充電樁模塊電路

1、最近這幾年充電模塊是熱門，從最開始的7.5kW、10kW 到后面的15kW、20kW，功率等級不斷的提高。市場上的充電模塊絕大部分都是三相輸入，PFC部分也基本都是采用的三相無中線 VIENNA 結(jié)構(gòu)的拓?fù)?。借這次技術(shù)分享的機(jī)會，分享一下個人對三相VIENNA 拓?fù)涞睦斫猓Ｍ痛蠹乙黄鹛接懡涣?。我會從以下幾個方面進(jìn)行說明： 主電路組成 工作原理 控制模式 控制地的選擇 母線均壓原理 原理仿真一、主電路的組成如圖所示，是三相 VIENNA PFC 拓?fù)涞闹麟娐?，大致如下?叮Ao-rYYTlui”h-eYYYXFWYFOX AP-al lA-rri t 1las -K S' 士is|I

2、V -K! »；廠門嘰r ri±x x*x ,1 r1曲泊l !±£± ±*Jj （、 jHl IM4i>h4ftThrcv-phasc. ihroc-lcvel kwsl type ivaihcn1. 三相二極管整流橋，使用超快恢復(fù)二極管或SiC二極管；2. 每相一個雙向開關(guān)，每個雙向開關(guān)由兩個MOS管組成，利用了其固有的反并聯(lián)體二極管，共用驅(qū)動信號，降低了控制和驅(qū)動的難度。相比其他組合方案，具有效率高、器件數(shù)量 少的優(yōu)點;3. 電流流過的半導(dǎo)體數(shù)量最少，以a相為例:?雙向開關(guān)Sa導(dǎo)通時，電流流過 2個半導(dǎo)體器件，euo=0，

3、橋臂中點被嵌位到PFC母線電容中點;?雙向開關(guān)關(guān)斷時，電流流過1個二極管，iu>0 時euo=400V ， iu<0 時euo=-400V 橋臂中點被嵌位到 PFC正母線或負(fù)母線。二、工作原理PF電路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通斷，來控制PFC電感的充放電，由于PFC的值很接近1，在分析其工作原理時可以認(rèn)為電感電流和輸入電壓同相，三相點平衡，并且各相差120度；1. 主電路的等效電路 三相三電平Boost整流器可以被認(rèn)為是三個單相倍壓Boost整流器的Y型并聯(lián); 三個高頻 Boost電感，采用 CCM模式，減少開關(guān)電流應(yīng)力和EMI噪聲； 兩個電解電容構(gòu)成電容中點，提供了三電

4、平運(yùn)行的條件；1>1 祜FS C1I ig. 2. Single-plKbcrettitier,I* IIr rYYVih7lik <Y¥Y> - > rmnii (Fiuiii% nenlr4il)Ai = y X At加=込強(qiáng)1 xL總甘"這個eun的表達(dá)式非常重要。2. 主電路的開關(guān)狀態(tài)三相交流電壓波形如下，U、V、W 各相差120度三相交流電壓波形D1-D6 放電，以030度通過主電路可以看出，當(dāng)每相的開關(guān) Sa、Sb、Sc導(dǎo)通時，U、V、W 連接到電容的中點 O， 電感La、Lb、Lc通過Sa、Sb、Sc充電，每相的開關(guān)關(guān)斷時， U、V、W

5、 連接到電容的 正電平（電流為正時）后者負(fù)電平（電流為負(fù)時），電感通過為例，ia、ic大于零，ib小于零。每個橋臂中點有三種狀態(tài)，三個橋臂就是3人3=27 種狀態(tài)，但不能同時為 PPP和NNN 狀態(tài)，故共有25種開關(guān)狀態(tài)（見下期下載鏈接）。3. 主電路的發(fā)波方式|主電路的工作狀態(tài)與發(fā)波方案有較大的關(guān)系，采用不同的發(fā)波方案會在每個周期產(chǎn)生不同的工作狀態(tài)。一般Vienna 拓?fù)洳捎?DSP數(shù)字控制，控制靈活，可移植性強(qiáng)。 采用單路鋸齒波載波調(diào)制電流環(huán)控制器輸出的調(diào)制信號被饋送給鋸齒波載波，保持恒定 的開關(guān)頻率；在030度這個扇區(qū)內(nèi)，每個周期產(chǎn)生4個開關(guān)狀態(tài)，由于波形不對稱，電流波形的開關(guān)紋波的諧波

6、比較大；采用該種方式進(jìn)行調(diào)試，橋臂中點線電壓的最大步進(jìn)是2Ed （Ed為母線電壓的一半，400V ）;米用相位相差180度的高頻三角載波，當(dāng)對應(yīng)的輸入電壓是正半周的時候，采用Trg1，當(dāng)對應(yīng)的輸入電壓是負(fù)半周的時候采用Trg2，每個周期產(chǎn)生8個開關(guān)狀態(tài)，與傳統(tǒng)的控制方案產(chǎn)生4個開關(guān)狀態(tài)相比，8個開關(guān)狀態(tài)相當(dāng)于頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對THD指標(biāo)有好處;上一張仿真的波形:上面我們提到，三相三電平PFC可以看作是三個單相的PFC，每個單相相當(dāng)于由兩個Boost電路組成，在交流電壓的正負(fù)半周交替工作，正半周如下所示:UNOFF以a相為例，驅(qū)動信號為高時，則開關(guān)管 Q1導(dǎo)通（交流電壓的正半周）

