LTE中的基本概念

1、理解LTE中的基本概念 LTE是3G時代向后發(fā)展的其中一個方向，作為3GPP標(biāo)準(zhǔn)，它能提供50Mbps的上行（uplink）速度以及100Mbps的下行（downlink）速度。LTE在很多方面對蜂窩網(wǎng)絡(luò)做了提升，比如，數(shù)據(jù)傳輸帶寬可設(shè)定在1.25MHz到20MHz的范圍，這點(diǎn)很適合擁有不同帶寬資源的運(yùn)營商（關(guān)于運(yùn)營商的定義，國外將Carrier表示簽發(fā)SIM卡的機(jī)構(gòu)，而Operator則表示對SIM卡提供服務(wù)的機(jī)構(gòu)，這里統(tǒng)稱為運(yùn)營商），并且它允許運(yùn)營商根據(jù)所擁有的頻譜資源提供不同的服務(wù)。再比如，LTE提升了3G網(wǎng)絡(luò)的頻譜效率，運(yùn)營商可以在同樣的帶寬范圍內(nèi)提供更多的數(shù)據(jù)和更高質(zhì)量的語音服務(wù)。雖

2、然目前LTE的規(guī)范還沒有最終定案，但以目前LTE的發(fā)展形式可以預(yù)料未來十年LTE將能夠滿足高速數(shù)據(jù)傳輸、多媒體服務(wù)以及高容量語音服務(wù)的需求。 LTE所采用的物理層（PHY）采用了特定的技術(shù)在增強(qiáng)型基站（eNodeB）和移動設(shè)備（UE）之間進(jìn)行數(shù)據(jù)與控制信號的傳輸。這些技術(shù)有些對于蜂窩網(wǎng)絡(luò)來說是全新的，包括正交頻分復(fù)用技術(shù)（OFDM）、多輸入多輸出技術(shù)（MIMO）。另外，LTE的物理層還針對下行連接使用了正交頻分多址技術(shù)（OFDMA），對上行連接使用了單載波頻分多址技術(shù)（SC-FDMA）。在符號周期（symbol period）不變的情況下，OFDMA按照subcarrier-by-subcar

3、rier的方式將數(shù)據(jù)直接發(fā)送到多個用戶，或者從多個用戶接收數(shù)據(jù)。理解這些技術(shù)將有助于認(rèn)識LTE的物理層，本文將對這些技術(shù)進(jìn)行敘述，要說明的是，雖然LTE規(guī)范分別就上行和下行連接兩個方面描述頻分雙工FDD和時分雙工TDD，但實(shí)際多采用FDD。 在進(jìn)入正文之前，還要了解的一點(diǎn)是，信號在無線傳輸?shù)倪^程中會因?yàn)槎嗦窂絺鬏敚╩ultipath）而產(chǎn)生失真。簡單的說，在發(fā)射端和接收端之間存在一個瞄準(zhǔn)線（line-of-sight）路徑，信號在這個路徑上能最快的進(jìn)行傳輸，而由于信號在建筑物、汽車或者其他障礙物會產(chǎn)生反射，從而使得信號有許多傳輸路徑，見圖1。 一、單載波調(diào)制和通道均衡（channel equa

4、lization） 時至今日，蜂窩網(wǎng)絡(luò)幾乎無一例外的采用單載波調(diào)制方式。雖然LTE更傾向于使用OFDM，而不是單載波調(diào)制，但是簡單的討論一下基于單載波的系統(tǒng)是怎樣處理多徑干擾（既由多路徑傳輸引起的信號失真）是有幫助的，因?yàn)樗梢宰鳛閰⒖键c(diǎn)與OFDM系統(tǒng)進(jìn)行比較。 時延擴(kuò)展（delay spread）表示信號從發(fā)射端從不同的路徑傳送到接收端的延遲時間，在蜂窩網(wǎng)絡(luò)中，時延擴(kuò)展大約為幾微秒。這種延遲會引起最大問題是，通過延遲路徑到達(dá)接收端的符號（symbol）會對隨后的符號造成干擾，圖2描述了這種情況，它通常被稱為碼間干擾，即圖中的ISI。在典型的單載波系統(tǒng)里，符號時間（symbol time）隨著

