高頻開關電源的設計

1、摘要通信電源是電信網(wǎng)的能源，其供電質量的好壞直接關系到整個電信網(wǎng)的暢通，本課題首先分析了近年來國內外高頻通信開關電源的發(fā)展狀況，在理論分析和電路實驗的基礎上，開發(fā)出了一種新型的高頻通信開關電源（交流配電模塊、直流配電模塊、4只高頻開關整流模塊和監(jiān)控模塊置于同一機架內），該電源優(yōu)化了電路的主要參數(shù)，設計了相移脈寬調制零電壓開關諧振（PS-ZVS PWM）全橋變換器電路和以集成控制器UC3875芯片為核心的控制電路，實現(xiàn)了功率開關管的零電壓開通和近似零電壓關斷，研制出高效率（達93%）、高穩(wěn)定度(0.5%）、高可靠性、低電磁干擾的高頻開關整流模塊。同時文中還提到了以MCS-51單片機電路為核心的的

2、電源監(jiān)控模塊與監(jiān)控設計思路。保證了整機能夠安全可靠工作。關鍵詞：高頻開關電源；相移脈寬調制；零電壓開關ABSTRACTThe correspondence power switch is the telecommunication network energy, its power supply quality quality relates directly to the entire telecommunication network unimpededness, this topic has first analyzed the recent years domestic and for

3、eign communications switching power supply development condition, tests in the theoretical analysis and the electric circuit in the foundation, developed one kind of new communication switching power supply (alternating-current distribution module, direct current power distribution module, 4 high fr

4、equency switches rectification module and monitoring module puts in identical rack), this power source optimized the electric circuit main parameter, has designed the phase-shift pulse-duration modulation zero potential switch resonance (PS-ZVS PWM) the entire bridge converter electric circuit and t

5、ake integrates the controller UC3875 chip as the core control circuit, Realized the power switching valve zero potential to clear with the approximate zero potential shuts off, develops the high efficiency (to reach 93%), the high stability (0.5%), redundant reliable, the low electronmagetic interfe

6、rence high frequency switch rectification module. At the same time in the article also proposed based on MCS-51 is the core power source monitoring module and monitoring design mentality. Has guaranteed entire machine safe reliable work.Keywords: High frequency switching power; Phase-Shifting PWM ZV

7、S；Zero Voltage Switching目錄1 緒論11.1 開關電源的發(fā)展及國外現(xiàn)狀11.2 國內通信電源的發(fā)展及現(xiàn)狀41.3 研究內容52 電路原理方案分析和選擇72.1 高頻開關整流模塊72.2 交流配電模塊122.3 直流配電模塊132.4 監(jiān)控模塊143 主要電路設計163.1 高頻開關整流模塊主電路設計163.2 高頻開關整流模塊控制電路的設計233.3 監(jiān)控模塊的設計284 零電壓開關的理論分析和電路實驗314.1 實現(xiàn)零電壓開關的314.2 左右兩支路電路轉換過程的區(qū)別334.3 占空比丟失現(xiàn)象334.4 電路實驗結果355 結論36參考文獻37致謝391 緒論 1.1

8、 開關電源的發(fā)展及國外現(xiàn)狀通信電源是整個電信網(wǎng)的重要組成部分，電源設備質量的優(yōu)劣，決定著整個電信網(wǎng)能否安全穩(wěn)定運行。通信設備發(fā)生故障時，可能會影響部分用戶或使接通率下降。而電源發(fā)生故障時，將會造成通信全部中斷，所以人們一直將電源視為整個通信系統(tǒng)的心臟，受到足夠的重視。通信電源分為一次電源和二次電源兩大類，一次電源將交流電轉換成穩(wěn)定的直流電接入通信設備，二次電源一般位于通信設備內部，將一次電源的直流電轉換成多種電壓值的穩(wěn)定直流電以供通信設備內部各部分使用。自1957 年第一只可控硅(SCR)問世后1,2，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亞銅整流器件，可控硅整流器就作為通信設備的一次電源使用

9、。在隨后的20年內，由于半導體工藝的進步，可控硅的電壓、電流額定值及其它特性參數(shù)得到了不斷提高和改進，滿足了通信設備不斷發(fā)展的需要，因此，直到70年代，發(fā)達國家還一直將可控硅整流器作為大多數(shù)通信設備的一次電源使用。雖然可控硅整流器工作穩(wěn)定，能滿足通信設備的要求，但其是相控電源，工作于工頻，有龐大笨重的電源變壓器、電感線圈、濾波電容，噪聲大，效率低，功率因數(shù)低，穩(wěn)壓精度也較低。因此，自1947年肖克萊發(fā)明晶體管3,4，并在隨后的幾年內對晶體管的質量和性能不斷完善提高后，人們就著力研究利用晶體管進行高頻變換的方案。1955年美國羅耶（GHRoger）發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實

10、現(xiàn)高頻轉換電路的開始5，1957年美國查賽（J. J. Jen Sen）又發(fā)明了自激式推挽雙變壓器變換器電路。在此基礎上，1964 年，美國科學家提出了取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，并在NEC雜志上發(fā)表了“脈寬調制應用于電源小型化”等文章，為使電源實現(xiàn)體積和重量的大幅下 降提供了一條根本途徑。隨著大功率硅晶體管的耐壓提高和二極管反向恢復時間的縮短等元器件性能的改善，1969年終于做成了25KHz的開關電源。電源界把開關電源的頻率提高到 20KHz 以上稱為電源技術的“20KHz 革命”。開關電源技術的這一新的發(fā)展，在世界上引起了強烈的反響和重視，開關電源的研究成了國際會議的熱門話題。經(jīng)過

