直接數(shù)字頻率合成技術(shù)DDS

1、 隨著技術(shù)和器件水平的提高，稱之為直接數(shù)字隨著技術(shù)和器件水平的提高，稱之為直接數(shù)字式頻率合成器（式頻率合成器（DDS）的新的頻率合成技術(shù)得到飛）的新的頻率合成技術(shù)得到飛速的發(fā)展。速的發(fā)展。 DDS 在相對帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時間、相在相對帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時間、相位連續(xù)性、正交輸出、高分辨力以及集成化等等一位連續(xù)性、正交輸出、高分辨力以及集成化等等一系列指標(biāo)方面，已遠遠超過了傳統(tǒng)頻率合成器所能系列指標(biāo)方面，已遠遠超過了傳統(tǒng)頻率合成器所能達到的水平，完成了頻率合成技術(shù)的又一次飛躍。達到的水平，完成了頻率合成技術(shù)的又一次飛躍。DDS 與傳統(tǒng)的與傳統(tǒng)的 DS 和和 IS 一起構(gòu)成了現(xiàn)代頻率合成一起構(gòu)成了現(xiàn)代頻

2、率合成技術(shù)體系，將頻率合成技術(shù)推向了一個新階段。技術(shù)體系，將頻率合成技術(shù)推向了一個新階段。直接數(shù)字式頻率合成（直接數(shù)字式頻率合成（ DDS ） （一）原理（一）原理 一個頻譜純凈的單頻信號可表示如下一個頻譜純凈的單頻信號可表示如下 這種單頻信號的主要特性是，它的相位是時間的連續(xù)這種單頻信號的主要特性是，它的相位是時間的連續(xù)函數(shù)，即函數(shù)，即 相位函數(shù)對時間的導(dǎo)數(shù)是常數(shù)相位函數(shù)對時間的導(dǎo)數(shù)是常數(shù) 它就是信號的頻率。它就是信號的頻率。 00000sin(2)U =10sin 2sinsinutUftUf ttt令， 則 有u（3-4） 002dtfdt（3-1）（3-2） 002ttf t（3-3）

3、 信號波形和相位函數(shù)如圖信號波形和相位函數(shù)如圖 3-6 所示。所示。相位函數(shù)相位函數(shù)是一條直線，它的斜率就是信號的頻率。是一條直線，它的斜率就是信號的頻率。圖圖3-6 單頻信號的波形與相位函數(shù)單頻信號的波形與相位函數(shù) 如果對（如果對（3-2）式進行采樣，且采樣周期為）式進行采樣，且采樣周期為 Tc（采樣頻（采樣頻率率 為為fc = 1 / Tc ) ，則可得到離散的波形序列：，則可得到離散的波形序列： u*(n) = sin (2f0 n Tc) （ n = 0,) （3-5） 相應(yīng)的離散相位序列為相應(yīng)的離散相位序列為 *(n) = 2f0 n Tc= n （ n = 0，) （3-6） 式中

4、式中 = f 0Tc= 2 f0 / f c （3-7） 是連續(xù)兩次采樣之間的相位增量。是連續(xù)兩次采樣之間的相位增量。 此離散波形序列和離散相位序列如圖此離散波形序列和離散相位序列如圖 3-6中的黑點所中的黑點所示。若采樣值在采樣間隔內(nèi)進行保持，則如圖示。若采樣值在采樣間隔內(nèi)進行保持，則如圖3-6中虛線所中虛線所示。波形和相位都為階梯波形。示。波形和相位都為階梯波形。 根據(jù)采樣定理，只要根據(jù)采樣定理，只要 f0 / fc1/ （3-8） 從式（從式（3-5)中的離散序列即可唯一地恢復(fù)出式（中的離散序列即可唯一地恢復(fù)出式（3-2）的模擬信號。的模擬信號。保持的作用是使模擬信號的分量加大，且將保持