5、傳輸率的增加而降低，傳輸率非常高的時候，相應(yīng)的符號周期（symbol period）更短，很可能會發(fā)生ISI大于符號周期的情況，這種情況甚至可能會影響到隨后的第二個、第三個符號。 圖2. 多路徑傳輸導(dǎo)致的時間延遲，以及由此引發(fā)的碼間干擾ISI。 在頻域（frequency domain）對多徑干擾（multipath distortion）進(jìn)行分析是很重要的。不同的傳輸路徑和反射程度，都將引起不同的相位偏移（phase shift）。當(dāng)所有經(jīng)過不同路徑達(dá)到接收端的信號合并以后，通頻帶（passband）的頻率將會受到相長干擾（constructive interference），即同相位（in

6、-phase）信號的線性合并，其他頻率則受到相消干涉（destructive interference），類似的，這個過程可以看成是反位相（out-of-phase）信號的線性合并。合并信號由于選頻電路的衰減而產(chǎn)生失真，見圖3。 圖3. 時延擴(kuò)展（delay spread）過長將會導(dǎo)致頻選衰減（即圖中的feed fades）。 單載波系統(tǒng)通過時域的均衡來補(bǔ)償通道的失真，這是它本身所具備的優(yōu)點(diǎn)，這里不做詳細(xì)敘述。如果要在時域做均衡以補(bǔ)償多徑干擾，可以通過以下兩個方法來實(shí)現(xiàn)： （1）通道反轉(zhuǎn)（channel inversion）。在發(fā)送數(shù)據(jù)之前，優(yōu)先發(fā)送一個特殊的序列，因?yàn)樵假Y料只有在接收端才能

7、被識別，信道均衡器能夠決定信道是否響應(yīng)這個原始數(shù)據(jù)，而且它能通過反轉(zhuǎn)信道來增加對數(shù)據(jù)的承載能力，以此來抑制多徑干擾的問題。 （2）CDMA系統(tǒng)可以采用梳狀（rake）均衡器來處理特定的路徑，然后按時間錯位的順序來合并數(shù)字信號，通過這樣來提升接收信號的信噪比（SNR）。 在另一方面，隨著數(shù)據(jù)率的增加，信道均衡器的實(shí)現(xiàn)方法也隨之變得復(fù)雜。符號時間也變得更短，這時候，接收端的采樣時鐘必須相應(yīng)的更快。ISI將變得更加嚴(yán)峻，甚至在某些極端情況它可能會超出幾個字符周期。 圖4. 基于橫向?yàn)V波（transversal filter）的通道均衡器 圖4給出了一個普通的均衡器電路結(jié)構(gòu)，隨著接收端采樣時鐘的降低，

8、需要更多采樣來補(bǔ)償時延擴(kuò)展。根據(jù)自適應(yīng)算法（adaptive algorithm）的復(fù)雜程度和處理速度，delay tap的數(shù)量會隨之增加。對于100Mbps的LTE數(shù)據(jù)傳輸率以及將近17s的時延擴(kuò)展來說，這種通道均衡的方案就顯得不切實(shí)際。下面我們將討論的是，OFDM是怎樣在時域內(nèi)消除ISI的，這將顯著的簡化信道補(bǔ)償?shù)娜蝿?wù)。 二、正交頻分復(fù)用技術(shù)（OFDM） OFDM通信系統(tǒng)并不受符號率（symbol rate）增加的影響，這樣有助于提升數(shù)據(jù)傳輸率以及控制ISI。OFDM系統(tǒng)將頻帶分為許多子載波（sub-carriers），并且將數(shù)據(jù)以平行束（parallel stream）的方式進(jìn)行發(fā)射。每

