為最小值,負(fù)載最大時(shí),所以有：湖南理

33、工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 10 - （3-3）AVPIinoutpkL43.21198300022(min)(本設(shè)計(jì)中，轉(zhuǎn)換器的輸入線電流峰值為 21.43A，出現(xiàn)在交流電壓為 198V 時(shí)。假如允許電感電流有 20%的電流脈動(dòng)，則有：（是指電流紋波峰對峰值） （3-AIIpkL29. 42 . 0)(I4）在升壓型轉(zhuǎn)換器中最大紋波電流發(fā)生在占空比為 50%時(shí)，即在升壓比為 M=V0/Vin=2的時(shí)候。電感電流的峰值一般不會(huì)發(fā)生在這個(gè)時(shí)候，因?yàn)樗姆逯凳怯烧铱刂菩盘柕姆逯邓鶝Q定的。電感值是由半波整流最低輸出電壓時(shí)的電流峰值在此電壓時(shí)的占空比 D 以及開關(guān)頻率所決定的（此處 Vin(pk)是電

34、網(wǎng)電壓最低時(shí)整流橋輸出電壓的峰值），其關(guān)系式如下： 時(shí)的占空因數(shù)：pkI （3-5） 3 . 040019824000)(0VVVDpkin計(jì)算升壓電感： （3-6）mHIfDVLspkin196. 029. 4101003 . 019823)(為了方便起見，電感值被四舍五入而以整數(shù) 0.2mH 代替。3.3.3 輸出電容 CO的設(shè)計(jì)PFC電路的輸出電容的選擇主要應(yīng)考慮:輸出電壓的大小及紋波值，電容允許流過的電流值，等效串聯(lián)電阻的大小，容許溫升等眾多因素。此外，穩(wěn)壓電源還應(yīng)要求在輸入交流電斷電的情況下，電容容量足夠大以保證一定的放電維持時(shí)間。本文以保持時(shí)間來確定輸出電容值，保持時(shí)間是指在輸入電

35、壓關(guān)斷后，輸出電壓能夠維持正常輸出值的時(shí)間長度，典型保持時(shí)間為t為1550ms。滿負(fù)載功率為3kW，電容電壓在此期間允許的跌落為100V，輸出電容由容許的輸出最大紋波電壓決定，輸出紋波電壓頻率為2倍的基頻率。本設(shè)計(jì)輸出的范例里，輸出電容如下式所述：湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 11 - （3-7）FVVtPCoutO342930040004. 0300022222(min)020式中： 負(fù)載功率outP 電容維持時(shí)間，取 40mst 輸出電壓OV 維持負(fù)載工作的最小電壓(min)OV3.4 主電路的仿真與分析為了驗(yàn)證本章節(jié)主電路設(shè)計(jì)的可行性和參數(shù)的選擇的正確性，本節(jié)利用OrCAD/PSpic

36、e 軟件對該主電路進(jìn)行仿真和分析。圖 3-3 為 Boost 變換器主電路仿真模型圖。最后的仿真及實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：輸入電壓Vin為單相 220V，升壓電感 L 為 0.2mH，輸出濾波電容 CO為 3429F，開關(guān)頻率 f 為100kHz。0M1IRF4500D2MUR810L0.2mh12D1MUR810D4MUR810D5HFA25TB6031D3MUR810C13429uf12V2TD = 2.4usTF = 0.01usPW = 4usPER = 10usV1 = 0vTR = 0.01usV2 = 15vV1FREQ = 50HzVAMPL = 220vVOFF = 0vR05021圖