5、的作用是使模擬信號的分量加大，且將采樣形成的高次諧波分量大大地抑制，對模擬信號的恢復(fù)采樣形成的高次諧波分量大大地抑制，對模擬信號的恢復(fù)十分有利。十分有利。 因此因此,欲合成式（欲合成式（3-2）所表示的模擬信號，可）所表示的模擬信號，可首先生成與其相對應(yīng)的階梯信號，再經(jīng)濾波器即可得到。首先生成與其相對應(yīng)的階梯信號，再經(jīng)濾波器即可得到。 從式（從式（3-3）知，）知，相位函數(shù)的斜率決定了信號的頻率。相位函數(shù)的斜率決定了信號的頻率。從式（從式（3-5）和（）和（3-6）可見，決定相位函數(shù)斜率的則是兩）可見，決定相位函數(shù)斜率的則是兩次連續(xù)采樣之間的相位增量次連續(xù)采樣之間的相位增量。因此，只要控制這個

6、相位。因此，只要控制這個相位增量即可控制合成信號的頻率。增量即可控制合成信號的頻率。 現(xiàn)將整個周期的相位現(xiàn)將整個周期的相位2分割為分割為M等份，則每一份為等份，則每一份為 （3-9） 即為可選擇的最小相位增量，若每次的相位增量就取即為可選擇的最小相位增量，若每次的相位增量就取，此，此時相位增量的斜率最小，得到時相位增量的斜率最小，得到最低最低的的頻率頻率輸出輸出 0 m ax2ccffTM經(jīng)濾波后得到合成信號為經(jīng)濾波后得到合成信號為 sin2cfu ttM若每次的相位增量選擇為若每次的相位增量選擇為的的K倍，即可得到信號頻率倍，即可得到信號頻率02ccKKffTM（3-10）（3-11）（3-

7、12）02/fM 相應(yīng)的模擬信號為相應(yīng)的模擬信號為（3-13） sin2cKu tf tM 式中，式中，M 和和K 都是正整數(shù)，根據(jù)采樣定理，都是正整數(shù)，根據(jù)采樣定理，K 的最大取的最大取值應(yīng)小于值應(yīng)小于 M 的二分之一。的二分之一。 K 分別取值為分別取值為1、2、3時的相位函數(shù)與波形如圖時的相位函數(shù)與波形如圖3-7所示。所示。綜上所述，在采樣頻率一定的條件之下，綜上所述，在采樣頻率一定的條件之下，可以通過控制兩次可以通過控制兩次連續(xù)采樣之間的相位增量（不得大于連續(xù)采樣之間的相位增量（不得大于），來改變所得到離），來改變所得到離散波形序列的頻率，經(jīng)保持和濾波之后，可唯一地恢復(fù)出此散波形序列的

8、頻率，經(jīng)保持和濾波之后，可唯一地恢復(fù)出此頻率的模擬信號。這就是直接數(shù)字頻率合成的原理。頻率的模擬信號。這就是直接數(shù)字頻率合成的原理。圖圖3-7 不同相位增量時的波形不同相位增量時的波形 依據(jù)上述原理，為合成所需頻率的模擬信號，必須解決依據(jù)上述原理，為合成所需頻率的模擬信號，必須解決以下一些技術(shù)問題：以下一些技術(shù)問題： 需控制每次采樣的相位增量，并輸出模需控制每次采樣的相位增量，并輸出模2的累加相的累加相位。這可以用位。這可以用相位累加器相位累加器來完成；來完成； 將模將模2的累加相位變換成相應(yīng)的正弦函數(shù)值的幅度，的累加相位變換成相應(yīng)的正弦函數(shù)值的幅度，這里幅度可先用代碼表示，這可以用一這里幅度

9、可先用代碼表示，這可以用一只讀存儲器只讀存儲器ROM來來存儲一個正弦函數(shù)表的幅值代碼；存儲一個正弦函數(shù)表的幅值代碼； 用幅度代碼變換成模擬電壓，這可由用幅度代碼變換成模擬電壓，這可由數(shù)模變換器數(shù)模變換器DAC來完成；來完成； 相位累加器輸出的累加相位在兩次采樣的間隔時間相位累加器輸出的累加相位在兩次采樣的間隔時間內(nèi)是保持的，最終從內(nèi)是保持的，最終從DAC輸出的電壓是輸出的電壓是經(jīng)保持經(jīng)保持的階梯波。的階梯波。（二）組成（二）組成 階梯波電壓經(jīng)階梯波電壓經(jīng)低通濾波器低通濾波器之后才能獲得所需的模擬電之后才能獲得所需的模擬電壓輸出。因此，直接數(shù)字頻率合成器的基本組成應(yīng)如圖壓輸出。因此，直接數(shù)字頻率

