音頻輸出功率的計算

1、音頻功率放大器在便攜式產(chǎn)品中的考慮因素 1)較高的psrr 必須具有較高的power supply rejection ratio (psrr)，可以避免受到電源與布線噪聲的干擾。 2)快速的開關機(fast turn on & off) 擁有長時間的待機時間，是手機或個人數(shù)字助理的基本要求，ab 類音頻放大器的效率約為50%至60%，d類音頻放大器的效率可達85%至90%。不管使用何種音頻放大器，為了節(jié)省功率消耗，在不需要用到音頻放大器時，均需進入待機狀態(tài)。然而當一有聲音出現(xiàn)時，音頻放大器必須馬上進入開機狀態(tài)。 3)無“開關/切換噪音” (click & pop) 開關/切換噪音” 常出現(xiàn)于

2、音頻放大器進入開關機時，或是由待機回復至正常狀態(tài)，或是217 hz手機通信信號時。手機或個人數(shù)字助理的使用者絕不會希望聽到擾人的噪音，將“click & pop”消除電路加入音頻放大器中，是必備條件。 4）較低的工作電壓 為增長電池使用時間，常需低至1.8v，仍可工作。 5）低電流消耗與高效率 使用cmos工藝的ic，可降低電流消耗。有時需選擇d類音頻放大器，目的是延長手機或個人數(shù)字助理的工作時間。 6）高輸出功率 在相同工作電壓下具有較高的輸出功率，即輸出信號的擺幅越接近vcc與gnd時，其輸出功率越高。 7）較小的封裝 (usmd) 手機或個人數(shù)字助理的外觀越來越小巧，使得ic封裝技術越來

3、越重要，usmd為現(xiàn)今較常用到的封裝技術。 輸出功率的計算 單端式(single-end)放大器如圖1所示，其增益為: gain = rf/ri rf：反饋電阻，ri：輸入電阻 由輸出功率 = (vrms)2/rload，vrms= vpeak /21/2 因此單端式(single-end)放大器輸出功率=(vpeak)2/2rload 橋接式(btl)放大器如圖2所示，由兩個單端式(single-end)放大器以相差180 組成，故其增益為： gain = 2rf/ri rf：反饋電阻，ri：輸入電阻 由輸出功率 = (vrms)2/rload，橋接式vrms= 2 vpeak /21/2

4、圖1 單端式(single-end)放大器 因此：橋接式輸出功率 = 2 (vpeak)2/rload= 4 單端式放大器輸出功率 圖2 橋接式放大器與作用于喇叭正負端的波形 輸入與輸出耦合電容值的選擇 如圖1，輸入電阻與輸入耦合電容形成一個高通濾波器，如欲得到較低的頻率響應，則需選擇較大的電容值，關系可用以下公示表示。 fc = 1/2 (ri)(ci) fc：高通濾波截止頻率，ri：輸入電阻 ci：輸入耦合電容值，此電容用來阻隔直流電壓并且將輸入信號耦合至放大器的輸入端。 在移動通信系統(tǒng)中，由于體積的限制，即使使用較大的輸入耦合電容值，揚聲器通常也無法顯示出50hz以下的頻率響應。因此，假

5、設輸入電阻為20k ，只需輸入耦合電容值大于0.19 f即可。在此狀況下，0.22 f 是最適當選擇。 就輸出耦合電容值的設定而言，同圖1中，如欲得到較佳的頻率響應，電容值亦需選擇較大的容值，關系可用以下公式表示： fc=1/2(rl)(co) fc：高通濾波截止頻率，rl：喇叭(耳機)的電阻，co：輸出耦合電容值 例如，當使用32 的耳機，如希望得到50hz 的頻率響應時，則需選擇99 f的輸出耦合電容值。在此狀況下，100 f是最適當選擇。 散熱(thermal)考慮 在設計單端式(single-end)放大器或是橋接式(btl)放大器時，功率消耗是主要考慮因素之一，增加輸出功率至負載，內(nèi)