9、一個子載波都進(jìn)行不同程度的QAM調(diào)制，例如QPSK、QAM、64QAM，甚至是更高階的調(diào)制，這根據(jù)信號質(zhì)量的要求來決定。所以，OFDM符號其實(shí)是瞬態(tài)信號（instantaneous signal）在每個子載波上的線性合并。另外，由于信號是并行發(fā)射，而不是串行的傳輸，因此在同等的數(shù)據(jù)傳輸率下，OFDM所使用的符號（symbol）通常比單載波系統(tǒng)中的符號長。 OFDM具有兩個很明顯的特征：第一，每一個符號的前端都有一個循環(huán)前綴（cyclic prefix，即CP），這個前綴用于消除ISI；第二，子載波的間隔非常窄以增加帶寬的利用效率，而且相鄰的子載波之間并不存在載波間干擾（ICI）。 同樣的，分析

10、信號在時域和頻域的特征將有助于理解OFDM是怎樣處理多徑干擾的。為了理解OFDM是怎樣處理由多路徑傳輸引起的ISI，下面將首先分析OFDM符號在時域的表現(xiàn)。通常OFDM符號包括兩部分：CP和TFFT，CP的持續(xù)時間由時延擴(kuò)展的預(yù)處理程度決定。當(dāng)信號經(jīng)由兩個不同的路徑傳輸?shù)浇邮斩说臅r候，它們在時間上將按照圖5進(jìn)行交叉錯列的分布。 圖5. OFDM通過更長的符號周期和CP來消除ISI。 對于CP來說，有可能從前端符號（preceding symbol）就出現(xiàn)失真的情況。然而，如果CP的時間足夠長，前端符號并不會溢出到FFT時間；此時只存在由時間重迭而引起符號之間的干擾問題。一旦通道的激勵響應(yīng)（im

11、pulse reponse）確定下來，可以用“subcarrier-by-subcarrier”的方式使振幅和相位產(chǎn)生偏移，以此來消除失真。值得注意的是，所有傳輸?shù)浇邮斩说男畔⒍寂cFFT時間有關(guān)。信號在被接收并且被數(shù)字化處理之后，接收端將簡單的消除CP。此時，每一個子載波內(nèi)的方波脈沖就是FFT時間內(nèi)的固定振幅。 這些方波脈沖的最大作用是在頻率上將子載波進(jìn)行間隔并且不產(chǎn)生ICI。在時域的方波脈沖（即RECT函數(shù)）經(jīng)過轉(zhuǎn)換后成為頻域的SINC函數(shù)（即sin（x）/x），見圖6。值得一提的是，它只是對載波間隔（1/f）進(jìn)行簡單的轉(zhuǎn)換，頻域的SINC函數(shù)以15kHz為間隔并且具有零交越（zero-cr

12、ossing）的特性，這恰好落在鄰近子載波的中心上。因此，就有可能在每一個子載波的中心頻率進(jìn)行采樣，同時不用遭受鄰近子載波的干擾。 圖6. OFDM的字符經(jīng)過基帶芯片的FFT處理后還原出子載波信息。 1、OFDM的缺點(diǎn) 如前所述，OFDM具有一些優(yōu)異的地方，但它同樣存在著缺點(diǎn)。跟單載波系統(tǒng)相比，OFDM具有兩個致命的缺點(diǎn)：容易受到頻率偏移的影響，頻率產(chǎn)生偏移有可能是由本地振蕩引起的，也可能是多普勒頻移（Doppler shifte）；除此之外，信號峰均功率比（PAPR）過大也是其中的一個缺點(diǎn)。 如果每一個子載波都能夠在它的中心頻率進(jìn)行準(zhǔn)確的采樣，那么這樣的OFDM系統(tǒng)就可以實(shí)現(xiàn)零ICI。通過快

