基于HFSS的超寬帶天線的仿真設(shè)計(jì)

1、基于HFSS的超寬帶天線的仿真設(shè)計(jì)學(xué)生姓名： 學(xué) 號(hào)： 學(xué)院（系）： 2014年06月 基于HFSS的超寬帶天線的仿真設(shè)計(jì)摘 要：超寬帶通信技術(shù)以其高速率、抗多徑效應(yīng)和低成本等一般窄帶系統(tǒng)無法比擬的優(yōu)勢成為最具競爭力和發(fā)展前景的技術(shù)之一。作為系統(tǒng)的重要組成部分，超寬帶天線的設(shè)計(jì)引起了越來越多的關(guān)注。與傳統(tǒng)的寬帶天線相比，超寬帶天線的設(shè)計(jì)更具有挑戰(zhàn)性，這是由于天線除了需要具有超寬的工作頻帶(3.1GHz-10.6GHz)，還要能夠保持尺寸的緊湊,價(jià)格的低廉,并且易于與平面大規(guī)模電路集成。同時(shí)，由于在超寬帶頻段中還存在著一些窄帶通信系統(tǒng)是使用的頻段，因此，這就要求盡量避免潛在的電磁干擾。本文主要基

2、于HFSS仿真及分析超帶寬天線。關(guān)鍵詞：HFSS 超寬帶天線 電磁干擾 1、 超寬帶天線的特點(diǎn)以及研究背景無論是軍事通信還是民用通信都對天線的寬頻性提出了更高的要求，特別是UWB通信中，要求天線的帶寬達(dá)3.1GHz-10.6GHz。在超寬帶天線的應(yīng)用中，要求天線具有尺寸小，便于集成等特性。因此，設(shè)計(jì)出能夠與射頻通信電路集成的平面微帶天線就成為本文的主要研究目標(biāo)。此外，在FCC規(guī)定的3.1GHz-10.6GHz頻段中，還存在的IEEE 802.16 Wimax系統(tǒng)(3.3GHz-3.6GHz)、C波段衛(wèi)星通信系統(tǒng)(3.7GHz-4.2GHz)、IEEE 802.11bWLAN/HIPERLAN系

3、統(tǒng)(5.15GHz-5.825GHz)。因此，如何解決這些已經(jīng)存在的系統(tǒng)與UWB 頻段的電磁兼容問題，是本文研究的一個(gè)重中之重。超寬帶天線因?yàn)槠漕l帶特別寬，容易受到頻帶范圍內(nèi)其它窄帶信號(hào)的干擾，如果窄帶信號(hào)的所在的固定頻率已知，那么可以用射頻濾波技術(shù)來濾除這些干擾信號(hào)。假如一個(gè)超寬帶接收機(jī)，同時(shí)兼有高功率的窄帶系統(tǒng)，高功率的窄帶信號(hào)就會(huì)對超寬帶接收機(jī)的信號(hào)進(jìn)行干擾。有時(shí)候希望把超寬帶天線和具有高靈敏度的窄帶接收機(jī)結(jié)合在一起，這樣在一定環(huán)境里，超寬帶系統(tǒng)就容易受到窄帶接收機(jī)的干擾。有一些情況下，希望超寬帶系統(tǒng)對需要的某個(gè)或幾個(gè)窄帶信號(hào)不靈敏，還有的情況就是想要濾除掉頻帶中的干擾信號(hào)。在軍事領(lǐng)域中

4、，為了實(shí)現(xiàn)保密通信和清除干擾，多頻段、多功能電臺(tái)和寬帶跳頻電臺(tái)被廣泛的應(yīng)用。跳頻速率越來越高，跳頻的范圍也越來越廣，原有的窄帶天線己無法滿足要求。另外，狹小的空間內(nèi)分布多副天線，相互之間的干擾較為嚴(yán)重，并且影響通信質(zhì)量。為了解決上述矛盾，最有效的解決辦法就是研制高性能、寬頻帶、小型化天線，以減少載體上天線的數(shù)目。在民用通信系統(tǒng)中，無線通信作為當(dāng)今信息化社會(huì)的主要技術(shù)手段而顯得尤為重要。信道容量不斷擴(kuò)充、傳輸速率不斷提高、服務(wù)方式也日漸靈活。與此相對應(yīng)的是通信設(shè)備日趨寬帶化，臺(tái)站設(shè)施也由最初的點(diǎn)對點(diǎn)或一點(diǎn)對多點(diǎn)發(fā)展到移動(dòng)和全球漫游。天線作為移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)射和接收部件，其寬帶化的研究顯然有著重要