6、部功率消耗亦跟著增加。 橋接式(btl)放大器的功率消耗可用以下公式表示: pdmax_btl= 4(vdd)2/(2 2rl) vdd：加于橋接式(btl)放大器的電源電壓，rl ：負載電阻 例如，當vdd=5v，rl=8 時，橋接式放大器的功率消耗為634mw。如負載電阻改成32 時，其內(nèi)部功率消耗降低至158mw。 而單端式(single-end)放大器的功率消耗可用以下公式表示： pdmax_se= (vdd)2/(2 2rl) vdd：加于單端式(single-end)放大器的電源電壓，rl：負載電阻，亦即單端式放大器的功率消耗僅為橋接式放大器的四分之一。所有的功率消耗加起來除以ic

7、的熱阻( ja)即是溫升。 布線(layout) 考慮 設計人員在布線上，有一些基本方針必須加以遵守，例如 1）所有信號線盡可能單點接地。 2）為避免兩信號互相干擾，應避免平行走線，而以90 跨過方式布線。 3）數(shù)字電源，接地應和模擬電源分開。 4）高速數(shù)字信號走線應遠離模擬信號走線，也不可置于模擬元件下方。 3d增強立體聲的應用 大部分人認為，“3d音效”既不是單聲道，也不是雙聲道，它是一種音頻的處理技術，使聆聽者在非實際的環(huán)境下，感覺到發(fā)出聲音的地點，這就必須非常講究揚聲器(喇叭)的放置位置與數(shù)目。但是在手機與個人數(shù)字助理中，無法放置如此多的揚聲器，因此發(fā)展出以兩個揚聲器加上運用硬件或軟件

8、的方式來模擬“3d音效”，就是所謂的“3d增強立體聲音效”(3d enhancement) 。 圖3為3d增強立體聲的音頻次系統(tǒng)方塊圖，用于立體聲手機或個人數(shù)字助理中，此音頻次系統(tǒng)由下列幾個部份組成： 1）后級放大器部分，包括一個立體聲揚聲器(喇叭)驅動器，一個立體聲耳機驅動器，一個單聲道耳機放大器 (earpiece)和一個用于免提聽筒的線路輸出 (line out) (例如汽車的免提聽筒電話輸出)。 2）音量控制，可提供分為 32 級的音量控制，而且左、右及單聲道的音量均可獨立控制。 3）混音器，用來選擇輸出與輸入音源的關系，可將立體聲及單聲道輸入傳送并混合在一起，將這些輸入分為 16 個

9、不同的輸出模式，使系統(tǒng)設計工程師能夠靈活傳送混合單聲道及立體聲音頻信號，不會限定信號只能傳送給立體聲揚聲器或立體聲耳機。 4）電源控制與“開關/切換嘈音” 抑制電路。 5）3d增強立體聲使用的是硬件的方式。 6）使用i2c 兼容接口加以控制芯片的功能。 聲音在不同位置傳至左右耳朵時，會產(chǎn)生不同相位差。利用此相位差原理和硬件方法，便可以仿真出3d增強立體聲音效。即使系統(tǒng)在體積或設備上受到限制，而必需將左右喇叭擺放得很近時，仍然可以改善立體聲各個高低聲部的定位的種種問題。 圖3 3d增強立體聲音頻子系統(tǒng)方塊圖 如圖3的3d增強立體聲方塊圖所示，一個外接電阻與電容電路用以控制3d增強立體聲音效，用兩

10、個獨立的電阻與電容電路來控制立體聲揚聲器與立體聲耳機，如此可達到最佳的3d增強立體聲效果。 在此電阻與電容電路中，3d增強立體聲效果的“量”是由r3d電阻來設定的，并且成反比關系，c3d電容用以設定3d增強立體聲效果的3db低頻截止頻率，在低頻截止頻率以上才能顯現(xiàn)出3d增強立體聲效果，增加c3d電容值將降低低頻截止頻率，其關系可用以下公式表示： f3d(-3db)=1/2 (r3d)(c3d) 結論 由于移動電話與個人數(shù)字助理已發(fā)展為能夠提供各種不同娛樂的多功能便攜式設備，廠商們盡量采用高保真的音頻系統(tǒng)及壽命較長的電池，并使此類便攜式電子產(chǎn)品具備立體聲喇叭放大器，多種不同的混音，以及3d增強立