10、合成器的基本組成應(yīng)如圖3-8所示。所示。 圖圖3-8 DDS的組成的組成 1.相位累加相位累加 相位累加可用一累加器來完成。用一相位累加可用一累加器來完成。用一 N 位字長的累加位字長的累加器，則器，則 M = 2N，將一整周期的相位分割成最小增量為，將一整周期的相位分割成最小增量為 =2/ 2N 的的 M 個離散相位，它的代碼為個離散相位，它的代碼為0至至2N-1。 累加器的基本結(jié)構(gòu)如圖累加器的基本結(jié)構(gòu)如圖3-9所示。它由所示。它由M 進制加法器和進制加法器和并行數(shù)據(jù)寄存器組成，在時鐘并行數(shù)據(jù)寄存器組成，在時鐘 fc 的作用下可對輸入數(shù)據(jù)的作用下可對輸入數(shù)據(jù) K 進行累加。當(dāng)進行累加。當(dāng) K

11、 =1時，即相當(dāng)時，即相當(dāng) 于每次的相位增量為于每次的相位增量為=2/ M 。一般情況下控制每次的相位增量為。一般情況下控制每次的相位增量為K，累加器輸出即，累加器輸出即為經(jīng)累加后的累積相位（模為經(jīng)累加后的累積相位（模2)的代碼，成為相位碼，是一的代碼，成為相位碼，是一個離散的序列。個離散的序列。 圖圖3-9 累加器的基本結(jié)構(gòu)累加器的基本結(jié)構(gòu) 圖圖3-10是一個是一個4位字長的累加器，加法器是四位二進位字長的累加器，加法器是四位二進制組成的十六進制，它的累加輸出為制組成的十六進制，它的累加輸出為4433324321221110ABCABCABCABC 圖圖3-10 十六進制累加器十六進制累加器

12、 式中式中C0、C1、C2、C3是二進制加法器是二進制加法器1、2、3、4的進位的進位位，四位寄存器的位，四位寄存器的 D1D2D3D4 = 4321 輸入數(shù)據(jù)輸入數(shù)據(jù) K 決定了每次累加的相位增量，在一定的時鐘決定了每次累加的相位增量，在一定的時鐘頻率下，也就決定了合成信號頻率頻率下，也就決定了合成信號頻率 f0 = K fc / 24，故，故K 被稱為被稱為頻率控制字。頻率控制字。 設(shè)頻率控制字設(shè)頻率控制字K = A4A3A2A1 = 0001，則第一個時鐘脈沖，則第一個時鐘脈沖到來后，輸出到來后，輸出Q4Q3Q2Q1 = 0001；第二個時鐘脈沖到來后，；第二個時鐘脈沖到來后，輸出為輸出

13、為 0010；輸出相位碼按；輸出相位碼按00000001001000111101111011110000，需需16個時鐘脈沖累加器才能滿量，相位碼完成一個周期循環(huán)。個時鐘脈沖累加器才能滿量，相位碼完成一個周期循環(huán)。 若頻率控制字若頻率控制字 K = A4A3A2A1 = 0010，則在時鐘脈沖作，則在時鐘脈沖作用下，累加器輸出的相位碼依次是用下，累加器輸出的相位碼依次是0000001001000110 11100000，只需，只需8個時鐘個時鐘脈沖累加器輸出相位碼即可完成一次循環(huán)?？梢婎l率控制字脈沖累加器輸出相位碼即可完成一次循環(huán)?？梢婎l率控制字加大一倍，累加器的增長速率隨之加大一倍，輸出信號

14、頻率加大一倍，累加器的增長速率隨之加大一倍，輸出信號頻率也就加大一倍。也就加大一倍。 2. 相位與幅度的變換相位與幅度的變換 累加器輸出的相位碼，需先經(jīng)過一個相位碼累加器輸出的相位碼，需先經(jīng)過一個相位碼/幅度碼變換幅度碼變換裝置之后，再經(jīng)數(shù)裝置之后，再經(jīng)數(shù)/模變換生成階梯波，最后通過低通濾波模變換生成階梯波，最后通過低通濾波器才能得到所需的模擬電壓。器才能得到所需的模擬電壓。 顯然，構(gòu)成相位與幅度變換的電路應(yīng)由只讀存儲器顯然，構(gòu)成相位與幅度變換的電路應(yīng)由只讀存儲器ROM數(shù)模轉(zhuǎn)換器數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC和低通濾波器和低通濾波器LPF三部分器件來共同三部分器件來共同完成，如圖完成，如圖3-11所示。所示