7、或者Q2導(dǎo)通（交 流電壓的負(fù)半周）；驅(qū)動信號為低時，開關(guān)管Q1和Q2都關(guān)斷。電壓正半周時，a相上橋臂二極管導(dǎo)通；電壓負(fù)半周時，a相下橋臂二極管導(dǎo)通。通過上面的分析，采用移相 180度的三角載波進(jìn)行調(diào)制，在030度的扇區(qū)內(nèi)有8種開關(guān)狀態(tài)，4種工作模式 ONO,ONP,OOP,POP 。ONO工作模式a相和c相導(dǎo)通，b相截至，U和 W 電壓為0, V點電壓-400V ;該工作狀態(tài)只給 C2 進(jìn)行充電； ONP工作模式a相導(dǎo)通，b相和c相截至；U點電壓為0, V點電壓為-400V , W 點電壓為+400V ; OOP工作模式U和V點電壓為0, W 點電壓為+400V ; POP工作模式U和 W點電

8、壓為+400V , V點電壓為0，該工作模式只給 C1進(jìn)行充電;當(dāng)然，這只是在 030度扇區(qū)的工作狀態(tài)。其實在整個工頻周期，是有25個工作狀態(tài)的。0N0 和POP這兩種工作模式只給 C1或C2充電的狀態(tài)對后面母線電壓均壓起決定性 的作用。我們知道，DSP的PWM模塊的載波方式不能改變，一般是無法使DSP產(chǎn)生幅值相同、相移180度的載波時基可以用正負(fù)半周不同方式實現(xiàn)，具體實現(xiàn)方式如下：在正半周的時候跟 CMPR+比較，在負(fù)半周的時候跟CMPR -比較。正半周的時候低有效，負(fù)半周的時候高有效。這樣就可以產(chǎn)生180度的相移了，其中CMPR-是PI計算出來的值，而 CMPR+=PRD-CMPR-三、控

9、制模式我們知道，這種控制電路一般采取雙環(huán)的控制方式，即電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)得到穩(wěn)定的輸出直流電壓， 供后級電路的使用 （如 Three Level LLC、PS In terleave LLC 、PSFB等)，電流內(nèi)環(huán)得到接近正弦的輸入電流，滿足THD和PF值的要求。1皿母爭諒出m匡辰訐工2.“電住扣譽(yù)3堆11壞1跆海茁罄曲迪$tu麻誼9, ID.MSk十電冉耳12S3JS75®卞其實數(shù)字控制無非就是把模擬的方案轉(zhuǎn)換為數(shù)字的運(yùn)算，其中最經(jīng)典可以參考TI的UC3854，利用它的控制思想來實現(xiàn)數(shù)字化。QlPfl YPFC母線輸出電壓經(jīng)過采樣和濾波，由DSP的ADC采樣到DSP內(nèi)部

10、，與電壓給定信號進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差后經(jīng)過 Gvc(s)補(bǔ)償后輸出一個 A信號，然后通過乘法器與交流AC電壓相乘得到電流的給定信號，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，使電源輸入端的PF值接近1 ；將采樣的電感電流波形與電流給定進(jìn)行比較得出誤差，經(jīng)過 Gic(s)補(bǔ)償器進(jìn)行補(bǔ)償后得到 電流環(huán)的輸出值，該值直接與三角波進(jìn)行調(diào)制，得到 PWM 波形，控制電壓和電流；大致 的控制框圖可以用下圖來簡化表示；其中：? Gcv(s)電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)? Gci(s)為電流環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)? Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù)? Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù)? Gigd(s)為電感電流對占空比 D的函數(shù)四、控制地

11、AGND 的選擇在傳統(tǒng)的單相有橋 PFC中，一般把 PFC電容的負(fù)極作為控制AGND，因為該點的電壓通過整流橋跟輸入的 L、N相連。?當(dāng)輸入為正半周時， AGND 為整流橋鉗位在 N線；?當(dāng)輸入為負(fù)半周時，AGND 被整流橋鉗位在 L線；所以母線電容的負(fù)極地 AGND （相當(dāng)于PE）是一個工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz的交流電，所以相對還是比較穩(wěn)定的，可以作為控制電路的控制地。但是相比較Vienna PFC就不一樣了，母線電容的中點相對與工頻電壓中點（PE）是一個開關(guān)級的5電平高頻變動的電平：土 2/3VO、0、±1/3Vo （這里的 Vo代表母線電壓的一 半，典型值400V

