現(xiàn)代測控電子技術94447PPT課件

1、 分光光度計的理論基礎是郎伯-比爾定律，也稱為光的吸收定律。當一束平行單色光照射到均勻的非散射的溶液上時，光的一部分被吸收，一部分透過溶液，還有一部分被反射。 第1頁/共130頁 定義透過光的強度與入射光的強度之比為透光度TIt為透過樣品的光強， I0為透過空白參考溶液的光強。 T越大，說明溶液的透光程度越大。 由于透光度T與溶液的濃度C之間沒有線性關系，定義吸光度A為透光度T的負對數(shù)。0tIIT 第2頁/共130頁 式中，K為吸光度系數(shù)，C為溶液濃度，L是液層厚度。 這就是郎伯比爾定律。此式表明：當液層厚度固定時，溶液的吸光度與溶液的濃度成正比，這一關系稱作比爾定律。當濃度固定時，溶液的吸光

2、度正比于液層厚度，這一關系稱作郎伯定律。KCLTAlog第3頁/共130頁 分光光度計的組成框圖如圖6.1.1所示。光源燈發(fā)出的光經單色器色散后，變?yōu)閱紊?。此單色光透過比色皿內的待比色溶液，照射到光電管上。光電管將這一隨溶液濃度不同而變化的光信號轉換成電信號，再經放大器放大后，由A/D轉換器轉換成數(shù)字量并顯示。第4頁/共130頁圖6.1.1 分光光度計的組成框圖第5頁/共130頁 測量放大電路如圖6.1.2所示。圖中A1構成微電流放大器，輸入是光電管經透射光照射后產生的光電流，光電流經電阻R1轉換成電壓。該電壓經同相放大后輸出VOT，VOT是與透光度成正比的電壓，其值為1o34OT)RP21

3、 (RIRRV第6頁/共130頁圖 6.1.2 分光光度計測量放大電路第7頁/共130頁式中Io是光電管產生的光電流，微電流放大器的增益變化范圍為310，用以調節(jié)透光度的滿度值100%T。 當光電管受白光照射時，調節(jié)電位器RP2，使VOT=1000mV，即代表此時透光度為滿度值100%T。穩(wěn)壓管D1、D2，電阻R2、R12、R13及電位器RP1組成調零電路，用以補償光電管的暗電流，在無光照射光電管時調節(jié)RP1，使VOT=0，即0%T。 第8頁/共130頁 由于吸光度與透光度成負對數(shù)關系，因此將VOT進行對數(shù)放大后即可得到與吸光度成比例的電壓VOA，其值為由于對數(shù)放大器LOG101的電流輸入范圍

4、是100pA3.5mA，因此對應的吸光度測量也有相應的范圍。8106RP35OTOARP4/logV)1 (RRRVRVV第9頁/共130頁 本電路吸光度的測量范圍是01.999(A)，對應的透光度是100%1%(T)。當透光度是100%時，調節(jié)電位器RP3，使VOA=0V；當透光度是1%時，VOT=10mV，此時LOG101輸出為3V，調節(jié)電位器RP4，使VOA=1.999V。 至此，實現(xiàn)了吸光度的測量。第10頁/共130頁 濃度因與吸光度成正比，本電路規(guī)定濃度的測量范圍是01999,因此其輸出放大器的參數(shù)與吸光度測量的輸出放大器相同，調整方法也相同，輸出電壓為 電路中通過轉換開關分別輸出透

5、光度、吸光度和濃度，其輸出接入后續(xù)A/D轉換電路即可實現(xiàn)三項參數(shù)的數(shù)字測量。A/D轉換電路見圖6.1.3。9116RP35OTOCRP5/logV)1 (RRRVRVV第11頁/共130頁圖 6.1.3 分光光度計A/D轉換電路第12頁/共130頁根據(jù)ICL7106的轉換關系有：測量透光度時Vin=01000mV，讀數(shù)N為01000，將小數(shù)點設置在十位即可實現(xiàn)透光度的直讀。測量吸光度時Vin=01.999V，讀數(shù)N為01999，將小數(shù)點設置在千位即可實現(xiàn)吸光度的直讀。測量濃度時Vin=01.999V，讀數(shù)N為01999，將小數(shù)點設置在個位即可實現(xiàn)濃度的直讀。REFin1000VVN 第13頁/