11、幾年的努力，從開關電源的電路拓撲型式到相配套的元器件等研究都取得了相當大的進展。在電路拓撲型式上開發(fā)出了單端貯能式反激 電路、雙反激電路、單端正激式電路、雙正激電路、推挽電路、半橋電路、全橋電路，以適應不同應用場合、不同功率檔次的需要；在元器件方面，功率晶體管和整流二極管的性能也有了較大的提高。1976年美國硅通用公司第一個做出了SG1524的脈寬調制（PWM，Pulse Width Modulation）控制芯片，極大地提高了開關電源的可靠性，并進一步減小了體積。盡管如此，由于功率器件的電壓、電流額定值的限制，直到上世紀70年代末開關電源主要用于通信設備的二次電源，而通信設備的一次電源大多數(shù)

12、仍采用可控硅整流器（相控電源）。在隨后的幾年中，大功率晶體管（GTR）和功率場效應管（MOSFET）相繼被研制出來6，其電壓、電流額定值大為提高，工作頻率也提高較多，可靠性也顯著增加。在電路拓撲、功率器件和控制芯片發(fā)展的基礎上，80年代初，英國研制出48V成套直流電源5，作為通信設備的一次電源使用，一個機架包括多個整流模塊，交、直流配電模塊等，這是當時利用高頻直流變換技術為主開發(fā)的新成果。在1982年國際通信能源會議上，關于這一成果發(fā)表的論文受到了普遍重視。這一新技術，在研究開發(fā)和應用方面得到了迅速的發(fā)展。到80年代中后期，絕緣柵雙極晶體管（IGBT）已研制出來并投入了市場，各種通信設備所需的

13、一次電源大多采取PWM集成控制芯片、雙極型晶體管、場效應管、絕緣柵雙極晶體管；半橋或橋式變換電路；開關頻率約為幾十KHz，效率約90%左右的高頻開關電源。 隨著微電子學的發(fā)展和元器件生產(chǎn)技術的提高，相繼開發(fā)出了耐壓高 (400-500V)的功率場效應管（VMOS 管）和高電壓、大電流的絕緣柵晶體管（IGBT），具有軟恢復特性的大功率高頻整流管，各種用途的集成脈寬調制控制器和高性能的鐵氧體磁芯，高頻用的電解電容器，低功耗的聚丙烯電容等。主要元器件技術性能的提高，為高頻開關電源向大功率、高效率、高可靠性方向發(fā)展奠定了良好基礎。考慮到將交流電直接整流濾波后給開關電源供電時，由于PWM 直流直流變換將

14、使交流電網(wǎng)側功率因數(shù)惡化，對交流電網(wǎng)不利。人們經(jīng)過努力研制了功率因數(shù)校正電路（PFC，Power Factor Corrector），該種電路將交流電壓經(jīng)全波整流濾波得到的直流電壓進行直流直流變換，并使輸入電流平均值自動跟隨全波整流直流電流基準，并且保持輸出電壓穩(wěn)定，從而實現(xiàn)對PWM直流變換器穩(wěn)壓輸出和接近單位輸入功率因數(shù)。當高頻開關整流模塊的功率容量較大時，加上功率因數(shù)校正電路就避免了對交流電網(wǎng)的影響。為減少開關損耗和提高工作頻率，在電路拓撲方面也取得了較大進展5，在90年代設計并研制出準諧振開關變換器（QRC，Quasi Resonant Convertor）和多諧振變換器（MRC，Mul

15、ti Resonant Convertor），在這方面日本九洲大學原田（耕介）研究室、美國佛吉尼亞理工學院等走在前面，研制出了功率密度為3W/cm3，開關頻率從2.5-3.85MHz、效率達80-83%的多諧振變換器。這種變換器的優(yōu)點是實現(xiàn)了軟開關，大大降低了開關損耗，可以吸收電路的寄生參數(shù)（不在乎電路寄生參數(shù)的存在），而且?guī)缀醪划a(chǎn)生電磁干擾。缺點是輸出同樣功率時，比PWM方式的電壓、電流值大，對開關器件要求較高，而且工作頻率隨輸入電壓和負載變化有一定的變化范圍，不便設計輸出濾波電路的參數(shù)。到90年代初，國外通信一次電源應用最多的是采用PWM控制集成芯片、大功率高壓功率場效應管或絕緣柵雙極晶體

16、管的開關整流器，德國、英國、法國、澳大利亞、加拿大、日本等國家的開關整流器的開關頻率為50-100KHz，功率因數(shù)接近1，效率高于90%， 單模塊容量最大可達200A/48V。程控機房開關電源設備供電系統(tǒng)外形圖如圖 1.1 所示。圖 1.1 開關電源設備供電系統(tǒng)外形圖隨著通信用開關電源技術的廣泛應用和不斷深入，實際工作中人們對開關電源提出了更高的要求，提出了應用技術的高頻化、硬件結構的模塊化、軟件控制的數(shù)字化、產(chǎn)品性能的綠色化、新一代電源的技術含量大大提高，使之更加可靠、穩(wěn)定、高效、小型、安全。在高頻化方面，為提高開關頻率并克服一般的PWM和準諧振、多諧振變換器的缺點，又開發(fā)了相移脈寬調制零電

17、壓開關（PS PWM ZVS，Phase Shift Pulse Width Modulation Zero Voltage Switch）（零電流）諧振變換器，這種電路克服了 PWM 方式硬開關造成的較大的開關損耗的缺點，又實現(xiàn)了恒頻工作，克服了準諧振和多諧振變換器工作頻率變化及電壓、電流幅度大的缺點。采用這種工作原理，大大減小了開關管的損耗，不但提高了效率也提高了工作頻率，減小了體積，更重要的是降低了變換電路對分布參數(shù)的敏感性，拓寬了開關器件的安全工作區(qū)，在一定程度上降低了對器件的要求，從而顯著提高了開關電源的可靠性。目前，美國、挪威、新西蘭、英國、法國等不少國家已經(jīng)采用VMOS， IGB