12、），如果以如此大的高頻波動去作為控制地的話，那么噪聲和共模干擾就 會非常大，可能會導(dǎo)致采樣電壓和驅(qū)動不準(zhǔn)確，嚴(yán)重影響到電路的可靠性。由于電容中點的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以人為的構(gòu)建一個虛擬的地來作為控制地 AGND ？我們可以采用在三相輸入之間通過分壓電阻相連，采用Y型接法來產(chǎn)生虛擬地作為控制地。不過構(gòu)建了這個控制地后，那么其他所有的采樣、 驅(qū)動都要以差分和隔離的方式相對于這個控制地來工作。采用這種方法，是不是完美的把電容中點 O與控制地AGND分開了，避免了高頻劇烈變動帶來的干擾。五、母線均壓我們知道，三相 Vienna PFC 拓?fù)涞哪妇€電壓 800V 是由兩個電容

13、C1和C2串聯(lián)進(jìn)行 分壓，電容中點的電位 0由電容的充放電決定，兩個電容的電壓應(yīng)該保持均衡以保持真實的三電平運(yùn)行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至?xí)绊懙诫娐返耐耆浴Ｈ嗳娖絇FC正負(fù)母線的均衡度會影響PFC的性能: 輸入電流THD 功率開關(guān)管和二極管的應(yīng)力（本身以及后級功率電路） 動態(tài)時母線電容容易過壓電容中點的電位偏差與 PFC正負(fù)母線電容的充放電過程相關(guān)，通過附件開關(guān)狀態(tài)可以看出,a組和z組工作狀態(tài)沒有電流流入或流出電容中點，因此兩個電容的充放電是一樣的，不 會產(chǎn)生偏壓。只有 b、c、d組的開關(guān)狀態(tài)才會影響到PFC母線電容充放電的差異，產(chǎn)生偏壓。根據(jù)前面的工作原理分析， P

14、OP工作狀態(tài)只給電容 C1進(jìn)行充電，0N0 工作狀態(tài)只給電 容C2進(jìn)行充電，故可以根據(jù)這兩個工作狀態(tài)來控制中點電位，在控制中可以調(diào)節(jié)0N0和POP兩個工作狀態(tài)的作用時間來進(jìn)行均壓。這個時候可以在整個控制環(huán)路中添加一個偏壓環(huán)，用于調(diào)節(jié)0N0和POP的作用時間,來進(jìn)行母線電壓的均壓作用。具體實施方法：分別對正母線和負(fù)母線進(jìn)行采樣，然后得出差值（直流分量），該差值經(jīng)過偏壓環(huán)的補(bǔ)償器調(diào)節(jié)之后疊加到輸入電流參考正弦波，經(jīng)過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定，以此來改變 0N0 和POP的作用時間，改善 PFC母線均壓。如下圖所示：compa、compb 和compc 分別是每相的電流環(huán)計

15、算出來的結(jié)果， 以030 度扇區(qū)為例，當(dāng)正母線相對于中點的電壓低于負(fù)母線時，正半波的給定變小，負(fù)半波的給定變大，POP工作狀態(tài)的時間變長，給正母線電容的充電時間變長；ONO 工作狀態(tài)的時間變短， 給負(fù)母線電容的充電時間變短。 當(dāng)正母線相對于中點的電壓高 于負(fù)母線時，正半波的給定變大，負(fù)半波的給定變小，POP的作用時間變長，給正母線電容充電的時間變短，ONO的作用時間變長，給負(fù)母線的充電時間變長。圖中comp值實線代表上個周期的值，虛線代表當(dāng)周期需要的值；陰影部分代表變化的時間；以上說明的是主功率回路正常工作時候可以通過調(diào)節(jié)來控制PFC母線電容的均壓，但是當(dāng)模塊起機(jī)的時候呢?可以采用輔助電源直接

16、從 +400V-400V之間進(jìn)行取電，由于電容有差異性，內(nèi)阻不可能完全相等，也會差生偏壓。還有一個是要采用更高等級的MOSFET，成本高，而且現(xiàn)在充電模塊的待機(jī)損耗也是一個問題，很多客戶要求模塊的待機(jī)損耗不能超過多少。當(dāng)然還有另一種輔助電源取電方式，也是現(xiàn)在廠家主流的方式。就是正負(fù)母線均掛一個輔助電源，在起機(jī)的時候通過充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰的母線電壓高，就采用誰供電，這樣可以很好的保證模塊在起機(jī)過程中的均壓效果；在模塊正常工作起來以后，也是同樣的道理。而直接從+800V 取電沒有這種效果。六、原理仿真即二1 L.C *1:1.輸出電壓波形2.仿真波形輸入電流波形，

17、參數(shù)沒有調(diào)好，將就著看吧。XXKXXXXXXX>輸三相電流波形3.橋臂中點的線電壓輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調(diào)制系數(shù)m ,m=Vlp/2Ed; 其中VIp是線電壓的峰值。整流器可以被認(rèn)為是與市電通過PFC電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點線電壓也應(yīng)該為正弦波形。而實際情況下橋臂中點線電壓是正弦 PWM波形，諧波分量和最大步進(jìn)是兩個主要考慮的因素。 當(dāng)輸入線電壓峰值大于Ed時，橋臂中點線電壓電壓波形euv，是一個5階梯的電壓波形，幅值為 0,±400V，土800V，步進(jìn)是400V ; I；Hlliai 3»wK)fl-lI 0IrHIblL