5、的現(xiàn)實(shí)意義。2、 天線的重要參數(shù)2.1 輻射方向圖輻射方向圖f ( , )：以天線為中心，輻射功率密度隨角坐標(biāo)變化的特性。定向的單波束或者多波束用于點(diǎn)對點(diǎn)通信或者一點(diǎn)對多點(diǎn)通信；全向(在一個(gè)指定平面內(nèi)有均勻輻射特性)波束用于廣播電視等場合；賦形主波束用于衛(wèi)星通信和電視覆蓋特定區(qū)域的情況。在某一特定頻率點(diǎn)上，天線的遠(yuǎn)區(qū)輻射場可以表示為： （2-1） 其中為天線的方向性函數(shù)，用圖形表示出來即天線方向圖。2.2 天線的增益天線的增益：天線的增益是指在相同的輸入功率下，某天線產(chǎn)生于某點(diǎn)的電場強(qiáng)度的平方與無損耗理想點(diǎn)源天線產(chǎn)生在同一點(diǎn)的電場強(qiáng)度的平方的比值，稱為該天線在該點(diǎn)方向的增益。2.3 天線的帶寬

6、天線的帶寬：天線總是在一定頻率范圍內(nèi)工作，在該頻率范圍內(nèi)，一個(gè)或者一組選定的天線參數(shù)的變化不超出可以接受的允許值。天線有多種形式的帶寬，方向圖帶寬、增益帶寬和輸入阻抗帶寬等，用得較多的是天線輸入阻抗帶寬。在超寬帶天線研究領(lǐng)域，天線帶寬始終是一個(gè)重要參數(shù)。 （2-2）式（2-2）常用在在超寬帶領(lǐng)域中。2.4 駐波天線的電壓駐波比VSWR(voltage standing wave ratio)定義為傳輸線上最大的電壓（或電流）與最小電壓（或電流）的比值(VSWR=Umax/Umin)。當(dāng)天線的輸入阻抗與傳輸線的特性阻抗Z 0 =50W不匹配時(shí)，便在傳輸線上形成駐波。駐波比表明天線傳輸線之間阻抗的

7、失配程度。駐波是由于傳輸?shù)教炀€輸入端的入射波能量未被全部吸收(輻射)、產(chǎn)生反射波，迭加而形成的。當(dāng)駐波等于1 時(shí)，系統(tǒng)完全匹配，工程中不太可能實(shí)現(xiàn)；當(dāng)駐波小于1.5 時(shí)，系統(tǒng)匹配優(yōu)良；當(dāng)駐波小于2 時(shí)，系統(tǒng)匹配良好；當(dāng)駐波小于3 時(shí)，系統(tǒng)匹配程度基本滿足要求；當(dāng)駐波大于3.5 時(shí)就被認(rèn)為匹配比較差。在電子戰(zhàn)設(shè)備中，單個(gè)天線或天線陣列的輸入電壓駐波比VSWR 小于2.5 最為常用；對于窄帶天線，其駐波特性VSWR 小于1.5；對于超寬帶天線，一般要求其駐波特性VSWR小于2。3、 有限元法（FEM）有限元法的數(shù)學(xué)處理方法是在1943年由Courant 所提出來的，直到1968年才用于電磁場的數(shù)值

8、計(jì)算問題。有限元法是建立在變分基礎(chǔ)上的，其基本構(gòu)想是將由偏微分方程表征的整個(gè)求解區(qū)域劃分為若干個(gè)單元，在每個(gè)單元內(nèi)規(guī)定一個(gè)基函數(shù)。這些基函數(shù)在各自的單元內(nèi)解析，在其他區(qū)域內(nèi)為零，這樣可以用分片解析函數(shù)代替全域解析函數(shù)。對于二維問題，單元的劃分可以取三角形、矩形等，其中三角形單元適應(yīng)性最廣；對于三維問題，單元可取作為四面體、六面體等等，其中四面體應(yīng)用更加靈活。Ansoft 公司的HFSS 軟件就是選取四面體作為空間單元。有限元法在每個(gè)單元中規(guī)定合適的基函數(shù)，由于相鄰單元有公共結(jié)點(diǎn)，在該結(jié)點(diǎn)上有唯一的函數(shù)值，因此分片解析函數(shù)通過這些單元間的公共頂點(diǎn)聯(lián)系起來，拼接成一個(gè)整體，代替全域解析函數(shù)，通過相