18、T研制出工作頻率為 1MHz，效率達93，可靠性顯著提高的DC-DC變換器用于通信電源。在發(fā)達國家中，目前通信電源都實現(xiàn)了集中監(jiān)控。監(jiān)控由監(jiān)控模塊（置于電源機架內）的RS232 接口PC計算機和相應的軟件完成。監(jiān)控模塊可實時監(jiān)測電源各部分的電壓、電流等參數(shù)，PC計算機可定時巡檢各臺電源的運行參數(shù)，并能執(zhí)行開關和控制，實現(xiàn)了遙測、遙控、遙信、遙調四遙功能，使程控機房實現(xiàn)了無人值守。1.2 國內通信電源的發(fā)展及現(xiàn)狀建國初期，我國郵電部門的科研技術人員開發(fā)了以國產(chǎn)大功率電動發(fā)電機組為主的成套設備作為通信電源。在引進原民主德國 FGD系列和前蘇聯(lián) BCC51系列自動化硒整流器基礎上，借鑒國外先進技術，

19、與工廠共同研制成功國產(chǎn)XZL系列自動化硒整流器，并在武漢通信電源廠批量生產(chǎn)，開始用硒整流器裝備通信局（站），替換原有的電動發(fā)電機組，這標志著我國國產(chǎn)通信電源設備躍到一個新的水平。但后來，我國的通信電源發(fā)展相當緩慢。1963年開始研制和采用可控硅（SCR）整流器5，1965年著手研制逆變器和晶體管直流直流（DC/DC）變換器，當時與發(fā)達國家相比只落后五六年。通信設備作一次電源使用，并不斷得到改進，性能和質量逐步提高外，其它方面進展十分緩慢。一直到80年代才開始生產(chǎn)20KHz DC/DC 變換器，但由于受元器件性能的影響，質量很不穩(wěn)定，無法作為通信設備的一次電源使用。只是作為通信設備的二次電源使用

20、（二次電源對元器件的耐壓及電流要求較低）。直到上世紀90年代初，我國大多數(shù)通信設備所用的一次電源仍然是可控硅整流器。這種電源工作于工頻50Hz，有龐大的工頻變壓器、電感線圈、電解電容等，笨重龐大、效率低、噪聲大、性能指標低，不易實現(xiàn)集中監(jiān)控。由于通信事業(yè)發(fā)展的需要，八十年代后期，郵電部加強了通信電源技術發(fā)展的各項工作，制訂了“通信基礎電源系統(tǒng)設備系列暫行規(guī)定”，“通信局（站）電源系統(tǒng)總技術要求”和電源設備行業(yè)標準等文件3，多次派代表參加國際電信能源會議，并在八十年代后期才第一批引進了澳大利亞生產(chǎn)的 48V/50A（開關頻率為40KHz）和48V/100A（開關頻率為20KHz）的高頻開關電源，

21、在吸收國外先進技術的基礎上，投入較大的力量，開始研制自己的開關電源。郵電部武漢電源廠、通信儀表廠等廠家開發(fā)出了自己的以PWM方式工作的開關電源7，并推向電信行業(yè)應用，取得了較好的效果。隨后郵電部對電源提出了更新?lián)Q代和實現(xiàn)監(jiān)控（包括監(jiān)控）的要求，眾多廠家都投入力量研制開發(fā)，推出了采用PWM技術的高頻開關電源，有些廠家還推出了實現(xiàn)遠程監(jiān)控的解決方案，短短幾年后，電信部門所用的一次通信電源幾乎都更換成了采用PWM集成控制芯片、大功率晶體管、功率場效應管、絕緣柵雙極晶體管的半橋或全橋電路，其開關頻率為幾十至100KHZ、效率高于90%、功率因數(shù)接近1、穩(wěn)壓精度優(yōu)于0.5%、模塊化組合的高頻開關電源，電

22、信行業(yè)成套電源技術提高到了一個嶄新的水平。最近幾年來，為了提高開關電源的可靠性，進一步提高轉換效率，提高工作頻率，減小體積，并降低電磁干擾，在吸收國外最新進展的基礎上，開始了準諧振、多諧振開關變換器和相移脈寬調制零電壓（零電流）諧振變換器的研究實驗工作8。尤其是由于后者具有較多的優(yōu)點，受到了大家的重視，投入了較多的研究力量，取得了一些進展，提高了效率、可靠性，降低了電磁干擾，并已有少量應用，但總的來說仍處于研究探索階段。在遠程集中監(jiān)控方面，有些地方已采取鄉(xiāng)支局電源監(jiān)控模塊（含單片機） 調制解調器（Modem）電話線調制解調器縣電信局PC計算機的方案實現(xiàn)了支局電源的遠程集中監(jiān)控和鄉(xiāng)支局機房的無人

23、值守。從整體性能看，我國通信電源設備與國外同類產(chǎn)品相比存在一定的差距。主要差距在工作的可靠性、穩(wěn)定性和技術性能等方面。因此，組織力量研制開發(fā)具有自主知識產(chǎn)權、技術含量高的新一代通信電源，對振興民族工業(yè)，提高產(chǎn)品的質量和市場競爭力，提高開發(fā)隊伍的研究水平都具有重要意義，同時，也會帶來顯著經(jīng)濟和社會效益。1.3 研究內容80年代后期，隨著我國國民經(jīng)濟的快速發(fā)展，通信越來越不能適應經(jīng)濟發(fā)展的需要，國家有關部門制訂了大力發(fā)展通信事業(yè)的計劃，要求幾年內在農村鄉(xiāng)鎮(zhèn)郵電局（C5 局）逐步建立程控交換機房，在這種情況下，有關專家根據(jù)當時的技術基礎，研制出HE型程控交換機系列（備用）電源，該電源采用可控硅整流技