37、3-3 Boost 變換器主電路仿真模型下文是對上述仿真模型進(jìn)行仿真后的各類仿真波形及相應(yīng)分析：湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 12 -圖 3-4 輸入電壓與輸入電流波形圖 3-4 為輸入交流電壓和電流波形圖，從圖中我們清楚的看到輸入電流很好跟隨交流輸入電壓，也能看出是完整的正弦波，無畸變，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正的目的。圖 3-5 開關(guān)管 Tr 驅(qū)動(dòng)波形、漏源電流波形和電壓波形圖圖 3-5 為開關(guān)管 Tr驅(qū)動(dòng)波形 Vgs，漏源電流波形 Ids以及漏源電壓 Vds仿真波形圖。圖中我們可以看到當(dāng)開關(guān)管有驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)，電流上升，而電壓為零，無驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)，電流為零，電壓上升。 湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）-

38、 13 -圖 3-6 輸出電流與輸出電壓波形圖 圖 3-6 是輸出電流與輸出電壓波形圖，由于硬開關(guān)開通與關(guān)斷有功率損耗，只能在開關(guān)頻率較低的情況下工作，而開關(guān)頻率為 100KHz 工作下?lián)p耗劇增，一般不會(huì)在實(shí)際電路中應(yīng)用。本文只為對比硬開關(guān)與軟開關(guān)的特性，故設(shè)計(jì)相同的技術(shù)指標(biāo)，可以從波形圖看出輸出電壓只能接近 400V，不能很好的達(dá)到所要求的技術(shù)指標(biāo)。4 Boost 型 ZVT-PWM 功率因數(shù)軟開關(guān)校正電路的仿真4.1 主電路的設(shè)計(jì)及工作波形圖本節(jié)采用單相有源高功率因數(shù)校正電路，所選用的變換器為 Boost ZVT-PWM 變換器，其主電路設(shè)計(jì)圖及工作波形圖如圖 4-1 和圖 4-2 所示。

39、C Cr rT Tr rL LD DD D1 1L Lr rT Tr r1 1C CO OR RO OI Is sV Va ac c圖 4-1 Boost 型 ZVT-PWM 變換器主電路湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 14 - T0T1T2T3T4T5T6T0VoIsVoIsvgTrTr1vdsidsiLvDiD圖 4-2 Boost 型 ZVT-PWM 變換器一周期主要電量波形4.2 Boost 型 ZVT-PWM 變換器工作原理設(shè) tT0時(shí)，Tr 和 Tr1 均關(guān)斷，D 導(dǎo)通。一周期可分七種運(yùn)行方式，如圖 4-3 所示：模模式式時(shí)時(shí)間間段段1234567特特征征T0 T1T2T1T2T3

40、T3T4T4T5T5 T6T6T0iLr線線形形上上升升諧諧振振ZV開開通通iLr下下降降ids恒恒流流Cr線線形形充充電電續(xù)續(xù)流流Troffoffoff onononoffoffTr1ononon0offoffoffoffVds0V0下下降降到到00上上升升到到V0V0ids000上上升升到到IsIs00圖 4-3 Boost 型 ZVT-PWM 變換器一周期內(nèi)各運(yùn)行模式分析 湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 15 -4.3 Boost 型 ZVT-PWM 變換器運(yùn)行模式分析下面是一個(gè)周期內(nèi) Boos 型 ZVT-PWM 變換器各個(gè)階段的運(yùn)行模式分析，一周期內(nèi)它的各運(yùn)行模式的等效電路如圖 4-

41、4 所示。1. T0 T1 Lr電流線形上升階段t=T0，輔助開關(guān) Tr1開通，諧振電感電流 iLr線形上升，t=T1時(shí)達(dá) Is,二極管 D 的電流 ID則由 Is線形下降，t=T1時(shí)降到零電流下關(guān)斷，若采用快速恢復(fù)二極管，可忽略 D的反向恢復(fù)電流。這一階段 Vds不變，等效電路如圖 4-4（ a）2. T1T2 諧振階段LrCr諧振，電流 iLr諧振上升，而電壓 Vds由 Vo 諧振下降。T=T2時(shí)，Vds=0,Tr的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。等效電路如圖 4-4（b）3. T2T3 主開關(guān) Tr開通由于 Tr的體二極管已導(dǎo)通，創(chuàng)造了 ZVS 條件，因此應(yīng)當(dāng)利用這個(gè)機(jī)會(huì)，在 t=T3時(shí)給r 加驅(qū)動(dòng)信