6、共130頁 光電心率檢測器由光電脈搏傳感器、測量放大電路及頻率測量電路構成。光電脈搏傳感器見圖6.1.4 。使用時拇指完全蓋住透光窗口， 光源XD的光經血液反射，由光敏電阻RG接收，被轉換成電脈沖，心臟每搏動一次傳感器發(fā)出一個脈沖。第14頁/共130頁圖 6.1.4 光電脈搏傳感器示意圖第15頁/共130頁圖 6.1.5光電心率檢測器測量電路第16頁/共130頁 圖6.1.5是測量電路，上半部分電路將脈搏信號轉換成電脈沖信號，下半部分是計數(shù)電路，把脈沖信號變換成心率。 當脈搏波到來時，拇指充血，由此產生的反射光照射到光敏電阻RG上時，其電阻變小，使T2的基極電位上升， 射極輸出高電位。 在脈搏

7、波的間歇，無反射光照射到光敏電阻RG上，其電阻變大，使T2的基極電位下降，射極輸出低電位。第17頁/共130頁 T2的射極輸出端獲得的是與脈搏波相應的正向脈動信號輸出。該信號經隔直電容C1隔離直流后由運算放大器A1和電壓比較器A2整形成與脈搏波同頻率的方波信號。 由于心率是每分鐘心臟搏動的次數(shù)，為了提高測量速度縮短測量時間，將脈搏脈沖倍頻60倍，然后在1秒鐘內對脈搏脈沖計數(shù)，所計脈搏數(shù)即為要求測量的心率。第18頁/共130頁 圖6.1.6為甲烷氣體 CH4濃度檢測電路，傳感器為半導體氣敏傳感器，電阻Rs隨CH4濃度的增加而減小，典型值是CH4濃度為100010-6時，Rs為14.0k；CH4濃

8、度為1000010-6時，Rs為4.2k。第19頁/共130頁圖6.1.6 甲烷氣體 CH4濃度檢測電路第20頁/共130頁 圖中7805用于給傳感器加熱，當溫度穩(wěn)定后開始工作，基準電壓模塊為REF-03，其在電位器Rp1的兩端產生2.5V的基準電壓，從而產生傳感器的恒定供電電流I，I約為0.5 mA，電流的大小可通過調節(jié)Rp1的大小調節(jié)。 運放A2用于隔離傳感器與后續(xù)線性化電路，其輸出為IRs，表示CH4的濃度，與濃度的變化趨勢相反。第21頁/共130頁 為了使電路的輸出與濃度成正比，采用AD538線性化，根據(jù)圖的接法及AD538的運算關系有電路的輸出為2s22sxzyo1V1V1RIIRV

9、VVVm2s22p33out11RIRRRV第22頁/共130頁 調節(jié)方法如下：將傳感器置于已知體積的房間里，房間里注入確定濃度 (100010-6) 的CH4氣體，調整電位器Rp1，使輸出Vout=1.0V。然后將CH4的濃度增加到1000010-6，調整電位器Rp3，使輸出Vout=10.0V。反復調整多次，使結果滿意為止。第23頁/共130頁 熱敏電阻是溫度測量的常用傳感器，以NTC型MF58- 104-3990熱敏電阻作為溫度測量的傳感元件，其溫度測量范圍為-55+200，測量精度1，并具有耐高溫焊接,穩(wěn)定性好，漂移小, 體積小，便于貼片安裝等特點。第24頁/共130頁該熱敏電阻阻值與