13、速傅立葉變換（FFT）將時域采樣的OFDM信號轉(zhuǎn)換成頻域信號，這是一種有效的實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換（DFT）的方法，它形成一系列初始的離散頻率，這些頻率可以下列公式表達(dá)。 最終的頻譜具有離散的頻率K/NTs,K=0,1,N-1，其中Ts表示時域的采樣間隔，N是采樣的數(shù)量，采樣數(shù)量是在FTT時間內(nèi)定義的。因此，通過傅立葉變換來表示的信號頻率完全由采樣頻率1/Ts定義。 這里以一個特殊的LTE為例，LTE將發(fā)射的帶寬定義在1.25MHz到20MHz之間。當(dāng)帶寬為1.25MHz的時候，F(xiàn)FT的大小為128。換句話說，在FFT時間（66.67s）內(nèi)進(jìn)行了128次的采樣，Ts=0.52086s，接收信號可以

14、表示為15kHz、30kHz、45kHz等等分量的函數(shù)。這些頻率恰好是子載波的中心頻率，除非在下變頻轉(zhuǎn)換的過程中出現(xiàn)錯誤。接收信號在RF載波頻率進(jìn)行下變頻轉(zhuǎn)換后，然后在基帶頻率進(jìn)行FFT。下變頻轉(zhuǎn)換通常是采用直接變頻的方法進(jìn)行，即接收信號與本振頻率（LO）混合。在理想情況下，載波信號與接收端的LO是相同的，但在實(shí)際中這點(diǎn)很難做到。 發(fā)射端和接收端LO總是會產(chǎn)生偏移，因此必須采用更加有效的方法使它們同步。為了做到這一點(diǎn)，每一個基站周期性的發(fā)送同步信號，這些同步信號除了被用于LO的同步之外，還被用于初始的數(shù)據(jù)采集和移交等其他任務(wù)。即便是這樣，其他的干擾源也可能會使信號出現(xiàn)不同步的問題，比如Dopp

15、ler頻移和本振相位噪聲，這些干擾都有可能導(dǎo)致圖7中的ICI。出于上述這些原因，必須對信號的頻率進(jìn)行持續(xù)的監(jiān)視。任何偏移都必須在基帶處理的過程中被糾正以避免產(chǎn)生額外的ICI。 圖7. 頻率偏移導(dǎo)致載波間干擾（ICI）。 OFDM的另外一個最大的缺點(diǎn)是PAPR過大。對于一個單獨(dú)的OFDM符號來說，瞬態(tài)發(fā)射的RF功率可以發(fā)生明顯的改變，前面提到，OFDM符號是所有子載波的合并，子載波電壓可以在符號的任何位置上加入同位相，這將產(chǎn)生非常高的瞬態(tài)峰值功率。高PAPR要求A/D和D/A轉(zhuǎn)換的動態(tài)范圍增大，更重要的是，它同時減小了RF功率放大器的效率。有時候單載波系統(tǒng)使用固定的數(shù)據(jù)報(bào)調(diào)制方式，比如Gauss

16、ian最小移相鍵控（GMSK），或者移相鍵控技術(shù)（PSK）。當(dāng)信號保持穩(wěn)定的放大的時候，數(shù)據(jù)通過改變瞬態(tài)頻率或者相位進(jìn)行傳輸。RFPA并不需要高度的線性，事實(shí)上，在驅(qū)動PA的時候可以將其信號“箝制”在最大值和最小值之間擺動。輸出濾波器可以消除由信號“箝制”引起的諧波失真。如果RFPA可以用這種方法實(shí)現(xiàn)，它們將達(dá)到70%的效率。 通過上述的比較可以看出，OFDM并不是一種完全采用數(shù)據(jù)報(bào)的調(diào)制方式。在每一個符號里，子載波的幅度和相位是不變的，在對OFDM符號進(jìn)行處理的過程中，有可能存在幾個的峰值。RFPA必須具備在沒有對信號進(jìn)行“箝制”的前提下處理電壓擺動的問題，因此需要更大的放大器來應(yīng)對功率的需