15、。圖圖3-11 相位相位/幅度變換裝置幅度變換裝置 假設(shè)假設(shè)DAC的輸入幅度碼是四位，則它的輸出幅度與輸?shù)妮斎敕却a是四位，則它的輸出幅度與輸入幅度碼之間的關(guān)系是按線性變化的，如表入幅度碼之間的關(guān)系是按線性變化的，如表3-1所示。所示。表表 3-1二進制幅度碼二進制幅度碼十進制幅度十進制幅度二進制幅度碼二進制幅度碼十進制幅度十進制幅度00000.000010000.500000010.062510010.526500100.125010100.625000110.187510110.687501000.250011000.750001010.312511010.812501100.375011

16、100.875001110.437511110.9375 四位相位碼所對應(yīng)的相位量，以及此相位量條件下按四位相位碼所對應(yīng)的相位量，以及此相位量條件下按正弦函數(shù)計算所得的幅度值如表正弦函數(shù)計算所得的幅度值如表3-2所示。所示。表表 3-2相位碼相位碼相位相位正弦幅度正弦幅度相位碼相位碼相位相位正弦幅度正弦幅度0000/160.195100017/16-0.19500013/160.556100119/16-0.55600105/160.831101021/16-0.83100117/160.980101123/16-0.98001009/160.980110025/16-0.980010111/

17、160.831110127/16-0.831011013/160.556111029/16-0.556011115/160.195111131/16-0.195 須注意兩點：須注意兩點： . 正弦波的幅度是有正負(fù)的，而數(shù)模轉(zhuǎn)換的如表正弦波的幅度是有正負(fù)的，而數(shù)模轉(zhuǎn)換的如表3-1以以01為取值，故需加一位極性標(biāo)記，在相位量等于為取值，故需加一位極性標(biāo)記，在相位量等于2時對時對DAC的輸出作極性變換。為避免負(fù)電壓輸出，可的輸出作極性變換。為避免負(fù)電壓輸出，可輸出輸出 1 + sin； . 表表3-2的正弦幅度是對幅度為的正弦幅度是對幅度為01的連續(xù)正弦信號的連續(xù)正弦信號的取值，可以是的取值，可以是

18、01之間的任意值，而之間的任意值，而 DAC 的輸出是量的輸出是量化的值，在這里只有化的值，在這里只有 24 = 16 種取值，可能存儲的只是這種取值，可能存儲的只是這些值中取一個最接近所要求的值，這就必定會出現(xiàn)所謂些值中取一個最接近所要求的值，這就必定會出現(xiàn)所謂的量化誤差。例如的量化誤差。例如 =0 間可能的取如表間可能的取如表3-3所示，誤所示，誤差是顯而易見的，不難想象，差是顯而易見的，不難想象，DAC的位數(shù)越多，量化誤差的位數(shù)越多，量化誤差也就越小。也就越小。表表3-3相位碼相位碼正弦波幅度正弦波幅度幅度碼幅度碼量化的幅值量化的幅值量化誤差量化誤差00000.195100110.187

19、5+0.007600010.555610010.5625-0.006900100.831511010.8125+0.019000110.980811110.9375+0.043301000.980811110.9375+0.043301010.831511010.8125+0.019000010.555610010.5625-0.006900000.195100110.1875+0.0076時序時序相位碼相位碼相位相位sin幅度碼幅度碼DAC輸出輸出sin極性極性標(biāo)記標(biāo)記輸出輸出1+sin00000/16+0.195100110.18750+1.1875100013/16+0.55561001

20、0.56250+1.5625200105/16+0.831611010.81250+1.8125300117/16+0.980811110.93750+1.9375401009/16+0.980811110.93750+1.93755010111/16+0.831611010.81250+1.81256011013/16+0.555610010.56250+1.56257011115/16+0.195100110.18750+1.1875表表 3 - 4 8100017/16-0.195100110.18751+0.81259100119/16- 0.555610010.56251+0.437