42、號，使r 在零電壓下導(dǎo)通，等效電路如圖 4-4（c）4. T3T4 iLr線形下降階段t=T3，Tr1關(guān)斷，由于 D1導(dǎo)通，Tr1的電壓被鉗在 V0值，Lr 的儲(chǔ)能釋放給負(fù)載，其電流線形下降。T=T4時(shí)，iLr=0,等效電路圖如圖 4-4（d）5. T4T5 ids恒流階段T=T4，D1關(guān)斷，這時(shí) Boost 型 ZVT-PWM 變換器如同普通 Boost 型變換器的開關(guān)管導(dǎo)通的情況一樣，ids=Is,等效電路如圖 4-4（e）6. T5T6 Cr 線形充電階段t=T5,Tr 關(guān)斷，恒流源 Is 對 Cr線形充電，直至 t=T6時(shí)，VCr=Vo。等效電路圖如 5-4（f）7. T6T7 續(xù)流階

43、段這個(gè)階段如同普通 Boost 型變換器開關(guān)管關(guān)斷的情況一樣，處于續(xù)流狀態(tài)，直到t=T0,下一周期開始，等效電路圖如圖 4-4（g）湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 16 -LrDVOIinTr1LrTr1IinCrTr1IinLrDTrIinTr1LrD1IinTrIinCrIinD(a)T0T1(b)T1T2(c)T2T3(d)T3T4(e)T4T5(f)T5T6(g)T6T0圖 4-4 Boost 型 ZVT-PWM 變換器一周期內(nèi)各運(yùn)行模式的等效電路4.4 硬開關(guān)技術(shù)的缺點(diǎn) 目前開關(guān)電源普遍采用脈寬調(diào)制技術(shù)，在這種變換方式中，開關(guān)器件在高電壓，大電流下導(dǎo)通關(guān)斷，如圖 4-5 所示是硬開關(guān)

44、開通和關(guān)斷的電壓和電流波形。由于開關(guān)管不是理想器件，在開通時(shí)開關(guān)管的電壓不是立即下降到零，而是有一個(gè)下降時(shí)間，同時(shí)它的電流也不是立即上升到負(fù)載電流，而是有一個(gè)上升時(shí)間。在這段時(shí)間里，電流與電壓有一個(gè)交疊區(qū)，產(chǎn)生損耗，我們稱之為開通損耗。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開關(guān)管的電壓不是立即從零上升到電源電壓，而是有一個(gè)上升時(shí)間，同時(shí)它的電流也不是立即下降到零，而是有一個(gè)下降時(shí)間。在這段時(shí)間里。電壓和電流也有一個(gè)交疊區(qū)，產(chǎn)生損耗，我們稱之為關(guān)斷損耗。因此在開關(guān)管開關(guān)工作時(shí)，要產(chǎn)生開通損耗和關(guān)斷損耗，統(tǒng)稱為開關(guān)損耗。在一定條件下，開關(guān)管在每一個(gè)開關(guān)周期的開關(guān)損耗是恒定的，湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 17 -變換

45、器總的開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比，開關(guān)頻率越高，總的開關(guān)損耗越大，變換器的效率就越低。開關(guān)損耗的存在限制了開關(guān)頻率的提高，從而限制了變換器的小型化和輕量化。同時(shí)由于受到開關(guān)器件的寄生電容和變壓器漏感的影響，開關(guān)器件受到較大的 du/dt 和 di/dt，工作中產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁干擾。為解決此問題，國際上開始研究軟開關(guān)技術(shù)，即開關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷都在零電流和零電壓條件下進(jìn)行，減少了開關(guān)器件的損耗及電磁干擾，提高了開關(guān)電源的頻率及功率水平。ttPlosssPlosss(off)Plosss(on)icvce圖 4-5 硬開關(guān)時(shí)開關(guān)管的電壓和電流波形另外，只要傳統(tǒng) PWM 變換器中的開關(guān)器件工作在硬開關(guān)狀