24、術，將交、直流屏組合到一個機架內成為組合電源，主要在鄉(xiāng)鎮(zhèn)郵電局程控機房使用。后根據(jù)郵電部對通信電源更新?lián)Q代的要求，于1997年，HE48型高頻開關電源又研制成功，這種電源主要用于鄉(xiāng)鎮(zhèn)程控交換機房。采用PWM脈寬調制高頻開關變換技術，開關頻率為50KHz，取消了龐大的工頻電源變壓器，電感和電容的尺寸也大為減小，交直流屏、整流器和監(jiān)控部分都實現(xiàn)了模塊化，并置于同一機架內（圖1.2）。監(jiān)控模塊以單片機為核心，可監(jiān)控交、直流屏及多個整流模塊的工作參數(shù)，并可通過其RS232接口實現(xiàn)集中監(jiān)控。但經(jīng)過幾年的運行發(fā)現(xiàn)，整流模塊的功率管發(fā)熱較嚴重，個別模塊出現(xiàn)故障時，發(fā)現(xiàn)基本都是功率管擊穿燒毀。針對以上情況，本

25、人分析原因后，個人認為應該從以下方面加以改善：將原來整流模塊所采用的脈寬調制（PWM）半橋式電路改為相移脈寬調制零電壓開關(諧振)全橋變換器。該變換器同時具有PWM方式和準諧振、多諧振開關變換器的優(yōu)點，只是在開關轉換時采用諧振方式，開關轉換后仍采用PWM工作方式，既實現(xiàn)了軟開關，大大降低了開關損耗，又以恒頻方式工作，避免了準諧振、多諧振開關變換器工作頻率變化及正弦波電流峰值大的缺點。經(jīng)運行表明，整流模塊的功率開關管發(fā)熱情況顯著改善，整流模塊效率提高了3-4%，整機可靠性大為提高，在此基礎上研制了新型高頻開關電源。圖 1.2 開關電源整機框圖主要研究內容為：確定 48V/100A 新型高頻開關電

26、源的整體方案和各部分的電路方案。整機由4個48V/25A 高頻開關整流模塊、交流配電模塊、直流配電模塊、監(jiān)控模塊組成，置于同一機柜內。具有多路直流穩(wěn)壓輸出，可分別給程控交換機、光端機等通信設備供電。由于該電源全自動化工作，又具有集中監(jiān)控功能，可實現(xiàn)機房的無人值守。 研制48V/25A 相移脈寬調制零電壓（零電流）（PS PWM ZVS）諧振全橋變換器電路和以集成相移脈寬調制控制器為核心的控制電路。經(jīng)反復實驗優(yōu)化主要電路參數(shù)，使高頻開關整流模塊穩(wěn)定可靠工作，轉換效率達93%，穩(wěn)壓精度達0.5%。 設計以MCS-51單片機電路為核心的監(jiān)控模塊，實現(xiàn)對交、直流屏，多個高頻開關整流模塊的監(jiān)控，并可通過

27、互聯(lián)網(wǎng)實現(xiàn)縣郵電局對各個縣鎮(zhèn)郵局電源的集中監(jiān)控，實現(xiàn)遙信、遙測、遙控三遙功能。2 電路原理方案分析和選擇程控交換機等通信設備一旦安裝開通，就長期連續(xù)工作，不能間斷，因此要求通信電源應具有高效率、高可靠性，并能長期連續(xù)穩(wěn)定工作。應實現(xiàn)全自動化，無需工作人員直接操作。應具有監(jiān)控和三遙（遙測、遙信、遙控）功能，可實現(xiàn)計算機管理，以適應現(xiàn)代通信發(fā)展的需要。為了減小整機體積和重量，并增加備份，方便擴容，電表單元、交流配電模塊、高頻開關整流模塊、直流配電模塊、監(jiān)控模塊等部分置于同一機框內。根據(jù)電源容量需要，裝入適當塊數(shù)的高頻開關整流模塊，隨著交換機容量的擴大，還可陸續(xù)增加整流模塊，以滿足通信設備的需要。2

28、.1 高頻開關整流模塊由于該電源的高頻開關整流模塊的輸出既對通信設備供電也同時給額定電壓為48V的蓄電池組充電，因此其最高輸出電壓可達56.4V（在對蓄電池均充時），額定輸出電流為 25A，其輸出的最大功率為，屬于中等功率，鑒于此，可采用單相交流電對其供電。2.1.1 變換器電路開關電源采用常規(guī)的PWM 方式工作9，在開關轉換期間，功率器件上會同時承受高電壓和大電流，造成轉換時功率損耗較大，有時功率器件發(fā)熱嚴重，影響可靠性，而且隨著工作頻率的提高，這種現(xiàn)象更為嚴重。為了減少開關損耗，提高工作頻率并增加可靠性，人們在PWM 硬開關的基礎上提出幾種軟開關電路拓撲，主要有準諧振開關變換器（QRC），

29、多諧振開關變換器（MRC）以及相移脈寬調制零電壓（零電流）諧振變換器。準諧振變換器和多諧振變換器優(yōu)點是工作在諧振狀態(tài)，實現(xiàn)了軟開關，大大降低了開關損耗，而且可以吸收電路的寄生參數(shù)（不在乎電路的寄生參數(shù)存在），幾乎不產(chǎn)生電磁干擾。缺點是輸出同樣功率時，與PWM方式相比，其正弦波電流峰值較大，對開關器件要求較高，此外其正弦波較高的峰值電流引起的正向導通損耗增大，在一定程度上又抵消了一些降低開關損耗的好處，而且工作頻率隨輸入電壓和負載變化有一定的變化范圍，不便設計輸出濾波電路的參數(shù)。相移脈寬調制零電壓開關(諧振)變換器仍采用PWM工作方式，只在開關轉換時采用諧振方式，這樣既克服了PWM方式硬開關造成

30、的較大開關損耗問題，又實現(xiàn)了恒頻工作，避免了準諧振和多諧振開關變換器工作頻率變化及正弦波電流峰值大的缺點。圖2.1 相移脈寬調制零電壓開關（諧振）變換器原理框圖相移脈寬調制零電壓開關(諧振)變換器必須用全橋電路實現(xiàn)，其原理電路如圖 2.1 所示10。從電路形式上看，它與常規(guī)的PWM全橋變換器電路完全相同。PWM變換器采用兩個對角開關器件同時驅動導通，將輸入電壓交錯加到高頻變壓器的初級，并用改變占空比即導通時間的方法實現(xiàn)調整。而在相移PWM電路中，四個開關管連續(xù)工作在約50%（略小于50%）的固定占空比上，然后控制左右兩個半橋支路之間的相位關系，通過改變輸出脈沖的寬度進行調整，當對角開關管同時導