21、510101021/16- 0.831611010.81251+0.187511101123/16-0.980811110.93751+0.062512110025/16-0.980811110.93751+0.062513110127/16-0.831611010.81251+0.187514111029/16-0.555610010.56251+0.437515111131/16-0.195100110.81751+0.8125續(xù)表續(xù)表 3 - 4 在相位碼和幅度碼都是四位的情況下，所得的在相位碼和幅度碼都是四位的情況下，所得的 DAC 輸出示于表輸出示于表 3-4。表中。表中 DAC 的

22、輸出再經(jīng)極性標(biāo)記位，當(dāng)?shù)妮敵鲈俳?jīng)極性標(biāo)記位，當(dāng)標(biāo)記位為標(biāo)記位為 “ 1 ”時，將時，將 DAC 的輸出求補，當(dāng)標(biāo)記位為的輸出求補，當(dāng)標(biāo)記位為 “ 0 ”時，將時，將 DAC 輸出加輸出加 1，即可得到最后的輸出。，即可得到最后的輸出。 以上分析中認(rèn)為在以上分析中認(rèn)為在 ROM 中存儲了整周期的正弦函數(shù)中存儲了整周期的正弦函數(shù)表，實際中這是不需要的。由于正弦函數(shù)具有對稱性，表，實際中這是不需要的。由于正弦函數(shù)具有對稱性，所以可以用所以可以用0/2內(nèi)的幅度值來表示內(nèi)的幅度值來表示02內(nèi)的幅度值，內(nèi)的幅度值，最高兩位地址碼用來表示象限。最高兩位地址碼用來表示象限。 “ 00 ”為第為第象限；象限；“

23、 01 ”為第為第象限；象限；“ 10 ”為為第第象限；象限；“ 11 ”為第為第象限。相位碼的第一位就是極象限。相位碼的第一位就是極性標(biāo)記，性標(biāo)記，“ 0 ”為正極性，為正極性，“ 1 ” 為負(fù)極性。具體的象限為負(fù)極性。具體的象限和極性求補電路這里不再詳述。和極性求補電路這里不再詳述。 實際應(yīng)用中為了減小相位量化噪聲，相位碼的位數(shù)要實際應(yīng)用中為了減小相位量化噪聲，相位碼的位數(shù)要多得多，相應(yīng)的多得多，相應(yīng)的ROM存儲容量很大，為減少所需的存儲容量很大，為減少所需的ROM存儲容量有很多辦法。為減少幅度量化噪聲，存儲容量有很多辦法。為減少幅度量化噪聲，DAC的位的位數(shù)實際上也要多得多。下面介紹數(shù)實

24、際上也要多得多。下面介紹0/2內(nèi)的內(nèi)的ROM壓縮存壓縮存儲技術(shù)。儲技術(shù)。 3. 正弦查詢表正弦查詢表 ROM 壓縮存儲技術(shù)壓縮存儲技術(shù) 由前分析可看出，由前分析可看出，DDS 查詢表查詢表ROM所存儲的數(shù)據(jù)是每所存儲的數(shù)據(jù)是每一個相位所對應(yīng)的二進制數(shù)字正弦幅值，在每一個時鐘周期一個相位所對應(yīng)的二進制數(shù)字正弦幅值，在每一個時鐘周期內(nèi)，相位累加器輸出序列的高內(nèi)，相位累加器輸出序列的高 P 位對其尋址，最后輸出為位對其尋址，最后輸出為該相位對應(yīng)的二進制正弦幅值序列?？梢钥闯?，該相位對應(yīng)的二進制正弦幅值序列?？梢钥闯?， ROM 的存的存儲量為儲量為 2PS 比特。其中比特。其中 P 為相位累加器的輸出

25、位數(shù)，為相位累加器的輸出位數(shù)，S 為為 ROM 的輸出位數(shù)。若的輸出位數(shù)。若P=12，S=8，可以算出，可以算出ROM的容量的容量為為32768比特。在一塊比特。在一塊DDS芯片上集成這么大的芯片上集成這么大的 ROM 會使會使成本提高、功耗增大、可靠性下降，所以有了許多的壓縮成本提高、功耗增大、可靠性下降，所以有了許多的壓縮 ROM 容量的方法。容量的方法。 . Sunderland 結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu) Sunderland 結(jié)構(gòu)利用了三角函數(shù)近似的方法，如圖結(jié)構(gòu)利用了三角函數(shù)近似的方法，如圖3-12所示。它是將相位累加器輸出的地址分為所示。它是將相位累加器輸出的地址分為 A、B、C三部分，三部分，再