18、V-3J0 當(dāng)輸入線電壓峰值小于 Ed時，橋臂中線線電壓波形是一個3階梯的電壓波形，幅值為0 ,±400V，步進(jìn)為 400V ;橋臂中點相對于市電中點的電壓波形eun，是一個9階梯的電壓波形；幅值為0, ±133V，±266V，±400V，最小步進(jìn)是133V，最大步進(jìn)是266V ;由于功率開關(guān)管和散熱器之間有寄生電容，這個階梯信號會產(chǎn)生共模噪聲；鼻Ft"¥19K3AH上C dHIi.ITT ir« Afe2電容中點 0相對于市電中點的電壓波形eon，是一個5階梯波形，幅值為0,±133V，土266V，步進(jìn)為 133

19、V ;隨著電動汽車的火熱發(fā)展，充電樁和車載充電器的方案已經(jīng)成為市場的熱點。 此 類應(yīng)用中，其輸入電壓大都是三相交流輸入，經(jīng)過三相 PFC后，直流母線電壓 會高到7，800V，如此高的直流母線電壓給后級的 DC/DC變換器的設(shè)計帶來 極大的挑戰(zhàn)首先是器件的選擇，800V的母線電壓，要求DC/DC的Mosfet的額定電 壓至少需要1000V ,而在這個電壓等級下的 MOS管選擇非常有限。所以，目 前大多數(shù)方案采用的三電平電路，用兩個 600V的Mosfet串聯(lián)，來解決高母線 電壓帶來的MOS管應(yīng)力問題。 其次是高壓下的開關(guān)損耗很大，使得我們必須 選擇軟開關(guān)的電路拓?fù)?。LLC變換器可以在全負(fù)載范圍內(nèi)

20、實現(xiàn) ZVS，使高壓輸入 下，高開關(guān)頻率成為可能。下圖給出了典型三電平全橋諧振變換器的電路。600V MOS 471WC3gGOOV MQ£ '-'I- -hMMJ 'h t.DC-3三電平全橋LLC變換器三電平變換器有其獨有的優(yōu)點，比如每個Mosfet只需要承受一半的輸入電 壓；當(dāng)然，也有缺點，比如每個橋臂需要 4個MOSFET以及各自的驅(qū)動，增加 了系統(tǒng)復(fù)雜度，再比如每個橋臂需要各自的鉗位二極管，增加了系統(tǒng)成本。本文中，將介紹我們8KW LLC變換器的設(shè)計方案。使用Cree的1200V碳化硅Mos管代替上圖中兩個串聯(lián)的 MOS，三電平變換器簡化成傳統(tǒng)兩電平

21、全 橋變換器，如下圖。同時，我們將開關(guān)頻率設(shè)定到 160KHZ，減小了磁性器件和整個變換器的體積。Gsovaoov=03 Q4 FSC MOSQ3pSiCMOSC3D16060DMC3D16Q60D=Cbu4Q1 FSIC MOSC2MQ160120D& -JkbbSiCMOS 匚 2M016G12OD8KW碳化硅全橋LLC解決方案這里先傳一張我們的樣機(jī)圖片、充電模塊生產(chǎn)廠家序號品牌功率型號前級PFC方案后級DC-DC方案規(guī)格尺寸 mm體積功率密度(kW)電壓電流寬深高(cm3 )(W/cm3 )115REG50040VVIENNA三電平移相全橋150Vdc550Vdc035 A226

22、395847498.682.0002英飛源15REG75030VVIENNA三電平移相全橋150Vdc750Vdc025 A215395847133.72.103321REG50050VVIENNA三電平移相全橋150Vdc500Vdc050 A226395847498.682.800420REG75030VVIENNA三電平移相全橋150Vdc750Vdc033 A215395847133.72.804515EVR400-15000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc450Vdc3.437.4 A50041088180400.831615EVR500-15000VIENNA兩組二

23、電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc500Vdc333 A50041085174250.861715EVR600-15000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)100Vdc600Vdc2.537.5 A50041085174250.861815EVR600-15000BVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc2.537.5 A50041085174250.861915EVR700-15000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc222 A50041085174250.8611015EVR1000-15000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc10

24、00Vdc1.516.5 A50041085174250.8611115EVR700-15000BVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc222 A447370426946.382.1591215EVR600-15000DVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc2.537.5 A447370426946.382.15913英可瑞15EVR500-15000BVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc500Vdc333 A447370426946.382.1591415EVR400-15000BVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc450V

25、dc444 A447370426946.382.1591515EVR700-15000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc222 A2403708575481.9871615EVR600-15000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc2.537.5 A2403708575481.9871715EVR500-15000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc500Vdc333 A2403708575481.9871815EVR400-15000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc450Vdc444 A2403708575

26、481.9871920EVR700-20000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc2.730 A2403708575482.6502020EVR500-20000CVIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc500Vdc444 A2403708575482.6502120EVR700-20000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc750Vdc444 A50041085174251.1482220EVR500-20000VIENNA兩組二電平LLC全橋串聯(lián)200Vdc500Vdc660 A2403708575482.6502315R50030G1交錯式