31、通時才輸出功率。當接于電源正端的上部開關管（V1、V3）或接于負端的下部開關管（V2、V4）同時導通時，變壓器初級實質上被短路，并被鉗位于相應的輸入電源母線端。由變壓器漏感維持電流，創(chuàng)造了實現(xiàn)諧振轉換的條件。因此，相移脈寬調制全橋電路同時具有脈寬調制電路和諧振電路的優(yōu)點，選用此種電路，不但電路簡單，而且容易獲得較高的技術性能，也可顯著提高開關變換器的可靠性。2.1.2 功率器件和高頻變壓器 功率器件主要有雙極型晶體管（GTR），功率場效應管（MOSFET）和絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）等11,12。作為開關功率器件，雙極型晶體管因出現(xiàn)的早，過去用的較多，價格較低，飽和壓降較小，但這種管子的輸

32、入是電流驅動，基極驅動功率較大，驅動電路也較復雜，而且這種器件由飽和狀態(tài)到關斷狀態(tài)時，由于要將過量的少數(shù)載流子從基區(qū)除去，所以有一個過渡的存儲時間（一般常達幾個s），只有經(jīng)過此段存儲時間以后，器件才開始關斷，集電極上才可以承受電壓。因此限制了該種器件的工作頻率不可能很高，如果要提高工作頻率，就要采用抗飽和電路，則增加了電路的復雜性，而且工作頻率提高也很有限，另外，在器件的額定工作范圍內會產(chǎn)生二次擊穿現(xiàn)象，安全工作區(qū)窄，器件并聯(lián)使用時，均流比較麻煩。場效應管是電壓驅動器件，輸入阻抗很高，幾乎不需要驅動功率，大大減化了驅動電路，有時可由CMOS電路和集成電路直接驅動，該種器件不象雙極型晶體管有少數(shù)

33、載流子儲存在基區(qū)電荷中，而是多數(shù)載流子器件，它不存在存儲效應，沒有存儲時間，高的開關速度使器件在高頻下可有效工作，提高了開關電源的工作頻率。這種器件不存在二次擊穿現(xiàn)象，它的安全工作區(qū)范圍寬，由電壓、電流的額定值和功率負荷所決定。場效應功率管和雙極型功率管安全工作區(qū)的比較如圖 2.2 所示13，從圖中可看出，在額定電壓電流相同情況下，場效應管的安全工作區(qū)明顯較大。由于該種器件的漏源導通電阻 RDS（ON）具有正溫度系數(shù)，當溫度升高時，RDS（ON）增大，當器件并聯(lián)應用時，有自動均流作用，均流電路可以非常簡單。該種器件的缺點是導通壓降較大，而且對靜電感應敏感，需要適當?shù)撵o電放電保護措施。絕緣柵雙極

34、型晶體管（IGBT）是新出現(xiàn)的一種器件，是由場效應管和雙極型晶體管組合而成，其輸入電路如同場效應管，輸出電路如同雙極型晶體管，因此其輸入阻抗高、輸出阻抗低、飽和壓降小，具有雙極型晶體管和場效應管所具有的一些優(yōu)點，而且耐壓高，額定電流大，但其開關輸出脈沖的后沿有一個1s長的拖尾電流，工作頻率不能做的太高，而且價格較貴，通常認為，在中、小功率范圍內，采用場效應管是適宜的，其開關頻率很高，可以減少整個電源的體積、重量和成本，驅動可以采用簡單的脈沖變壓器，通過管子并聯(lián)的方案可解決其容量不足問題，其耐壓值較低適合單相輸入的情況。絕緣柵晶體管輸出容量大、耐壓高、飽和壓降小，是大功率開關電源的首選器件。綜上

35、所述，考慮到屬于中小功率范圍，采用單相交流電供電，全橋變換電路，對功率器件耐壓和額定電流要求較低，并且應盡量使電路簡化，工作可靠，盡可能提高工作頻率，使體積縮小，重量減輕，我們選擇了VMOS場效應管。圖2.2 IRF306功率MOSFET和2N6545雙極型功率管安全工作區(qū)的比較由于功率轉換電路工作在較高頻率，接在高頻變壓器后的整流二極管也工作 在較高頻率，整流二極管也需用高頻大功率管。大功率高頻整流二極管工作在高頻狀態(tài)，應使用具有低的正向壓降，小的反向電流，低的反向恢復時間和軟恢復特性，同時具有足夠的耐壓，較高的浪涌能力的整流二極管。肖特基二極管的正向壓降很低，其它方面的性能也比較好，但其耐

36、壓較低（50V），在本電源中無法使用，因此選用具有軟恢復特性的快恢復二極管，以減小電源所產(chǎn)生的噪聲14。高頻變壓器是變換器電路的關鍵部件之一14,15，由于功率器件性能的改善以及軟開關技術等的采用使得開關器件損耗大為降低，因此，降低高頻變壓器的損耗已成為提高開關電源效率的重要因素。硅（硒）鋼片磁感應強度雖然很高，但在高頻下?lián)p耗大不能使用。鐵氧體磁性材料電阻率高、高頻損耗小，但它的飽和磁感應強度太低，所以使用時，需要較大的磁芯面積，且具有易碎性，制造大型磁芯有一定難度。非晶態(tài)合金是近年來發(fā)展起來的新材料，其磁感應強度高，電阻率大，對渦流阻力大，矯頑力小，損耗低，但以U型供貨的磁芯磁感應強度大大降