9、應(yīng)的代數(shù)等價(jià)便可化為代數(shù)方程求解。有限元法的優(yōu)點(diǎn)在于：有限元法采用物理上離散與分片多項(xiàng)式插值，因此具有對材料、邊界、激勵(lì)的廣泛適應(yīng)性；有限元法基于變分原理，將數(shù)理方程求解變成代數(shù)方程組的求解，因此非常簡易；有限元法采用矩陣形式和單元組裝方法，其各環(huán)節(jié)易于標(biāo)準(zhǔn)化，程序通用性強(qiáng)，且有較高的計(jì)算精度，便于編制程序和維護(hù)，適宜于制作商業(yè)軟件。當(dāng)前，使用有限元法作為內(nèi)核的商用電磁仿真軟件主要是：Ansoft HFSS。4、 超寬帶天線的設(shè)計(jì)2002 年，美國聯(lián)邦通信委員會(huì)( FCC) 正式允許將超寬帶( UWB) 技術(shù)應(yīng)用于民用領(lǐng)域，并指定了3.1 到 10.6GHz 作為 UWB 的工作頻段，由此可以

10、全部覆蓋頻段范圍的 UWB 天線成為一種新穎的天線類型。然而在 UWB 頻段內(nèi)同時(shí)伴隨著許多窄帶無線通信系統(tǒng)，如 IEEE 802 11b/g/n 標(biāo)準(zhǔn)下 WLAN工作頻段 2.4到2.483 5 GHz，IEEE 80211a 標(biāo)準(zhǔn)下WLAN 工作頻段 5.15到5.825 GHz，WiMAX 工作頻段34到 3.69 GHz、5.25 到5.850 GHz，為避免 UWB系統(tǒng)與這些窄帶無線通信系統(tǒng)的干擾，可在天線裝置前端引入帶阻濾波器，但是在系統(tǒng)的體積、復(fù)雜度和阻抗匹配等方面都會(huì)引入不同程度的問題，因此直接在 UWB 天線的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)出具有陷波特性的天線結(jié)構(gòu)顯得尤為重要。目前常用的陷波方法

11、是在微帶輻射貼片或接地板的適當(dāng)位置處開不同形狀的縫隙，如 U 形縫隙、L 形縫隙、弧形縫隙等。4.1 天線的饋電方式平面天線的饋電方式主要有微帶線饋電、共面波導(dǎo)饋電和同軸線饋電等等。用微帶線或共面波導(dǎo)饋電時(shí)，饋線與微帶貼片是共面的，因而可方便地進(jìn)行光刻。但此時(shí)饋線本身也要輻射，從而干擾方向圖，使得增益降低。為此，用微帶線饋電時(shí)，一般要求微帶線寬度不能太寬，希望遠(yuǎn)小，這就要求平面單極天線的特性阻抗值要高些，或者基片厚度相對較小，介電常數(shù)大些。在理論計(jì)算中，微帶饋線可等效為沿z軸方向的一個(gè)薄電流片，其背后是空腔磁壁。為計(jì)入邊緣效應(yīng)，此電流片的寬度要比微帶饋線的寬度寬(取有效寬度)。微帶線饋電點(diǎn)位置

12、的不同將決定貼片激勵(lì)哪種模式的波。當(dāng)天線元的尺寸確定以后，可按下法進(jìn)行匹配：先將中心饋電的天線貼片同50歐姆的饋線一起光刻，測量輸入阻抗并設(shè)計(jì)出匹配變阻器；再在天線元與饋線之間接入該匹配變阻器。本文的研究中應(yīng)用了共面波導(dǎo)的饋電方式。共面波導(dǎo)的結(jié)構(gòu)如圖4-1所示，是在介質(zhì)基片的一個(gè)表面上制備三條金屬帶而構(gòu)成，中間寬為w 的金屬帶為信號(hào)帶，兩邊金屬帶同時(shí)接地。它可用光刻工藝制作，且容易與其他無緣微波電路和有源微波器件連接，實(shí)現(xiàn)微波電子系統(tǒng)的小型化、集成化。共面波導(dǎo)饋電比微帶來說好處很多，共面波導(dǎo)容易制作、容易和無源或有源的表面貼裝元件實(shí)現(xiàn)串聯(lián)或者并聯(lián)連接、不需要過孔、輻射損耗小、相互之間的串?dāng)_小，