46、態(tài)下，硬開關(guān)就有開通和關(guān)斷損耗大、感性關(guān)斷問題、容性開通問題及二極管反向恢復(fù)等四大缺陷，妨礙開關(guān)器件工作頻率的提高14。1. 開通和關(guān)斷損耗大：在開通時(shí)，開關(guān)器件的電流上升和電壓下降同時(shí)進(jìn)行；關(guān)斷時(shí)，電壓上升和電流下降同時(shí)進(jìn)行。電壓、電流波形的交疊指使器件的開通損耗和關(guān)斷損耗隨開關(guān)頻率的提高而增加。2.感性關(guān)斷問題：電路中難免存在感性元件（引線電感、變壓器漏感等寄生電感或?qū)嶓w電感） ，當(dāng)開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，由于通過該感性元件的 di/dt 很大，從而產(chǎn)生很大的電磁干擾（EMI） ，而且產(chǎn)生的尖峰電壓加在開關(guān)器件兩端，容易造成電壓擊穿。3. 容性開通問題：當(dāng)開關(guān)器件在很高的電壓下開通時(shí)，儲(chǔ)藏在開關(guān)器

47、件結(jié)電容中的能量將全部耗散在該開關(guān)器件內(nèi)，引起開關(guān)器件過熱損壞。4.二極管反向恢復(fù)問題：二極管由導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r(shí)存在著反向恢復(fù)期，在此期間內(nèi)，二極管仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，若立即開通與其串聯(lián)的開關(guān)器件，容易造成直流電源瞬間短路，產(chǎn)生很大的沖擊電流，輕則引起該開關(guān)器件和二極管管耗急劇增加，重則指使其損壞。 湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 18 -圖 4-6 給出了接感性負(fù)載時(shí)，開關(guān)管工作在硬開關(guān)條件下的開關(guān)的開關(guān)軌跡，圖中虛線為雙極性晶體管的安全工作區(qū)（SOA） ，如果不改善開關(guān)管的開關(guān)條件，其開關(guān)軌跡可能會(huì)超出安全工作區(qū)，導(dǎo)致開關(guān)管的損壞。關(guān)關(guān)斷斷開開通通vceicSOA圖 4-6 開關(guān)管工作在硬開關(guān)條

48、件下的開關(guān)軌跡克服以上缺陷的有效辦法就是采用軟開關(guān)技術(shù)。如圖 4-7 所示，最理想的軟開通過程：電壓先下降到零，電流再緩慢的上升到通態(tài)值，所以開通損耗近似為零。另外，因器件開通前電壓已經(jīng)下降到零，器件結(jié)電容上的電壓亦為零，故解決了容性開通的問題，這意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復(fù)過程結(jié)束，因此二極管反向恢復(fù)問題亦不存在。最理想的軟關(guān)斷過程：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于器件關(guān)斷前電流已經(jīng)下降到零，即線路電感中的電流亦為零，所以感性關(guān)斷的問題也得到解決。由此可見，軟開關(guān)技術(shù)可以解決硬開關(guān) PWM 變換器的開關(guān)損耗問題、容性開通問題、感性關(guān)斷問題、二極管反向恢復(fù)

49、問題，大大地提高了開關(guān)器件的工作頻率。同時(shí)也能解決由硬開關(guān)引起的 EMI 問題。軟軟開開關(guān)關(guān)硬硬開開關(guān)關(guān)關(guān)關(guān)斷斷波波形形開開通通波波形形iut1iiit2ut1t2uu圖 4-7 軟開關(guān)和硬開關(guān)波形湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 19 -4.5 Boost 型 ZVT-PWM 變換器的優(yōu)缺點(diǎn)由以上分析可知，Boost 型 ZVT-PWM 變換器的主要優(yōu)點(diǎn)是：1.零電壓導(dǎo)通且保持恒頻運(yùn)行。2.二極管 D 能零電流截止，因此在功率因數(shù)有源校正裝置等輸出大功率，高電壓（200V）情況下應(yīng)用這一技術(shù)，可避免因二極管反向恢復(fù)使關(guān)斷損耗過大的問題。3.開關(guān)管電流與電壓應(yīng)力小。由波形圖可見，理論上電流 id