37、低，而以環(huán)形供貨的磁芯繞制線圈比較困難，并且尺寸不夠大，要滿足較大容量的開關電源需求還有待進一步解決。鑒于以上分析，我們選用E型鐵氧體磁芯繞制高頻變壓器，考慮到工作頻率較高，為減小趨膚效應的影響，采用銅箔繞制。2.1.3 控制電路 控制電路的主要功能為： 給全橋變換電路的四個功率開關器件提供固定占空比的驅動脈沖，并控制左右兩個半橋支路之間的相位關系，通過改變輸出脈沖寬度對輸出電壓進行調整。 對整流模塊電路的檢測、保護和告警，主要包括：輸出直流電壓過壓、電流過流的保護及告警，電路過熱保護，限流調節(jié)、交流電壓過壓、欠壓保護、軟啟動及模塊并聯(lián)均流等功能。 為監(jiān)控模塊提供電壓、電流及控制信號的接口。移

38、相全橋變換電路需要專門控制芯片驅動。美國 Unitrode 公司推出的 UC3875 是專供移相全橋控制方案使用的 PWM 控制芯片16,17，可驅動全橋變換器中的四個開關管。UC3875主要由以下幾個部分組成：基準電源、振蕩器、鋸齒波發(fā)生器、誤差放大器、軟啟動、移相控制信號發(fā)生電路、過流保護、死區(qū)時間設置、輸出級。這是一種電壓控制型和電流控制型相兼容的芯片，占空比可調范圍為0-100%，開關頻率可以達 1MHz，輸入電壓欠壓鎖定，低的軟啟動上升電流，四個輸出均為2A圖騰柱輸出，可以直接驅動MOSFET或經(jīng)過放大驅動大功率MOSFET或IGBT，因此由該芯片構成的電路簡單，所需外圍器件少。在U

39、C3875的基礎上，采用其它集成電路芯片及相關電路進行檢測，并實現(xiàn)整流模塊輸出電壓過壓，輸出電流過流保護及告警，電路過熱保護，交流電壓過壓，欠壓保護，限流調節(jié)等項功能。高頻開關整流模塊工作原理框圖如圖2.3所示。電路輸入端接單相交流220V電壓，輸入濾波電路起低通濾波器作用，濾除市電電源所附帶的干擾，并避免功率變換電路產(chǎn)生的電壓、電流尖峰進入市電電源。經(jīng)濾波后的單相電被整流濾波 成直流電供給全橋式功率變換器，變換器在PWM控制電路的控制下將直流電轉換成高頻交流方波，經(jīng)高頻變壓器隔離并傳輸?shù)酱渭?，高頻整流濾波電路將交流方波轉換成直流，再經(jīng)輸出濾波電路濾波后輸出電壓穩(wěn)定的直流電。控制電路根據(jù)檢測到

40、的輸出電壓的高低，調整控制兩個半橋支路的相位關系，改變輸出脈沖的寬度，從而調整了輸出電壓，使輸出電壓穩(wěn)定。若檢測到輸出電壓出現(xiàn)過壓，負載變重出現(xiàn)過流，功率器件出現(xiàn)過熱等現(xiàn)象，保護及告警電路立即切斷控制脈沖，使電路停止工作，并發(fā)出聲、光報警信號，從而避免了事故發(fā)生，保證了電路的安全。圖 2.3 整流模塊原理框圖2.2交流配電模塊在農村鄉(xiāng)鎮(zhèn)，大部分地方為單相配電。因此該部分一般是接入單相配電，單相交流電給高頻開關整流模塊供電，以使供電平衡。該部分還將交流電轉換成相應的自流信號供監(jiān)控模塊檢測。2.3 直流配電模塊該部分將4塊高頻開關整流模塊的輸出匯合后分成兩路，一路直接給蓄電池充電，另一路經(jīng)電壓調整

41、后輸出，給程控交換機等通信設備供電（圖2.5）。如果市電中斷，蓄電池能自動對通信設備供電，若停電時間過長，蓄電池電壓降至44V 時，檢測控制電路立即將蓄電池的供電電路自動切斷，防止蓄電池過放，以保護蓄電池。該部分還應將充電電壓、總電流、輸出電壓、電流轉換成相應的直流信號，供監(jiān)控模塊檢測。圖2.5 直流配電模塊原理框圖2.4 監(jiān)控模塊監(jiān)控模塊的功能應為： 檢測4只高頻開關整流模塊，交流配電模塊以及直流配電模塊的電壓、電流等參數(shù)并顯示某些重要參數(shù)。 通過對整流模塊工作狀態(tài)的檢測，判斷其工作狀態(tài)是否正常，當工作不正常，而整流模塊的本身控制保護電路又沒有動作時，監(jiān)控模塊可使其自動停止工作，并產(chǎn)生聲光報

42、警信號，實現(xiàn)雙重保護，以保證電路安全；通過對交流電壓的測量，在其電壓過高或過低時也使整流模塊自動停止工作，當市電電壓恢復正常時，又能使整流模塊自動開始工作。當市電停電時間較長，蓄電池出現(xiàn)欠壓時，可自動切斷其供電，防止蓄電池過放，當市電來電，蓄電池電壓上升后，又可自動恢復供電。 還應具有本地監(jiān)控功能。本地監(jiān)控時通過其RS232串行接口和本地計算機相連實現(xiàn)；當電源的某部分出現(xiàn)故障時，監(jiān)控模塊的面板上會點亮相應的指示燈，并主動將故障情況報告給本地監(jiān)控計算機，計算機可以巡檢并顯示電源各部分的電壓值、電流值、運行狀態(tài)和故障內容，也可實現(xiàn)對電源的開機、關機、浮充/均充等工作狀態(tài)轉換和異常情況告警。為完成上