27、PFC兩組二電平三相交錯LLC串聯(lián)200Vdc500Vdc036 A206470838036.061.8672415R75020G1交錯式 PFC兩組二電平三相交錯LLC串聯(lián)300Vdc750Vdc024 A206470838036.061.86725艾默生15ER75020TVIENNA三電平 LLC半橋200Vdc750Vdc022 A45046087180090.8332615ER75020T2VIENNA三電平移相全橋50Vdc750Vdc025 A215395847133.72.10327盛弘15ser750-20VIENNA三電平 LLC全橋200Vdc750Vdc020 A220

28、425132123421.2152815SR450-30VIENNA三電平 LLC全橋200Vdc500Vdc033 A220425132123421.21529麥格米特15MR750-20VIENNA （兩管并）兩組二電平LLC全橋串聯(lián)250Vdc750Vdc0.521 A217436888325.861.8023010TH700Q15ND-AVIENNA兩組二電平三相交錯LLC串聯(lián)300Vdc750Vdc015 A220396.5857414.551.34931通合電子10TH500Q20ND-AVIENNA兩組二電平三相交錯LLC串聯(lián)200Vdc500Vdc020A220396.5857

29、414.551.3493220TH500Q40ND-AVIENNA兩組二電平三相交錯LLC串聯(lián)200Vdc500Vdc040A220396.5857414.552.697各主流充電機(jī)模塊的型號、技術(shù)方案，技術(shù)參數(shù)和尺寸等相關(guān)參數(shù)如下表所示: 二、充電模塊的主流拓?fù)?、前級PFC的拓?fù)浞绞剑海?）三相三線制三電平 VIENNA:E1LIS+lla0UboUCoLhDE-DC亠"Tai"7s*3 -jiTT "TsblrSMTl lic cFT3DA-BB-DC-ft 1.uTTBLIS-目前市場上充電模塊主流的PFC拓?fù)浞绞饺缟蠄D所示：三相三線制三電平VIENNA,

30、英可瑞，英飛源，艾默生，麥格米特，盛弘，通合等均采用此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。此拓?fù)浞绞矫肯嗫梢?等效為一個BOOST電路。由于VIENNA整流器具有以下諸多優(yōu)點，使得其十分適合作為充電機(jī)的整流裝置的拓?fù)洹?、 大規(guī)模的充電站的建設(shè)需要大量的充電機(jī)，成本的控制十分必要， VIENNA整流器減少了功率開關(guān)器件個數(shù)同時其三電平特性降低了功率開關(guān)管最大壓降，可以選用數(shù)量較少且相對廉價的低電壓等級的功率器件，大大降低了成本；2、 功率密度即單位體積的功率大小也是充電機(jī)的重要指標(biāo)，VIENNA整流器控制頻率高 的特點使電感和變壓器的體積減小，很大程度上縮小了充電機(jī)的體積，提高了功率密度；3、 VIENNA整流器的高功

31、率因數(shù)和低諧波電流，使充電機(jī)不會給電網(wǎng)帶來大量的諧波污染，有利于充電站的大規(guī)模建設(shè)。因此，主流的充電模塊廠家均以VIENNA整流器作為充電機(jī)的整流裝置拓?fù)洹?、每相兩個MOS管是反串聯(lián)，不會像 PWM整流器那樣存在上下管直通的現(xiàn)象，不需 要考慮死區(qū)，驅(qū)動電路也相對容易實現(xiàn)。缺點：1、輸出中性點平衡問題：中性點電壓的波動會增加注入電網(wǎng)電流的諧波分量，中性點電壓嚴(yán)重偏離時會導(dǎo)致開關(guān)器件以及直流側(cè)電流承受過高電壓而損壞。因此必須考慮直流側(cè)中性點電位的平衡問題；2、能量只能單向傳遞。杭州中恒電氣自主研發(fā)使用的充電模塊采用的是兩路交錯并聯(lián)三相三線制三電平VIENNA的PFC拓?fù)浞绞?。控制方式：第一Vie

32、nna變換器的A相驅(qū)動信號與第二 Vienna變換器的A相驅(qū)動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180 °第一 Vie nna變換器的B相驅(qū)動信號與第二Vienna變換器的B相驅(qū)動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180° ；第一 Vienna變換器的C相驅(qū)動信號與第二 Vienna變換器的C相驅(qū)動信號同頻率同幅值、占空比各自獨立、相位錯開180。通過兩個變換器的并聯(lián)，使得開關(guān)管和二極管電流應(yīng)力降低一半，可使用傳統(tǒng)半導(dǎo)體器件；通過交錯并聯(lián)技術(shù)，總輸入電流波動減小，從而減少電磁 干擾，減小濾波器體積；用兩個分散的發(fā)熱器件代替一個集中的發(fā)熱器件，在總熱量沒增加的