11、體聲等功能，同時在外型上也盡量輕薄小巧。但其設計范疇仍不脫離以上所述基本原理，這就是本文所要表達的另一目的。 本文將為讀者分析單端、典型橋接負載和全差動式音訊放大器，同時探討雜訊對于電源供應和射頻整流的影響。 行動電話、pda和其它可攜式通訊設備常處于嚴苛吵雜的環(huán)境，這個現(xiàn)象促使許多廠商開始發(fā)展新的音訊功率放大器，它們都採用射頻、共模和電源供應拒斥比良好的全差動式架構。本文將深入分析單端、典型橋接負載和全差動式音訊放大器，同時探討雜訊對于電源供應和射頻整流的影響。這個產(chǎn)業(yè)所使用的音訊功率放大器架構可分成三大類：單端、典型橋接負載和全差動式放大器。單端音訊功率放大器通常是所有架構中最簡單的一種，

12、但行動電話卻較少利用它們?yōu)楹拖意徛暬蛎獬致犕材Ｊ降葢猛苿永?；一般說來，單端放大器是用來推動耳機，讓使用者得以聆聽mp3音樂或游戲音效，如(圖一)。在典型的單電源、單端電路設計中，放大器的輸出端需要耦合電容來隔離直流偏壓，避免直流電流進入負載。然而輸出耦合電容和負載阻抗卻會形成高通濾波器，其頻率由以下的方程式所決定：(公式一)(圖一)單端放大器就效能觀點而言，此設計的主要缺點在于負載阻抗通常很小，此處是介于4和8喇叭之間，這將使得低頻角頻率（fc）變得更高。要讓低頻訊號進入喇叭，cout就必須使用很大的電容，例如在喇叭阻抗為8的情形下，如果cout的電容值為68f，那么頻率小于292hz的任

13、何訊號都會被衰減。想要免除單端放大器的輸出電容（cout），就需要使用分離式電源供應，但這種解決方案并不適合無線環(huán)境，因為手機設計人員必需增加一個直流轉換器來提供負電源，使得解決方案的成本和體積都會增加。除此之外，單端放大器在導通、截止、進入關機模式和脫離關機模式時都很容易產(chǎn)生爆裂音，這些不必要雜訊的產(chǎn)生是因為喇叭兩端出現(xiàn)電壓變動（電壓脈沖），它與此電壓脈沖的上升時間、下降時間和寬度有關。多數(shù)人只能聽到20hz至20khz之間的聲音，因此當脈沖寬度小于50s時，耳朵就不會對它有任何反應，因為此時頻率將會高于20khz，所以不會有爆裂音；如果脈沖的升起時間超過50ms，就表示其頻率小于20hz，

14、于是耳朵也聽不到爆裂音。要產(chǎn)生人們熟悉的爆裂音，脈沖寬度必須大于50s，脈沖的升起時間則要小于50ms。由于單端放大器必須立即截止導通才會產(chǎn)生脈沖，因此放大器的電壓上升速率必須超過50ms才能避免爆裂音出現(xiàn)，但這個速度對于大多數(shù)的智慧型手機應用來說實在太慢了。使用單端電源供應時，輸出直流阻隔電容所儲存的電荷也會造成爆裂音。當放大器的輸出改變時，該電壓加上電容器原有電壓會出現(xiàn)在喇叭兩端，使其發(fā)出所謂的爆裂音。最后，在討論音訊放大器時，提供至負載的功率也是一項重要考量。若使用單電源的單端放大器，喇叭的一端就會透過輸出電容連接至放大器的輸出端，另一端則會接地，于是喇叭兩端的電壓就只能在vdd和地電位

15、之間改變。根據(jù)下面這個公式，可以計算放大器送至負載的功率值：(公式二)峰至峰輸出電壓的最大值則是電源供應電壓。假設輸出為正弦波，那么均方根值輸出電壓的最大值就是：(公式三)理論上的最大輸出功率則為：(公式四)后面文中將證明在同樣的電源供應和負載阻抗條件下，橋式負載和全差動式放大器的輸出功率可以達到單端放大器的四倍。今日的行動電話和可攜式通訊裝置都使用同樣類型的音訊放大器架構：單端輸入和橋式負載輸出(圖二)。橋式負載放大器是由兩個單端放大器組成，分別推動負載的一端，第一個放大器（a）會決定增益值，第二個放大器（b）則是做為單位增益反相器。這種橋式負載放大器的增益是由下式定義：(公式五)受到單位增