17、求，這樣帶來的結(jié)果是效率的降低。RFPA處理OFDM的效率可以小于20%。雖然可以進(jìn)行一些測量來減小電壓峰值，OFDM系統(tǒng)中PAPR過大的問題仍然會導(dǎo)致RFPA效率比單載波系統(tǒng)小。 三、正交頻分多址技術(shù)（OFDMA） OFDMA技術(shù)被用于LTE的下行連接，為了方便理解OFDMA，下面將它與分組（packet-oriented）網(wǎng)絡(luò)方案進(jìn)行比較。802.11a屬于分組的網(wǎng)絡(luò)方案，它所采用的載波偵聽多路訪問技術(shù)（CSMA）同樣屬于多任務(wù)技術(shù)，從固定的接入點(diǎn)AP到移動用戶的上行和下行連接是通過對物理層的數(shù)據(jù)進(jìn)行封裝打包的方法進(jìn)行的，而OFDMA技術(shù)能更有效的利用網(wǎng)絡(luò)資源。 1、OFDMA與分組協(xié)議的

18、比較 跟LTE類似的是，IEEE802.11a采用OFDM作為基本的調(diào)制方式。但不同的是，802.11a使用CSMA作為其多任務(wù)技術(shù)的基礎(chǔ)，CSMA本質(zhì)上是一種“l(fā)isten before talk”的方案，舉例來說，如果AP對于客戶端來說有排列處理的任務(wù)，它將監(jiān)測通道是否處于工作狀態(tài)。當(dāng)通道處于閑置狀態(tài)的時候，內(nèi)部的定時器將開始工作，定時器隨機(jī)產(chǎn)生，并且在網(wǎng)絡(luò)仍然處于閑置狀態(tài)的時候，它將繼續(xù)保持工作狀態(tài)。當(dāng)定時器到零的時候，AP將發(fā)射一個2000bytes位址的物理層數(shù)據(jù)報(bào)到客戶端，也或者在同一個蜂窩區(qū)域內(nèi)對所有的用戶廣播這個地址。在這個過程中，通過加入后退（back-off）時間來減小沖突

19、。 圖8. 在IEEE802.11a里，每一個數(shù)據(jù)前端都包含前同步碼（preamble）和報(bào)頭（header）。 在802.11a協(xié)議里，數(shù)據(jù)報(bào)的處理過程將占用所有帶寬，圖8顯示了802.11a物理層數(shù)據(jù)報(bào)的格式，數(shù)據(jù)報(bào)的長度從64到2048byte不等。如果數(shù)據(jù)報(bào)得以成功發(fā)射，接收端將發(fā)送一個ACK信號，沒被識別的數(shù)據(jù)報(bào)將被忽略。每一個數(shù)據(jù)報(bào)的前端為20s的前同步碼，它的作用是信號偵測、天線分集選擇、設(shè)置AGC、評估頻率偏移、時序同步、通道評估。 在PHY前同步碼里并不包含接收端定位的信息，這些信息包含在數(shù)據(jù)報(bào)中并在MAC層進(jìn)行解析。從網(wǎng)絡(luò)的角度來看，802.11a所采用的分組協(xié)議的優(yōu)點(diǎn)是它

20、比較簡單。每一個數(shù)據(jù)報(bào)都對應(yīng)一個接收單元（recipient）。然而，CSMA多路方案中的后退（back off）時間會導(dǎo)致系統(tǒng)處于空閑狀態(tài)，這會降低整體的效率。不僅如此，PHY的前同步碼也是網(wǎng)絡(luò)數(shù)據(jù)傳輸?shù)呢?fù)擔(dān)，同樣會降低效率。 在實(shí)際運(yùn)用中，802.11a的效率為50%，換句話說，對于54Mbps的網(wǎng)絡(luò)來說吞吐量為25到30Mbps。也可以放棄使用CSMA的多路方案來，轉(zhuǎn)而采用數(shù)據(jù)報(bào)的方案來提供整體的效率。由于發(fā)送ACK信號而導(dǎo)致的效率降低可以通過另外一種方法來緩解，即以組為單位來識別ACK信號，而不是逐個識別。 盡管這種方法能提升系統(tǒng)的效率，但它仍然不能使分組網(wǎng)絡(luò)的效率超過65%到70%。