13、并且共面波導(dǎo)的特性阻抗是由中間導(dǎo)帶寬度和縫隙之比決定，可以自由設(shè)計(jì)其尺寸。共面波導(dǎo)傳輸線相對常規(guī)微帶線來說，具有輻射損耗小、易于和其他元器件串并連接、提高電路集成度的優(yōu)點(diǎn)。隨著通信的發(fā)展，需要一種成本低、易于加工且便于和微波電路集成的天線，顯然共面波導(dǎo)饋電的天線符合這一要求。共面波導(dǎo)傳輸?shù)牟ㄊ荰E 波。 圖 4-14.2 超寬帶天線的設(shè)計(jì)UWB 天線結(jié)構(gòu)如圖4-2 所示，介質(zhì)基片厚度 h為 0.5 mm，相對介電常數(shù)為4.4，損耗正切為0.02 設(shè)計(jì)了基本的超寬帶天線后，為了抑制Wimax和C 波段通信的3.3-4.2GHz這個(gè)窄帶通信頻段，我們根據(jù)目前比較常見的方法U形和折疊式貼片開槽的辦法

14、來設(shè)計(jì)阻帶，阻帶的中心頻率位于3.69GHz和5.82GHz。對U形和折疊式槽線的參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化。由于阻帶的寬度由U形槽和折疊式槽線的寬度決定，所以我們根據(jù)輻射單元尺寸的限制首先確定了槽的寬度0.3mm。4.2.1 天線的回波損耗和駐波它是反射系數(shù)絕對值的倒數(shù)，以分貝值表示?；夭〒p耗的值在0dB的到無窮大之間，回波損耗越大表示匹配越差，回波損耗越大表示匹配越好。0表示全反射，無窮大表示完全匹配。圖4-2所示為掃描的天線的回波損耗。 圖4-2圖4-3為天線的駐波圖： 圖4-3由圖4-3可以看出天線實(shí)現(xiàn)了雙頻缺陷的特性，抑制了窄帶頻率的干擾，具有良好的抗干擾特性，滿足了設(shè)計(jì)的要求。4.2.2 天線

15、的輻射特性我們分別在頻率為4GHz、6GHz和9GHz時(shí)，仿真了天線輻射的遠(yuǎn)區(qū)場方向圖(如圖4-4所示)。在低頻4GHz、6GHz，天線在x-z平面(H面)具有良好的全向輻射特性，并且方向圖在x-y平面以及y-z平面(E 面)也是對稱的，這是由于低頻段的工作波長遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于天線的尺寸，天線的電長度小，電流分布較規(guī)則，所以輻射較好。也就是說在y0和y0的空間里天線的輻射方向基本上沒有區(qū)別。隨著頻率的變化，在高頻9GHz，由于工作波長與天線的尺寸可比擬，主瓣的分裂導(dǎo)致了天線旁瓣的產(chǎn)生，產(chǎn)生的旁瓣導(dǎo)致了E面的非對稱特性，同時(shí)，H面的全向性變差。原因可以歸結(jié)為：高頻段的波長短，天線的電長度較大，電流分布不

16、規(guī)則且有反向電流分布，造成局部輻射有互相抵消，破壞天線輻射方向圖。天線的方向圖： 圖 4-4 天線的輻射方向圖4.2.3 電流分布為了進(jìn)一步驗(yàn)證天線的工作原理，我們對天線在不同頻率下的電流分布進(jìn)行了仿真。圖4-5(a)所示為天線在第一個(gè)阻帶頻率3.69GHz 的電流分布；圖4-5(b)為第二個(gè)阻帶5.81GHz的電流分布圖；由圖3-40 可見，電流主要分布在貼片的外邊沿、以及U形槽和折疊槽的邊沿，并且在U形槽和折疊槽的兩個(gè)邊沿電流的方向相反。在阻帶頻率3.69GHz 和5.81GHz電流分布在貼片地輻射單元外邊沿很弱，而分布在U形槽和折疊槽兩個(gè)邊沿很強(qiáng)，并且槽兩個(gè)邊沿的兩個(gè)反向電流幾乎一樣大，這造成了能量輻射不出去，端口反射大，從而實(shí)現(xiàn)阻帶，濾除相應(yīng)的頻段。 圖4-5（a） 圖4-5（b）4.2.4 天線的增益該雙陷波天線的增益如圖4-6所示，曲線中出現(xiàn)兩段