26、將地址為再將地址為 Pbit 的的ROM換成兩個地址位數(shù)為換成兩個地址位數(shù)為 A+B 和和 A+C 的的ROM，最后將兩個，最后將兩個 ROM 的輸出相加重建正弦函數(shù)。的輸出相加重建正弦函數(shù)。圖圖3-12 Sunderland 結(jié)構(gòu)示意圖結(jié)構(gòu)示意圖 設(shè)設(shè) 象限正弦函數(shù)的相位為象限正弦函數(shù)的相位為=+，其中，其中、對應(yīng)的字長位數(shù)分別為對應(yīng)的字長位數(shù)分別為A，B，C，它們之間滿足關(guān)系：，它們之間滿足關(guān)系： /2, /2 (2-A) , fc。DDS 輸出可認(rèn)為是低通信號，而輸出可認(rèn)為是低通信號，而PLL輸出可輸出可認(rèn)為是帶通信號。頻率覆蓋范圍是這兩種技術(shù)都要考慮的問認(rèn)為是帶通信號。頻率覆蓋范圍是這

27、兩種技術(shù)都要考慮的問題題; 在在頻率純度頻率純度上，上，DDS由于由于 fo fc/2，相對于參考頻率，相對于參考頻率源其相位噪聲以源其相位噪聲以 20lg（fo/fc）改善，因此只考慮雜散信號的）改善，因此只考慮雜散信號的影響；而影響；而PLL要考慮相位噪聲和雜散信號的影響，這兩種影要考慮相位噪聲和雜散信號的影響，這兩種影響譜純度的因素與響譜純度的因素與PLL的環(huán)路參數(shù)有關(guān)。復(fù)雜度、功耗和成的環(huán)路參數(shù)有關(guān)。復(fù)雜度、功耗和成本是這兩種技術(shù)都必須考慮的問題。本是這兩種技術(shù)都必須考慮的問題。 DDS和和PLL這兩種頻率合成方式不同，各有其獨有的特這兩種頻率合成方式不同，各有其獨有的特點，不能相互代

28、替，但可以相互補充。將這兩種技術(shù)相結(jié)點，不能相互代替，但可以相互補充。將這兩種技術(shù)相結(jié)合，可以達到單一技術(shù)難以達到的結(jié)果。合，可以達到單一技術(shù)難以達到的結(jié)果。 例例 DDS / DS混合方案混合方案 用用DDS在較低的頻段上合成在較低的頻段上合成 fDmin fDmax，再與一個較高，再與一個較高的頻率的頻率 fL 在混頻器中作上變頻，得到較高頻段上的輸出。在混頻器中作上變頻，得到較高頻段上的輸出。 f 0 = (fL + f Dmin) (f L+ f Dmax) 混合方案如圖混合方案如圖3-17所示。所示。DDSfDfLBPFf0圖圖3-17 DDS/DS混合方案混合方案 在這里要注意的是

29、，混頻器輸出的和頻與差頻的頻率間在這里要注意的是，混頻器輸出的和頻與差頻的頻率間隔是隔是2fD，為使后置帶通濾波器，為使后置帶通濾波器BPF能在通過能在通過fL+fD分量的同分量的同時能有效地抑制時能有效地抑制 fL- fD分量，混頻比分量，混頻比fL / fD不能過大。例如，不能過大。例如，圖圖3-13 的的 DDS/DS混合頻率合成器，混合頻率合成器，DDS 的帶寬是的帶寬是10MHz，即即 fD=717MHz，要求合成輸出，要求合成輸出 f0 =187227MHz，若采用，若采用一次上變頻，混頻比就過大，圖中采用了兩次上變頻，第一一次上變頻，混頻比就過大，圖中采用了兩次上變頻，第一次混頻

30、比在次混頻比在3.510之間，第二次混頻比在之間，第二次混頻比在0.91.37之間，之間，這樣才有利于濾除鏡像頻率。這樣才有利于濾除鏡像頻率。DDS60MHz70MHz120MHz140MHz6777MHz7787MHz187227MHz187227MHzBPFBPFBPFfDf0圖圖3-13 DDS / DS 頻率合成器實例頻率合成器實例 例例 由激勵組合方案實現(xiàn)的頻率合成器的方框圖如圖由激勵組合方案實現(xiàn)的頻率合成器的方框圖如圖3-18所示。所示。 若輸出頻率若輸出頻率 fc 的頻率范圍是的頻率范圍是5065MHz，頻率間隔為，頻率間隔為25kHz，鎖相環(huán)固定分頻比，鎖相環(huán)固定分頻比NP=5