21、更重要的是，每一個數(shù)據(jù)報(bào)在傳輸和識別的時候?qū)⒄加谜麄€網(wǎng)絡(luò)資源，AP只能按順序?yàn)榻K端用戶提供定位。在同一個蜂窩區(qū)域內(nèi)如果用戶的數(shù)量過多，延遲便成為突出的問題，特別是，蜂窩運(yùn)營商要擴(kuò)充更多的業(yè)務(wù)，這種延遲的問題將變得更加嚴(yán)峻。從下文我們可以看出OFDMA將比分組方案在這些方面具有怎樣的優(yōu)勢。 2、OFDMA和LTE的幀結(jié)構(gòu) 對于LTE下行連接來說，OFDMA是一種比較可行的多路復(fù)用方案。雖然它增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度，但是在效率和延遲方面，它遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于分組的方案。在OFDMA里，在一定的時間內(nèi)用戶被分配予一定數(shù)量的子載波，在LTE規(guī)范里這些被分配的子載波被定義為物理層資源塊（PRB），PRB同時受到時間

22、和頻率的影響。通常PRB的分配工作主要在基站進(jìn)行。 圖9. LTE的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu) 為了進(jìn)一步解釋OFDMA，這里還需要認(rèn)識物理層的幀結(jié)構(gòu)。以FDD類型的幀結(jié)構(gòu)為例子，見圖9，LTE的幀為10ms，它包括十個子幀部分，每個子幀部分為1ms。根據(jù)是否采用了普通的或者增強(qiáng)型的循環(huán)前綴，每一個子幀又包含兩個slote（參見圖9）。PRB被定義為包含12個連續(xù)的子載波。在基站對資源分配的過程中，PRB是最小的元素，表1給出了下行帶寬的分配情況。 表1. 下行的帶寬分配 見圖10，下行信號在Nsymb的符號里包括NBW個子載波，每一個網(wǎng)格代表一個符號周期的單載波，它被定義為“resouce element”

23、。這里要注意的是，在MIMO系統(tǒng)里，對于每一個發(fā)射天線對應(yīng)一個網(wǎng)格。 和分組格式的網(wǎng)絡(luò)相比，LTE并沒有采用前同步碼來進(jìn)行載波偏移的評估、通道的評估、時間同步的評估等等。取而代之的是，在PRB里嵌入了特殊的參考信號，如圖11所示。如果使用的是短CP，參考信號將在第一個和第五個OFDM符號發(fā)送，如果使用的是長CP，參考信號將在第一個和第四個OFDM符號發(fā)送。每第六個子載波發(fā)送參考信號，并且參考信號在時間和頻率上進(jìn)行交叉處理。承載符號的信道響應(yīng)可以直接進(jìn)行計(jì)算。 圖10. 下行數(shù)據(jù)的分配 圖11. LTE的參考信號被布置在頻譜中 四、多入多出技術(shù)（MIMO）和最大比率合成（MRC） LTE的物理層

24、可以同時在基站和UE端使用多個收發(fā)器，這是為了提升連接的堅(jiān)固性以及增加LTE下行連接的數(shù)據(jù)傳輸率。在實(shí)際中，當(dāng)信號的強(qiáng)度非常低或者出現(xiàn)多路徑傳輸?shù)那闆r，最大的數(shù)據(jù)率合并MRC被用于提升連接可靠性。MIMO就是其中的一種被用提升系統(tǒng)數(shù)據(jù)傳輸率的技術(shù)。 圖12. MRC/MIMO需要多個收發(fā)器 圖12左顯示了一個典型的使用多個天線的單信道接收器，顯然，接收器的結(jié)構(gòu)采用了多個天線，但是它并不具備支持MRC/MIMO的能力。圖12右顯示了同時支持MRC和MIMO的基本接收器的電路拓?fù)?。MRC和MIMO很多時候被稱為“多天線”技術(shù)，但那樣是有點(diǎn)用詞不當(dāng)。值得注意的是，圖12兩種電路之間最突出的特點(diǎn)并不是