50、s，電壓 Vds的波形為方波，一周期內(nèi)諧振時(shí)間很短。4.在較寬的電源電壓和負(fù)載電流變化范圍內(nèi)可滿足 ZVS 條件。它的唯一不足之處為輔助開關(guān) Tr1 不在軟開關(guān)條件下運(yùn)行。但是和主開關(guān)管相比，Tr1 的電流很小，它只處理少量的諧振能量。4.6 軟開關(guān)技術(shù)的特性從前面的分析可知道，開關(guān)損耗包括開通損耗和關(guān)斷損耗，利用軟開關(guān)技術(shù)可以減小變換器的開通損耗和關(guān)斷。軟開通和關(guān)斷波形如圖 4-8 所示。ubeicPlossPloss(on)=0關(guān)關(guān)斷斷ubePloss開開通通開開通通關(guān)關(guān)斷斷ttttttPloss(on)Ploss(off)Ploss(off)=0ubeubeic(a)零零電電流流開開通通

51、和和關(guān)關(guān)斷斷(b)零零電電壓壓開開通通和和關(guān)關(guān)斷斷圖 4-8 軟開關(guān)開通和關(guān)斷波形軟開關(guān)的開通有以下幾種方法。1.零電流開通：在開關(guān)管開通時(shí)，使其電流保持在零，或者限制電流的上升率，從而減少電流與電壓的交疊區(qū)。從圖 4-8（a）中可以看出，開通損耗大大減少。2.零電壓開通：在開關(guān)管開通前，便其電壓下降到零。從圖 4-8（b）可以看出，開通損耗基本上減少到零。3. 同時(shí)做到 1 和 2,在這種情況下，開通損耗為零。這種情況最為理想。湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 20 -同理，軟開關(guān)的關(guān)斷有以下幾種方法：1.零電流關(guān)斷：在開關(guān)管關(guān)斷前，使其電流減少到零。從圖 4-8（a）可以看出關(guān)斷損耗基本上減

52、小到零。2.零電壓關(guān)斷：在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，使其電壓保持為零，或者限制電壓的上升率，從而減小電流與電壓的交疊區(qū)。從圖 4-8（b）可以看出，關(guān)斷損耗大大減小。3.同時(shí)做到 1 和 2，在這種情況下，關(guān)斷損耗為零。關(guān)關(guān)斷斷開開通通vceicSOA圖 4-9 開關(guān)管工作在軟開關(guān)條件下的開關(guān)軌跡圖 4-9 給出了開關(guān)管工作在軟開關(guān)條件下的開關(guān)軌跡，從圖中可以看出，此時(shí)開關(guān)管的工作條件很好，不會(huì)超出安全工作區(qū)。4.7 主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)ZVT-PMW軟開關(guān)電路的設(shè)計(jì)主要集中在兩個(gè)參數(shù):一個(gè)是諧振電感Lr ;一個(gè)是諧振電容Cr。升壓電感和輸出電容與上文硬開關(guān)電路參數(shù)設(shè)計(jì)一致。4.7.14.7.1 高

53、功率因數(shù)校正軟開關(guān) AC/DC 變換電路技術(shù)指標(biāo)輸入電壓：單相交流22010%V輸入頻率：50Hz輸出電壓：直流400V最大輸出功率：3KW功率因數(shù)：99%開關(guān)頻率：f=100kHz湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 21 -4.7.2 諧振電感 Lr 的設(shè)計(jì)諧振電感通過為升壓電感電流提供交替的電流通路控制著二極管的 di/dt。當(dāng)零電壓過渡開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電流轉(zhuǎn)向，從升壓二極管轉(zhuǎn)到零電壓過渡電感。電感值可以由二極管所需的關(guān)閉時(shí)間來確定，此二極管關(guān)閉時(shí)間由它的反向恢復(fù)時(shí)間給出。為 Lr計(jì)算出實(shí)際值是困難的，因?yàn)榉聪蚧謴?fù)特性在實(shí)際電路中使用時(shí)，會(huì)千變?nèi)f化。其變化取決于廠家。影響二極管反向恢復(fù)的電路條