16、益反相放大器（b）的影響，放大器的增益值會加倍。傳送至負載的功率是這種差動式驅動電路設計的主要優(yōu)點之一，利用差動方式來推動喇叭，那么每當一端的電壓下降時，另一端的電壓就會上升，反之亦然；相較于負載一端接地的方式，差動設計的特性實際上會讓負載的電壓擺幅加倍。由于負載兩端的電壓擺幅會加倍，因此輸出功率方程式就變成：(公式六)于是橋式負載在理論上的最大輸出功率就變成：(公式七)相較于使用單電源的單端音訊功率放大器，喇叭兩端電壓加倍后，就算電源電壓和負載阻抗都保持相同，輸出功率也會增加四倍。旁路電容（cbypass）是另一項需要考慮的因素，該電容是電路中最重要的元件，因為它會承擔多項重要功能。首先，放

17、大器的電壓上升速率就是由旁路電容決定，若放大器的電壓上升速率緩慢，爆裂音的產(chǎn)生就會減少。旁路電容和負責產(chǎn)生電源中點電壓的高阻抗電阻分壓器電路會形成一個rc時間常數(shù)，而如前所述，只要這個時間常數(shù)大于50ms，使用者就不會聽到爆裂音。旁路電容的第二個功能是減少電源供應所產(chǎn)生的雜訊，這個雜訊是由耦合進來的輸出驅動訊號所產(chǎn)生，該訊號則來自于放大器內(nèi)部的電源中點電壓產(chǎn)生電路。這個雜訊會造成電源供應拒斥比的下降，例如在電源供應充滿了雜訊的系統(tǒng)中，它會影響系統(tǒng)的總諧波失真與雜訊值（thdn）。相較于單端音訊放大器，這類架構的優(yōu)點是它在相同電源供應下所能提供的輸出功率；除此之外，它也不再需要輸出直流阻隔電容，

18、因為喇叭兩端的vdd/2偏壓就能將直流偏壓抵消?，F(xiàn)在，低頻效能只會受到輸入電路和喇叭響應能力的限制。然而這類電路也有明顯缺點，例如雜訊耦合至單端輸入后，就會被放大器放大并出現(xiàn)在輸出端，其倍數(shù)相當于放大器的增益值。由于放大器b并沒有回授至輸入端，耦合至輸出端的任何高頻雜訊也會造成喀嚓聲和嗡聲，這種效果稱為射頻整流。(圖二)單端輸入和橋式負載輸出架構全差動式放大器許多行動電話、pda、智慧型手機和新型無線裝置現(xiàn)已採用一種新型的音訊功率放大器架構，它是如(圖三)所示的全差動式音訊放大器。全差動式放大器的增益值定義如下 (公式八)全差動式放大器採用差動輸入和差動輸出。這些功率放大器包含差動和共?；厥陔?/p>

19、路，差動回授確保放大器提供差動電壓輸出，其值等于差動輸入乘上增益值。回授電路則是由外部增益值設定電阻來擔任。共?；厥诖_保無論輸入端的共模電壓為何，輸出端的共模電壓都會偏壓至vdd/2。這個回授電路已內(nèi)建至元件中，它會利用分壓器和電容來產(chǎn)生穩(wěn)定的電源中點電壓；輸出電壓會被偏壓至vdd/2，確保一個輸出不會在另一個輸出之前被截波。凡是橋式負載放大器勝過單端放大器的優(yōu)點，全差動式放大器也都具備，但它另有三項重要優(yōu)勢勝過典型的橋式負載放大器。首先，它不再需要輸入耦合電容，因為使用全差動式放大器后，輸入端就能偏壓至電源中點以外的其它電壓，所使用的放大器則須擁有良好的共模拒斥比（cmrr）。但若輸入偏壓超