25、多天線，而是多個收發(fā)器。 對于MRC來說，信號經(jīng)由兩個或者多個獨(dú)立的天線/收發(fā)器組對。值得注意的是，天線是獨(dú)立的，它們具有不同通道的脈沖響應(yīng)。經(jīng)由不同天線接收到的信號，在合并成單獨(dú)的補(bǔ)償信號之前，它們在基帶處理器要進(jìn)行通道補(bǔ)償。 如果使用上述的方法進(jìn)行補(bǔ)償，接收信號經(jīng)過基帶處理器后才會變得連貫。在這個過程中，來自于各個收發(fā)器的熱噪聲是非關(guān)聯(lián)的，這樣信道補(bǔ)償?shù)木€性合并將導(dǎo)致雙信道MRC接收器的SNR比平均值大3dB。 合并除了能提升SNR的性能之外，MRC接收器也因此可以在頻率選通之前可靠的工作。前面提到，獨(dú)立的天線可以對每一個接收信道具有不同信道的脈沖響應(yīng)，所以從統(tǒng)計(jì)學(xué)來看，一個既定的子載波將

26、很難在所有接收通道內(nèi)經(jīng)受深度的衰減。補(bǔ)償信號的深度頻選衰減的可能性明顯的減少。 圖13. MRC在AWGN和頻率選通衰減方面增強(qiáng)了通信的可靠性 見圖13，MRC提升的連接的可靠性，但是它不會增加系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸率。在MRC模式里，數(shù)據(jù)經(jīng)過一個單獨(dú)的天線發(fā)射出去，然后經(jīng)由兩個或者多個接收器被接收處理。與其說MRC是一種傳統(tǒng)的天線分集的模式，不如說它是一種接收器分集（receiver diversity）模式。另一方面，MIMO可以提升系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸率，它是通過同時在發(fā)射端和接收端采用多個天線來實(shí)現(xiàn)的。 圖14. MIMO參考信號按順序發(fā)射以計(jì)算信道響應(yīng) 為了成功的實(shí)現(xiàn)MIMO方式的數(shù)據(jù)收發(fā)，接收器

27、要求必須能決定通道的脈沖響應(yīng)。在LTE里，通道的脈沖響應(yīng)主要通過從每一個發(fā)射天線連續(xù)發(fā)射參考信號來確定，見圖14。這里以圖15的2×2MIMO系統(tǒng)為參考，它總共有四個通道脈沖響應(yīng)，即C1、C2、C3和C4。在這個過程中，如果有一個天線在發(fā)送參考信號，那么其他的天線將處于閑置狀態(tài)。一旦脈沖響應(yīng)被確定了以后，數(shù)據(jù)可以同時從所有的天線發(fā)射出去。 圖15. MIMO需要對所有通道響應(yīng)進(jìn)行優(yōu)先級別的識別 五、單載波頻分多址技術(shù)（SC-FDMA） LTE對于上行連接的要求與對下行連接的要求有所不同，這主要體現(xiàn)在幾個方面。毫無疑問的，在UE端功耗是很重要的一個參數(shù)。高數(shù)值的PAPR以及由OFDM引

28、起的效率損失在這里是主要要考慮的問題。出于上述的原因，在LTE的上行連接中需要尋求一種最佳的OFDM方案。 單載波頻域多接入點(diǎn)技術(shù)，即SC-FDMA非常適合LTE上行連接的要求。它的發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)非常類似于OFDMA，并且它還提供同樣等級的多路徑傳輸保護(hù)功能。最重要的是，因?yàn)樗幕静ㄐ伪举|(zhì)上是單載波的，并且其PAPR非常低。 圖16. SC-FDMA和OFDMA的功能結(jié)構(gòu)非常相似 圖16顯示了基本的SC-FDMA發(fā)射端和接收端對數(shù)據(jù)的處理流程。這里可以看到，許多的功能模塊都在SC-FDMA和OFMA里用的比較多，因此，在上行和下行路徑之間存在一個明顯的功能性commonality的等級。發(fā)射路徑的功能模塊包括了： （1）Constellation mapper。將輸入數(shù)據(jù)比特流轉(zhuǎn)換成單載波