33、基礎(chǔ)上可方便 PCB布局和熱設(shè)計。另外此拓?fù)湓谳p載時，可仍然實現(xiàn)輸入電流連續(xù)，減 少了干擾。（3 ）單相交錯式三相三線制三電平VIENNA:-®- *UbQ10F *-=Lc2thBUh-I尸 -ar匕LI華為使用的充電模塊采用的是單相交錯式三相三線制三電平VIENNA的PFC拓?fù)浞绞?。此拓?fù)浞绞綄⑷噍斎敕纸鉃槿齻€單相的交錯式的PFC電路，每個之間相互交差 120°。而每一路的驅(qū)動 MOS管相互交差180。這樣可以降低輸入紋波電流和輸出電壓紋波，從而 減小減小BOOST升壓電感的尺寸，減小輸出濾波電容的容量。同時降低EMI，縮減EMI磁性元器件大小，減小線路的均方根電流等

34、，提高整機(jī)效率。2、后級DC-DC的拓?fù)浞绞剑海?）兩組交錯式串聯(lián)二電平全橋LLC:(2)兩組交錯式并聯(lián)二電平全橋LLC:目前英可瑞，麥格米特的750V的充電模塊均采用的是兩組交錯式串聯(lián)二電平全橋LLC500V的充電模塊采用的是兩組交錯式并聯(lián)二電平全橋LLG優(yōu)點：1、 根據(jù)母線電壓，將分成上下兩個全橋的LLC控制，可以在不增加開關(guān)管應(yīng)力的情況 下，使用成熟的二電平全橋 LLC控制電路；2、 采用全橋LLC算法，可以實現(xiàn)整流二極管的零電流關(guān)斷，提高效率，減小EMI;3、輕載特性比較好。缺點：通過調(diào)節(jié)頻率實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)，難以實現(xiàn)輸出電壓的寬范圍調(diào)節(jié)，諧振電感和變壓 器設(shè)計困難，開關(guān)頻率不固定，

35、難以實現(xiàn)更大容量。(3 )三電平全橋移相 ZVS:ft ft英飛源、維諦技術(shù)(原艾默生)采用的這種三電平全橋移相ZVS1、 采用三電平技術(shù)，可以減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力，從而使用650V的MOS管，提高整 機(jī)開關(guān)頻率，減小輸出濾波電感的尺寸；2、移相全橋技術(shù)可以實現(xiàn)輸出電壓的寬范圍調(diào)節(jié)，同時輸出電壓紋波小；3、變壓器不需要開氣隙，有利于磁性元器件的功率密度的提升；4、容易做在大功率，大容量。不足之處：1、輕載時，滯后臂不容易實現(xiàn)軟開關(guān)；2、 整流二極管為硬開關(guān)，反向恢復(fù)電壓尖峰高，EMI大；3、占空比丟失。(4)三相交錯式LLC:華為，通合電子采用的這種三相交錯式LLG該轉(zhuǎn)換器包含3個普通LLC諧

36、振DGDC轉(zhuǎn)換器,每個轉(zhuǎn)換器分別以 120。相位差運(yùn)行。輸出電容的紋波電流得以顯著減小，提高功率密度。 變壓器可以由3個小尺寸的磁性組合，減小整機(jī)的高度。但是其控制復(fù)雜。(5)三電平全橋LLC:盛弘電氣，茂碩電源采用三電平全橋LLC(6)兩組交錯式串聯(lián)二電平全橋移相ZVZCS(7)兩組交錯式并聯(lián)二電平全橋移相ZVZCS兩組交錯式串聯(lián)二電平全橋移相 ZVZCS兩組交錯式并聯(lián)二電平全橋移相 ZVZCS兩種方案跟上述（1） （2）的結(jié)構(gòu)方式類似，只是采用了不同的控制算法，一種為全橋LLC, 一種為全橋移相。優(yōu)缺點LLC拓?fù)湟葡嗤負(fù)鋬?yōu)點效率咼寬輸入、寬輸出調(diào)節(jié)范圍全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn) ZVS軟開關(guān)低輸出紋

37、波低的EMI電磁干擾易于實現(xiàn)次級側(cè)同步整流易于高壓電壓輸出易于大功率擴(kuò)展缺點輸出紋波大滯后臂難實現(xiàn)ZVS開關(guān)損耗大（但ZCS容易實現(xiàn)）諧振電感，變壓器設(shè)計困難整流二極管工作在硬開關(guān)，損耗大，反射尖峰電壓大難實現(xiàn)寬輸入和寬輸出調(diào)節(jié)副邊占空比丟失（ZCS漏感?。?、充電模塊技術(shù)要求和特點及發(fā)展方向序號名稱技術(shù)要求及特點發(fā)展現(xiàn)狀及方向1單模塊功率目前充電樁上使用的主流充電 模塊功率為單機(jī)15KW，少數(shù) 為單機(jī)10KW，如通合電子。1、從2014年的7.5KW，到2015年的恒流20A 15KW模塊， 到2016年的恒功率25A 15KW模塊的發(fā)展進(jìn)程；2、今年上半年英飛源， 英可瑞，通合電子，中興等廠