43、述功能，監(jiān)控模塊的電路以單片計算機80C31為核心18，擴展輸入、輸出I/O接口和A/D轉換，液晶顯示等外圍電路，由于要檢測的模擬量多達20多個，因此采用具有多路輸入的ADC0809 進行模/數(shù)轉換19。由于農村鄉(xiāng)鎮(zhèn)的工作環(huán)境惡劣，供電情況也差，為保證可靠工作，在硬件和軟件方面都應采取措施， 增強抗干擾能力。監(jiān)控模塊的電路方框圖如圖2.6所示。 整機系統(tǒng)組成電原理框圖如圖2.7所示。單相交流電接入交流配電模塊，經(jīng)分配后，給4只高頻開關整流模塊提供單相交流電，高頻開關整流模塊將交流電轉換成電壓穩(wěn)定的直流電，接入直流配電模塊匯總后，給蓄電池充電，并時對程控交換機等通信設備供電。監(jiān)控模塊對整機各部分

44、進行檢測，執(zhí)行控制、保護、告警及顯示等項功能。并可通過RS232接口與本地進行通信，實現(xiàn)集中監(jiān)控。圖2.6 監(jiān)控模塊電路方框圖圖 2.7 整機組成原理框圖3 主要電路設計由于采用VMOS場效應功率管，其工作頻率可以很高，但隨著工作頻率的提高，雖然變壓器及濾波元器件尺寸將縮小，而磁芯損耗和開關損耗卻都會增大。綜合考慮所使用的功率開關管的性能、變壓器及濾波元件的尺寸大小，磁芯損耗和開關損耗，確定開關頻率為50KHz。3.1 高頻開關整流模塊主電路的設計根據(jù)開關電源對高頻開關整流模塊的技術要求及相應的電路方案選擇，高頻開關整流模塊采用如下的原理電路圖（圖 3.1）10,20,21：圖3.1 高頻開關

45、整流模塊主電路原理電路圖相移脈寬調制零電壓開關(諧振)全橋變換器的工作原理如圖3.2的電路圖和波形圖所示。如前所述，雖然在形式上它與常規(guī)的PWM全橋變換器電路相同，但開關管的驅動和工作方法是完全不同的。實際上，每個半橋支路上的開關管（左支路 V1、V2，或右支路V3、V4）的驅動波形的占空比略小于50%，存在一定的死區(qū)時間（即延遲時間），設置延遲時間既是為了防止橋路直通造成電源短路，也是實施諧振的必要時間。圖 3.2（a）中所示的開關管都是由理想的MOSFET管、結電容、本體二極管組成，相移諧振工作是利用開關管內部的結電容和本體二極管來進行工作的。圖 3.2 相移PWM全橋電路及其波形（a）電

46、路；（b）波形；（c）右支路開關實現(xiàn)零電壓開關的諧振機理在to時刻之前，假定開關管 V1、V4導通，流過變壓器初級的電流Ip將功率傳遞給負載。在to時刻，V4管關斷，由于輸出電感Lo的反射作用，Ip繼續(xù)流動，V4管已關斷，Ip流入V4管及V3管的結電容，使C4電荷增加，C3上電荷減小，節(jié)點B的電壓諧振上升，直到t1時刻，V3管的本體二極管 VD3正向偏置，VD3導通并鉗位，直到V3導通，這樣就實現(xiàn)了V3管的零電壓導通。t2時刻為V4管、V3管之間轉換，右支路的死區(qū)時間的結束，此時電流繼續(xù)流過V1、 V3，但沒有電壓加到變壓器初級繞組。右支路開關實現(xiàn)零電壓轉換的諧振機理如圖3.2（C）所示。隨后

47、，V1管關斷，在橋路的左支路死區(qū)時間內，節(jié)點A的電壓諧振下降，直到V2管的本體二極管呈正向偏置，這樣V2管也能在零電壓下實現(xiàn)無損耗開通，其作用機理與右支路類似。雖然轉換機理類似，但二者區(qū)別較大，在右支路 V3、V4管轉換前，變壓器中流動著負載電流，輸出濾波電感折合到初級，該電流使節(jié)點B的電壓迅速升高，而左支路V1、V2管轉換時，只有變壓器的勵磁電流和漏感起作用，因此，左支路比右支路轉換需要較長的死區(qū)時間。在設計和調整電路時應充分注意這一問題。3.1.1 交流輸入濾波器的選型研究交流輸入濾波器由CLC型濾波器組成，外罩屏蔽盒，屏蔽盒良好接地，它能將電源內部產(chǎn)生的干擾減弱，使其不對電網(wǎng)產(chǎn)生影響，同

48、時又能抑制電網(wǎng)對電源的干擾。假定高頻開關整流模塊的效率高于90%，則交流輸入功率應為： （3-1）在交流電網(wǎng)降為90%電壓時，模塊輸入的交流電流為：我們選用DL-10K1濾波器，其工作電壓為單相交流250V、50-60Hz，電流為10A，其工作電壓、電流及其它技術指標均能滿足設計要求。3.1.2 二極管整流橋D1-D4的選擇考慮到鄉(xiāng)鎮(zhèn)的交流電電壓值變化較大，其上限值取220V(1+20%）=264V，其幅值電壓可達2641.414373.3V。由于整流橋中的二極管在承受反向電壓時由兩只二極管串聯(lián)承擔，因此，選取耐壓為400V、電流為20A的整流橋完全可保證安全工作。3.1.3 輸入濾波電容C1

49、的選型研究當交流50Hz電源停電或漏掉一個周期波形時，一般希望整流輸出電壓能維持一般時間后再開始下降，取電源的輸出時間td=10ms，整流輸出電壓從 198V（220V0.9=198V）下降到150V時，輸出才開始下降。根據(jù)能量守恒定律，在期間輸出的能量是由輸入濾波電容C1釋放的能量供給的22，因此： （3-2）實際采用 4 只 400V/400f 的電解電容作為輸入濾波電容。3.1.4 開關功率管 V1-V4的選擇 在全橋脈寬調制型變換器中，開關功率管承受的穩(wěn)態(tài)電壓為輸入直流電壓。但由于高頻變壓器的漏感和換向電感以及集電極電路中引線電感的影響，在開關功率管關斷時會產(chǎn)生反峰尖刺，在采用零電壓開