31、，DDS的時鐘頻率為的時鐘頻率為fc =50MHz，相位累加器的位數(shù)，相位累加器的位數(shù)N=32，則，則 試求試求DDS的頻率分辨率；的頻率分辨率； 試求試求DDS的輸出頻率的輸出頻率fDr和頻率控制字和頻率控制字K的范圍。的范圍。圖圖3-18 DDS激勵激勵PLL的頻率合成器組成框圖的頻率合成器組成框圖頻率控制字頻率控制字KDDSPDLFVCONPfcfDrf0 題意分析題意分析：由題圖顯見由題圖顯見,DDS 的輸出的輸出fDr是是PLL的的參考頻率參考頻率,而而PLL是一個倍頻鎖相環(huán)是一個倍頻鎖相環(huán),且兼有信號過濾、放且兼有信號過濾、放大、波形轉(zhuǎn)換等功能。根據(jù)倍頻鎖相環(huán)的工作原理，當(dāng)大、波形

32、轉(zhuǎn)換等功能。根據(jù)倍頻鎖相環(huán)的工作原理，當(dāng)PLL鎖定時有鎖定時有 f0= NP fDr ，變換形式后則有，變換形式后則有 fDr= f0 / NP 。 具有非常高的頻率分辨率是具有非常高的頻率分辨率是DDS 合成法最主要的優(yōu)點合成法最主要的優(yōu)點之一之一,從對從對DDS 的分析知的分析知,當(dāng)時鐘頻率當(dāng)時鐘頻率 fc 確定后確定后, DDS輸出輸出的頻率分辨力由相位累加器的位數(shù)確定的頻率分辨力由相位累加器的位數(shù)確定,題中選擇了題中選擇了32位位相位累加器。所以相位累加器。所以DDS 的頻率分辨力為的頻率分辨力為f = fc / 232； 根據(jù)根據(jù)DDS 的原理：的原理： fDr = k fc / 2

33、32 計算計算 K 的公式為的公式為 K= fDr 232 / fc 。 解：解：已知已知fc =50MHz ，N=32，2N=4.29109將其代入將其代入DDS頻率分辨力的公式，可得頻率分辨力的公式，可得 f = fc / 232 = 0.212Hz PLL鎖定時有鎖定時有 fDr= f0 / NP =1013MHz 因為因為fDr= k fc / 232 ， 所以所以 k= fDr 232 / fc 代入數(shù)據(jù)可得代入數(shù)據(jù)可得 所以，所以，K的取值范圍是的取值范圍是86107112107 323297min10 21020.24.2910861050cKf97max134.29101121

34、050K 應(yīng)用該方案要注意兩個問題。其一是當(dāng)倍頻值應(yīng)用該方案要注意兩個問題。其一是當(dāng)倍頻值N變化時，輸出分辨率也隨之變化，若要保持輸出變化時，輸出分辨率也隨之變化，若要保持輸出的頻率步進保持不變，就必須在改變的頻率步進保持不變，就必須在改變 N 的同時相應(yīng)的同時相應(yīng)調(diào)整調(diào)整DDS的輸出步進量，實際應(yīng)用中可能有些麻煩。的輸出步進量，實際應(yīng)用中可能有些麻煩。二是在倍頻過程中，二是在倍頻過程中，DDS輸出的相位噪聲、寄生調(diào)輸出的相位噪聲、寄生調(diào)頻和調(diào)相都將倍增，使最終輸出的噪聲和雜散性能頻和調(diào)相都將倍增，使最終輸出的噪聲和雜散性能變壞，在設(shè)計頻譜純度要求很高的頻率合成器時，變壞，在設(shè)計頻譜純度要求很