38、家均 已開發(fā)出20KW充電模塊樣機(jī)，并且尺寸跟15KW比較， 均為2U，只是深度部分廠家加長了。但很少正式運(yùn)用 到充電樁中長期運(yùn)行檢驗。 個人認(rèn)為20KW充電模塊只 是一個過渡產(chǎn)品。（只是對原有的15KW進(jìn)行了功率升 級）；3、目前優(yōu)優(yōu)綠源，金威源，新亞東方，麥格米特，飛宏均 已開發(fā)出了 30KW充電模塊樣機(jī)，但都處理測試階段。人個認(rèn)為30KW將會成為主流（1、30KW單機(jī)模塊平均 每瓦成本降低不少；2、30KW的尺寸有的是3U高度， 或2U高度+超過300的寬度，相對20KW模塊尺寸增加 不大；3、充電樁肯定是向大功率方向發(fā)展，如350KW和400KW，相對單機(jī)15KW模塊，30KW模塊數(shù)量

39、減小 一半，充電樁可靠性高）。1、國網(wǎng)發(fā)布2017版電動汽車充電設(shè)備供應(yīng)商資質(zhì)能力 核實標(biāo)準(zhǔn)指出 直流充電機(jī)輸出電壓范圍為200V750V，恒功率電壓區(qū)間至少覆蓋400V500V和600V750V。因此，各模塊廠家均為模塊升級成2寬輸出電壓市場主流模塊分為 200Vdc500Vdc 和 200Vdc750Vdc。200Vdc750Vdc且滿足恒功率的要求；2、 隨著電動汽車?yán)m(xù)航里程的增加，以及車主對縮減充電時間的愿望，大功率充電即350KW, 1000V將成為必然的 發(fā)展方向。因此，模塊輸出電壓會增加到1000V。3、目前英可瑞已開發(fā)出1000V, 15KW的模塊機(jī)樣，麥格 米特已開發(fā)出950

40、V, 30KW的模塊機(jī)樣。3寬輸入電壓市場主流模塊的輸入電壓范圍 為 380土 20% （ 305456VAC）, 頻率范圍為4565Hz。而英可瑞，英飛源等廠家的輸入電壓范圍標(biāo)稱：（260530VAC）個人認(rèn)為輸入電壓范圍為380± 20妝305456VAC）,頻率范圍為4565Hz就可以滿足充電樁的現(xiàn)場應(yīng)用，不必擴(kuò)展更 寬的輸入電壓范圍。4高頻化市場上目前前級 PFC的開關(guān)頻 率在4060KHZ之間，后級移相 全橋固定頻率均在 100KHZ以 下，而全橋LLC的主諧振點頻率也在100KHZ以下。隨著單機(jī)模塊功率的加大，而體積又不能成比例增大的情 況下，不管是前級 PFC還是后級的

41、DC-DC,只有進(jìn)一步增 加開關(guān)頻率才能實現(xiàn)增大功率密度。5咼效率市場上所有廠家的模塊，基本 上峰值效率在 95%到96%左 右。隨著98%超高效率技術(shù)和寬禁帶器件在通信電源市場的成 熟，從技術(shù)角度考慮，將目前的充電樁模塊效率提升到98%是完全可能的。但從投資回報率考慮，效率為98%充電模塊毫無市場競爭力，因此，只有等到碳化硅和氮化鎵等器 件平民化之后，充電樁超高效率的模塊才能商業(yè)化。6散熱方式目前市場上所有廠家的模塊的 散熱方式均為強(qiáng)迫風(fēng)冷方式， 前進(jìn)風(fēng)后排風(fēng)的方式（風(fēng)機(jī)質(zhì) 里和壽命將會制約整機(jī)模塊的 壽命）。基于模塊故障率高的問題，一些廠家提出了水冷和封閉冷 風(fēng)道的想法。但就目前國內(nèi)充電樁

42、行業(yè)如此低毛利的現(xiàn)狀， 水冷充電模塊這種奢侈品基本可以審判死刑。7功率密度目前以15KW為主流模塊的功率密度2.0W/cm3在將來，直流充電樁為了滿足不冋場景充電的需求，體積 是一個比較重新的問題，對于模塊來說，盡可能做出超高 功率密度的模塊，這樣可以使體積更緊湊，節(jié)省占地面積。 預(yù)期功率密度為達(dá)到 3.0W/cm3。8布局方式1、目前市場上所有廠豕的模塊的都是后進(jìn)線后輸出方式；2、 尺寸多數(shù)為2U高度，絕大數(shù)都分上下兩塊電路板， 一塊為前級PFC板，另外一塊為DC-DC 板。每塊電路板的高度為 1U，上下疊加為2U的整機(jī)高度。但英可瑞，麥格米特是一塊2U的電路板；（英可瑞以開發(fā)出1U高度15

43、KW樣機(jī)）3、控制電路板英可瑞以插板方式，其他廠家都是跟主板一體；4、均是雙控制芯片，多數(shù)為雙DSP,麥格米特為 DSP+ARM方式；5、 輔助電源方式：（1）反激，取母線總電壓方式；（3）反激雙管，取母線上下兩電壓交錯 ；6、 顯示方式：（1） 3個發(fā)光二極管（運(yùn)行，故障，報警）；（2） 3個發(fā)光二極管+3位數(shù)碼管；7、 通信地址方式：（1）軟件ID自動識別：（2）硬件拔碼開關(guān)：（3）硬件8421數(shù)字編碼器。四、自主研發(fā)方案J.J,.'反謐取管拓卄/j lVRREC三相電壓采iff璋充電號電獸控制VrrnI甘線也疋心杠DABV F% 心脫bujsH stif *STV32F4I1VI