50、關和其它措施后，一般可將反峰尖刺限制在穩(wěn)態(tài)值的20%以內。另外，還應考慮交流電網(wǎng)波動+20%的影響，所以開關管承受的電壓應為220120%0.9120%=285.1V。考慮到現(xiàn)有器件的情況，在實際應用時，只用到開關管額定電壓的90%，這樣 （3-3）則考慮到交流整流濾波電感可能造成的電壓尖峰，功率管的耐壓應留有一定的余地，因此，開關功率管的耐壓VDS應不小于400V。設高頻開關整流模塊的效率90%，則輸入功率為：在電網(wǎng)電壓波動10%時，輸入全橋變換器的直流電壓 Vi為：設脈沖占空比最大為= 0.8，則脈沖電流幅度為：考慮到高頻變壓器次級側整流二極管反向恢復時間的影響及容性負載引起的開關管開啟時

51、產(chǎn)生的電流尖峰，應取12A。 除場效應管的漏源額定電壓及額定脈沖電流ID兩個主要參數(shù)外，還應考慮場效應管應具有較低的導通電阻，較大的安全工作區(qū)等。綜合考慮后選擇國際整流器公司的產(chǎn)品IRFP46023，其耗散功率為 300W，漏源極間耐壓 500V，最大脈沖電流19A，完全能夠滿足實際應用的需要。3.1.5 高頻變壓器B1的設計已知輸出功率選擇變壓器鐵芯時，可根據(jù)下列數(shù)學公式13,14,23。變壓器的基本磁學關系式為： (3-4）式中e為繞組上的瞬時電壓（V），N1為該繞組的匝數(shù)，Ae為鐵芯截面積（cm2）， dB/dt 為磁通密度瞬時變化率（高斯/秒）。根據(jù)式（3-4），在 T/2 時間內鐵芯

52、磁通密度變化B 為： （3-5）如圖3.1所示，在全橋變換器中，在V1和V4導通時，具有一個正值伏秒面積，為正值增量。在下一個半周V2和V3通時，則繞組的極性反向，為負值伏秒面積，為負值增量，與上一半周中的正值增量數(shù)值相等，方向相反。在全橋變換器中，當VMOS場效應管達到飽和時，其壓降VDSS為2-3V， 故繞組上的電壓約為 Vi-2VDSS，因此，由式(3-6）可得： 式中 Bmax為對零值磁通密度軸的磁通密度最大偏差值，因而， (3-6）由式（3-6）可得： （3-7）式中：Ae為鐵芯截面積（cm2），T為工作周期，f為工作頻率，N1為初級匝數(shù)，Bmax為磁通密度振幅值（GS），Vi為電源

53、電壓（V）。設AC為給定鐵芯的窗口可繞總面積，為全部繞組占用窗口的面積，為繞組占空系數(shù)。通常應使SF值盡可能接近1，以使繞組盡可能多的填滿窗口。一般占空系數(shù)SF值約為0.75。令為初級繞組所占窗口實際的面積，一般初次級各占相同的面積，即=0.5，因而= 0.5 = 0.5SF = 0.50.75 = 0.375設At初級線圈每匝所占的窗口面積（厘米），為初級電流（峰值, 安）,d為初級繞組導線中的電流密度（峰值安/厘米2 ）為，為初級線圈匝數(shù)， 那么 （3-8）式（36）和（38）相乘得到： （3-9）式中，為輸入初級繞組的功率（W），為工作頻率（Hz），為工作磁通密度振幅值（GS），為磁芯截

54、面積（），Ac為磁芯窗口面積（），d為初級線圈的電流密度（/）。設變壓器、開關管和整流濾波部分的效率為93%，則 = 輸出功率0.93 =56.4250.93=1516W。工作頻率為 50KHz，由于頻率較高，會引起較大磁損耗，將工作磁通密度振幅值選為較低值1000GS，這樣既能降低磁損，也可避免當出現(xiàn)電流尖峰時造成磁芯飽和。考慮到高頻率引起的趨膚效應的影響，將 d選為 1/。根據(jù)以上設定，由式（3-9）可得： （3-10）國產(chǎn)鐵氧體磁芯 E20的=4 ，=6 , Ac=24 ，因此 E20磁芯可以滿足要求，但繞制線圈的余地不大。E28磁芯的 Ae=7.3，Ac=8.1，其 AeAc=59.1

55、。由于工作頻率較高，趨附效應顯著，批量生產(chǎn)時需用銅箔繞制， 繞組占用窗口面積較大，而且電路中的位置也允許，因此選用E28磁芯24。在確定初級線圈匝數(shù)時，為避免磁芯飽和，應選輸入電壓的最大值。根據(jù)式（3-10），初級線圈 N1為：匝在確定次級繞組時，應考慮最大占空比和高頻整流管壓降Vd及濾波電感的壓降，并選取Vi的最小值,次級一半繞組輸出的脈沖電壓幅值應為： （3-11）次級繞組一半的匝數(shù)由下式求出匝 （3-12）變壓器繞制時，為盡量減小漏感，將初級線圈放置于兩個次級線圈的中間， 為簡化變壓器的繞制工藝，初級和次級線圈均采用厚度為0.1的銅箔繞制，絕緣紙采用厚度為0.05的變壓器紙和厚度為0.03的煙盒紙兩層襯紙絕緣，可保證安全性。經(jīng)核算，銅箔的截面積為0.160= 6，電流密度小于2.5A/，銅損較小，高頻變壓器滿足設計要求。3.1.6 濾波電感 Lo 的設計和濾波電容的選型研究為保持負載電流的連續(xù)性，應按最小負載電流的大小考慮。假設輔助電源和固定負載所取的電流為0.75A，那么= 0.75A，則濾波電感Lo上電流的變化量為： （3-13）設濾波電感Lo輸入端的瞬時電壓為，輸出端的瞬時電壓為UO，那么應取取為90-100H 采用國產(chǎn)E20磁芯24和厚度為0.2銅箔繞制。由于電感上要承受直流偏壓，為避免磁芯飽和，在兩個E形磁芯之間應加墊紙片，以形成空氣隙，紙