35、高的頻率合成器時，這一點要特別注意，需經(jīng)過嚴(yán)格的計算。這一點要特別注意，需經(jīng)過嚴(yán)格的計算。 討論：討論： DDS與與PLL各有其獨有的特點，各有其獨有的特點， DDS具有頻率分辨力具有頻率分辨力高、頻率轉(zhuǎn)換時間快、輸出相位連續(xù)等優(yōu)點，但同時高、頻率轉(zhuǎn)換時間快、輸出相位連續(xù)等優(yōu)點，但同時DDS又又有輸出雜散大，輸出帶寬受限的特點；相反地，有輸出雜散大，輸出帶寬受限的特點；相反地， PLL頻率合頻率合成器具有相位噪聲低、輸出頻帶寬的優(yōu)點，但成器具有相位噪聲低、輸出頻帶寬的優(yōu)點，但PLL的頻率分的頻率分辨力與頻率轉(zhuǎn)換時間二者間的矛盾較為突出。將辨力與頻率轉(zhuǎn)換時間二者間的矛盾較為突出。將DDS和和PL

36、L相結(jié)合，發(fā)揮了它們各自的長處而又彌補了對方的不足，將相結(jié)合，發(fā)揮了它們各自的長處而又彌補了對方的不足，將兩者結(jié)合達到了某一技術(shù)難以達到的結(jié)果。兩者結(jié)合達到了某一技術(shù)難以達到的結(jié)果。 當(dāng)當(dāng)PLL是固定倍頻環(huán)時，鎖相環(huán)輸出把是固定倍頻環(huán)時，鎖相環(huán)輸出把DDS輸出的頻輸出的頻段增加了段增加了NP倍。參考頻率可以做到以極小的階躍（倍。參考頻率可以做到以極小的階躍（0.012Hz）改變，所以合成器仍能得到極高的頻率分辨力。改變，所以合成器仍能得到極高的頻率分辨力。 在合成器工作過程中，在合成器工作過程中， DDS的輸出頻率的輸出頻率fDr與與N是同步變化的，只要是同步變化的，只要DDS的頻率分辨力為的

37、頻率分辨力為5kHz,就能就能實現(xiàn)全頻段內(nèi)的頻道間隔為實現(xiàn)全頻段內(nèi)的頻道間隔為25kHz。 在題圖給出的方案中在題圖給出的方案中,沒有用到混頻器沒有用到混頻器,所以所以雜散性能相對好雜散性能相對好,對于遠載頻雜散信號對于遠載頻雜散信號,借助于借助于PLL對對參考信號參考信號 fr 的窄帶跟蹤特性，可以較好的抑制的窄帶跟蹤特性，可以較好的抑制;對于對于DDS 輸出的雜散分量輸出的雜散分量,在在PLL帶寬之外的能有一定的帶寬之外的能有一定的衰減衰減,而在環(huán)路帶寬之內(nèi)的雜散分量則有倍增效應(yīng)而在環(huán)路帶寬之內(nèi)的雜散分量則有倍增效應(yīng),因而因而,要改善頻率合成器輸出的頻譜性能應(yīng)盡量提高要改善頻率合成器輸出的

38、頻譜性能應(yīng)盡量提高DDS的工作頻率的工作頻率,降低降低PLL的分頻比的分頻比NP 。 例例 PPL內(nèi)插內(nèi)插DDS混合方案混合方案 采用上變頻將頻譜向上搬移的辦法可以如前例那樣直接采用上變頻將頻譜向上搬移的辦法可以如前例那樣直接進行，也可以在進行，也可以在PPL環(huán)內(nèi)進行（這是間接合成方法環(huán)內(nèi)進行（這是間接合成方法 IS ），），如圖如圖3-19所示。所示。晶振晶振PDLFVCON NLPFDDf0fDfr圖圖3-19 PPL內(nèi)插內(nèi)插DDS混合方案混合方案 它的頻率關(guān)系為它的頻率關(guān)系為 f0 = N fr + fD 用這樣的方法可以將低頻段搬移到高頻段用這樣的方法可以將低頻段搬移到高頻段f0 。但要注意，若。但要注意，若一次就將一次就將fD搬移到很高的頻段，必然有搬移到很高的頻段，必然有f0fD，混頻器的，混頻器的混頻比將會很大，難于用低通濾波器將不需要的和頻分量濾混頻比將會很大，難于用低通濾波器將不需要的和頻分量濾除。這時可引入一個本地振蕩的頻率除。這時可引入一個本地振蕩的頻率fL，再用直接合成技術(shù)，再用直接合成技術(shù)，則可得到輸出頻率為則可得到輸出頻率為 f0 = N fr + fL + fD 輸出輸出