20、出了輸入共模范圍，就應該使用輸入耦合電容。其次，中點電壓的供應電源也不再需要旁路電容cbypass，因為中點電壓的任何改變都會等量影響正通道和負通道，并且在差動輸出端相互抵消。拿掉旁路電容會使得電源拒斥比稍為下降，但由于它能省下一顆外部零件，設計人員或許仍愿接受這個略為降低的電源拒斥比。全差動式放大器的最后一項主要優(yōu)點是它提供更強大的射頻雜訊抵抗能力，這主要歸功于它擁有很高的共模拒斥比，并且採用全差動式架構。要得知負載輸出功率，我們可以使用類似于橋式負載放大器的計算方式，因為它也是全差動式放大器。記住當喇叭一端的電壓下降時，另一端就會上升，反之亦然；同樣的，相較于負載一端接地的方式，這種設計會

21、讓負載的電壓擺幅加倍。橋式負載在理論上的最大輸出功率為：(公式九)和橋式負載放大器的情形一樣，在同樣的電源電壓和負載阻抗下，喇叭兩端電壓加倍會使得輸出功率增加四倍。相較于前面介紹的各種放大器，這種架構的最大優(yōu)點在于它的抗雜訊能力。音訊功率放大器的三大雜訊來源是：電源供應雜訊輸入端耦合雜訊輸出端耦合雜訊(圖三)全差動式音訊放大器電壓供應的變動通常會在放大器輸出端造成很小的誤差電壓，電源供應拒斥比就是放大器抵抗這些效應的能力，它通常是以分貝值來表示。根據(jù)標準的電源供應拒斥比方程式，其輸出電壓可計算如下：(公式十)例如若電源供應電壓改變500mv，差動輸出電壓的變化值就等于22v。在tdma和gsm

22、行動電話中，電壓供應雜訊的主要來源是射頻電路在導通和截止之間的切換動作。gsm手機是以217hz的速率進行切換，當射頻功率放大器導通時，它會從電源供應汲取很大的電流，這將使得電源供應的電壓突降，其幅度最高可達500mv。電源拒斥比很差的音訊放大器會在喇叭造成高于217hz的諧波喀嚓雜訊。為了瞭解在217hz切換速率下，電源供應電壓下降500mv所可能造成沖擊，因此分別測試三顆全差動式音訊功率放大器，它們是3.1w的ab類放大器、1.25w的ab類放大器以及2.5w的d類放大器，前兩者的測試結果顯示，由于全差動式放大器的電源拒斥比很高，供應電壓的變動幾乎不會對輸出訊號造成任何影響，因此它不會在喇

23、叭造成217hz的諧波喀嚓聲。對于耦合至單端放大器輸入端的雜訊，主要問題是它會被放大，其倍數(shù)等于放大器的閉迴路增益，然后出現(xiàn)在放大器的輸出端。除了在放大器前端對輸入訊號濾波之外，這類放大器幾乎沒有任何的雜訊抵抗能力。相形之下，全差動式放大器卻有非常良好的雜訊拒斥能力，這種放大器只會放大兩個輸入端之間的訊號差異部份，因此耦合至差動輸入端的任何共模干擾訊號在實際上都會被放大器所忽略。瞭解這個輸入耦合雜訊抵抗能力的最佳方式就是看它的共模拒斥比：(公式十一)以1.25w的全差動式ab類放大器為例，可說明共模拒斥比如何影響放大器的交流雜訊抵抗能力。首先，根據(jù)前述共模拒斥比方程式即可得到輸出電壓如下：(公式十二)在20hz至20khz范圍內(nèi)的共模拒斥比為74db，增益則為1v/v。假設耦合至輸入端的共模雜訊在每個輸入接腳都是100mv，那么利用上式即可得到轉移至輸出端的雜訊值如下：(公式十三)根據(jù)此方程式，差動放大器的輸出端會出現(xiàn)20v的漣波，但對于單端輸入放大器，結果卻是100mv再乘上放大器的閉迴路增益。採用橋式負載輸出電路時，喇叭最常出現(xiàn)的雜訊是射頻功率放大器在217hz速率下的開關動作，通常這些開關動作聽起來像是喀嚓聲或嗡嗡聲。要瞭解橋式負載放大器為什么無法抵抗耦合至其輸出端的雜訊，請