54、件之一就是諧振電容的自然緩沖作用，它限制了二極管陽極的 dv/dt。一個(gè)優(yōu)良的初始估計(jì)是使電感電流，在 3 倍的二極管反向恢復(fù)時(shí)間內(nèi)上升到二極管內(nèi)電流。對最大電感值的一個(gè)制約是它對最小占空比的影響。二極管選擇時(shí)，LC 時(shí)間常數(shù)影響 DMIN，因此 Vomin使 Lr過大，還是增大零電壓過渡 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間，增大諧振電路的導(dǎo)通損耗。隨著 Lr 值的減小，二極管將經(jīng)受更大的反向恢復(fù)電流，通過電感很零電壓過渡 MOSFET 的峰值電流也會(huì)增加。峰值電流的增加，儲(chǔ)存在電感中的總能量也將增加(E=1/2LI2)。為減少關(guān)閉結(jié)點(diǎn)上的寄生振鈴，應(yīng)使能量保持在最小值。二極管的反向恢復(fù)時(shí)間是關(guān)閉時(shí) d

55、i/dt 的局部函數(shù)，如果所控制的 di/dt 設(shè)定，該二極管的反向恢復(fù)時(shí)間可近似估算出大約為 60ns。如果電感限制上升時(shí)間到180ns,(3trr)電感量可按下式計(jì)算： （4-1）tiOrddVL/其中： （4-2）rrPKLtitIdd3/)(因?yàn)椋?（4-3）AIIILPKINP575.2329. 45 . 043.2121所以： （4-4）sAddti/131180575.23/由此可得： （4-5）HLr5 .30131400湖南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）- 22 -4.7.3 諧振電容 Cr 的設(shè)計(jì)最小諧振電容要確保主開關(guān)的 dv/dt，有效諧振電容是 MOSFET 電容和外接電容

56、之總和。該電容限制關(guān)閉時(shí)間的 dv/dt，自然地減少了米勒效應(yīng)。此外，它還減少了關(guān)閉損耗，因?yàn)殚_關(guān)電流轉(zhuǎn)移到電容上。該電容必須是優(yōu)質(zhì)高頻電容，低 ESR低 ESL 者為佳。它還必須能在關(guān)閉時(shí)承受較大的充電電流。L 與 C 結(jié)合產(chǎn)生一個(gè)諧振周期 1/4 周期： （4-6）nsCLrr1402所以可得： （4-7）pFCr130105 .3014. 3)10140(262294.8 主電路的仿真與分析為了驗(yàn)證本章節(jié)主電路設(shè)計(jì)的可行性和參數(shù)的選擇的正確性，本節(jié)利用OrCAD/PSpice 軟件對該主電路進(jìn)行仿真和分析。圖 5-10 所示為 Boost ZVT-PWM 變換器的 PSpice 仿真模型

57、圖。最后的仿真及實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：輸入電壓 Vin為單相 220V，升壓電感 L 為 0.2mH，諧振電感 Lr為 30.5H，諧振電感 Cr為 130pF，輸出濾波電容 CO為 3429F，開關(guān)頻率 f 為 100kHz。00M2IRF450D2MUR810D1MUR810D6MUR810Cr130pf12D4MUR810R05021D5HFA25TB6031M1IRF450V3TD = 1.2usTF = 0.01usPW = 1.2usPER = 10usV1 = 0TR = 0.01usV2 = 15v0V1FREQ = 50hzVAMPL = 220vVOFF = 0vLr30.5uH12L0.2mH12D3MUR810C