44、EHUMHlr 號L：.11UU)1,)1.: 1: .inn應(yīng)iUrll鳳反誡權(quán)塊對外離口CA>ljL'i Ji i I11 r ;:下半郃醐功悄號DM?咋U蛆紐F2677PllI1”1汽遼科If. i 丿瑞川用遲g建亠】門輸出電壓 電ift采樣 皿示棱權(quán)口1、初步方案:序號項目初步方案1單機(jī)功率開發(fā)20KW機(jī)樣，輸出電壓范圍為200V750V，恒功率電壓區(qū)間覆蓋400V500V和600V750V。電氣間隙和爬電距離按1000V電壓等級設(shè)計，以便于后期擴(kuò)容擴(kuò)壓。2模塊尺寸初步限定：寬*深*高 250*400*88mm3前級PFC拓?fù)涑Ｒ?guī)的三電平 VIENNA拓?fù)洌ㄆ骄娏魉惴?

45、+中點平衡+電壓前饋）MOS管 和二極管均采用雙管并聯(lián)方式，以便于后期擴(kuò)容。4后級DC-DC拓?fù)鋬山M交錯式串聯(lián)二電平全橋移相ZVZCS拓?fù)?。上下母線各以 10KW功率設(shè)計，兩組進(jìn)行交錯式串聯(lián)。5布局分上下兩塊主功率板：1、前級PFC功率主板+輔助電源電路；高度 1U;2、后極DC-DC功率主板+控制板；高度1U;3、兩板之間信號通過牛角排線方式連接。6控制芯片單一雙核 DSP F28377D+2個UCC2895 （兩芯片時鐘相位差 180度）7顯示方式4位數(shù)碼管方式，通過一個按鍵切換輸出電壓和電流的顯示以及故障代碼8通信地址方式硬件設(shè)置，6位拔碼開關(guān)，063,最大支持64個模塊并聯(lián)9散熱方式采

46、用2個四線制超高速 PWM調(diào)速直流風(fēng)扇。12V/2.5A10溫度采樣支持4路溫度采樣電路11CAN通信隔離型CAN通信接口，用于用戶數(shù)據(jù)交互，數(shù)字均流和數(shù)據(jù)傳輸。12RS232通信用于本地程序更新13內(nèi)置泄放電路模塊停機(jī)后自動泄放電解電容能量。14輔助電源輸入電壓取自上下母線電壓，采用雙管交錯式反激方式。15開關(guān)頻率前級PFC開關(guān)頻率50KHZ,后級DC-DC開關(guān)頻率暫定70KHZ2、控制板配置方案對比湘牡苗*樣RBSA 1 -4SRLSCI-busLQilIfj :；Q- 111川i ar>-d 1Qi:" 1''1!F I ' 1洞；州W也琳中HS忡

47、5衍蠅電“1斤FIJ5EI Ct SUHU. it |rr pKuA M 13：(時L3上半郃期動酋號t_F李部葛耳I信號麗回mmFKn1.r-U'_一也電HM=ii"A；、(iM) A. ICI I即 CAXil jfcHF2S37TDU1盯Iiui嚴(yán)歸_ W艸葩蠱聲淋樣 止;j呈4；噸溶口O皚詼吋外hui輸;I rfelh電泄采樣TfTYfffl5RS23*"'怡樣口 信接口VuoinnDt)方案1: DSP+ARM方案(>"TblSA1-1-1fl 1F：丸! 1.'!酗制TIEW.*；.朮：；枷電紂栗ir-匸：斑電腫0叭小訂卄

48、 jeIrt"利沖H thinr i'if 曲口 ;郵3打OOAflW方案2: DSP+ARM方案方案對比：如下表序號類型方案1 : DSP+ARM方案方案2: DSP+ARM方案1簡述方案1米用單板結(jié)構(gòu)方式，核心板：雙核DSP F28377+STM32F407, DSP負(fù)責(zé) PFC和 DC-DC 的控制以及 CAN通信。STM32F407負(fù)責(zé)數(shù)據(jù) 的存儲與傳輸方案2米用雙板結(jié)構(gòu)方式，PFC控制板米用DSP F28026只負(fù)責(zé)PFC的相關(guān)控制。DCDC 控制板米用DSP F28035負(fù)責(zé)DC-DC的控制， 同時負(fù)責(zé)CAN通信，風(fēng)扇控制等。2成本對比DSP F28337D 132元；STM32F407 43 元；FLASH16元；RAM 15元；以太網(wǎng)驅(qū)動 6元；3個RJ45 18元。總計：230元DSP F28026 30元；DSP F28035 37元；DA轉(zhuǎn)換器35元?？傆嫞?02元3優(yōu)點1、便于公司控制硬件平臺建立，擴(kuò)展其他產(chǎn) 品。2、具備數(shù)據(jù)存儲和傳輸功