10、溫度的關系為：式中R0是熱力學溫度為T0時的阻值，T0為基準溫度，通常以298.15K（25）為基準溫度；為熱敏電阻常數(shù)。R0=100k，=3990。熱敏電阻的溫度與電阻的關系是非線性的，作為溫度測量元件其輸出信號必須進行線性化處理。)11(exp00TTRRT第25頁/共130頁電路見圖6.1.7所示。圖6.1.7 基于熱敏電阻的溫度測量信號電路第26頁/共130頁電路由兩級電路構成，第一級為對數(shù)比放大器，第二級為除法電路，第一級輸出為經過對數(shù)運算，熱敏電阻的阻值與溫度的指數(shù)關系轉換成電壓與溫度的反比關系。0000505TT5o1434. 0)/exp()/exp(ln434. 0)/exp

11、()/exp(lg)/exp()/exp(10lg10lg/V110/V1lgTTTTTTTTRRRV第27頁/共130頁再對Vo1作倒數(shù)運算即可實現(xiàn)溫度與電壓的線性關系。令Vo=kT，即82. 57 .1734/3 . 2o10o1VTVT82. 57 .1734ko1oVV第28頁/共130頁這樣，Vo與被測溫度成線性關系，根據(jù)AD534的運算關系，由圖中連線可得分別調節(jié)電位器Rp1與Rp2使VX1=-5.82V，VZ1=173.47mV，故有X2o1Z1oV10VVVV)V(82. 57347. 1V10o1X2o1Z1oVVVVV第29頁/共130頁電路的實際測試結果見下表。被測溫度(

12、)絕對溫度(K)輸出電壓Vo(mV)-10263.15263.200273.15273.1810283.15327.9620293.15293.0630303.15303.0440313.15313.0250323.15322.99第30頁/共130頁 結果顯示，電路的非線性誤差小于0.5%，較好地消除了熱敏電阻測溫時的非線性。第31頁/共130頁 壓阻傳感器是利用晶體的壓阻效應制成的傳感器，其構造是在硅彈性膜片上，用集成電路的擴散技術在一定晶向上制作四個壓力敏感電阻，將它們連接成惠斯登電橋的形式,就構成了基本的壓阻全橋傳感器。第32頁/共130頁 壓阻式壓力傳感器受溫度的影響表現(xiàn)在零點溫度漂

13、移和靈敏度溫度漂移兩個方面。在具體的應用電路當中，必須采取措施進行溫度補償。 圖6.1.8是壓阻式壓力傳感器的典型應用電路，圖中FPM-05PG為壓阻式壓力傳感器，電路輸出以大氣壓為基準，輸出電壓在1個標準大氣壓時為0mV，1mmHg時輸出10mV。第33頁/共130頁圖6.1.8 壓阻式壓力傳感器的典型應用電路第34頁/共130頁 A1、D1、T1和R2構成恒流源電路對電路供電。D1的輸出電壓VD1加在R1上，恒流源電流I由VD1/R2決定，其值為I=1.5mA。 傳感器的溫度特性包括由于溫度變化使零位輸出移動的零位溫度特性，以及壓力靈敏度隨溫度變化的靈敏度溫度特性。FPM-05PG的靈敏度

14、隨溫度變化非常小，故測量電路中僅設置了由D3和A2構成的零點溫度補償電路，其原理是利用硅二極管的負溫度系數(shù)補償傳感器的正溫度系數(shù)。第35頁/共130頁 實驗表明，傳感器FPM-05PG的零位溫度特性為0.25 mV/，故選用溫度特性為-2.0-2.5mV/的二極管作為溫度補償元件。 A2輸出經過調節(jié)RP1可獲得具有正溫度系數(shù)的電壓，該電壓加至輸出運算放大器A4的同相輸入端，傳感器FPM-05PG的輸出經AD620差動放大10倍后得到具有正溫度系數(shù)的電壓，該電壓加至輸出運算放大器A4的反相輸入端，兩個具有正溫度系數(shù)的電壓經輸出級相減后輸出。第36頁/共130頁 只要調節(jié) RP1即可使傳感器FPM

15、-05PG的零位溫度特性被補償。 當傳感器加上1.5 mA恒定電流時，其輸出約為0.17mV/1mmHg，為了使電路的輸出電壓與壓力的關系為10mV/1mmHg，后續(xù)放大電路的增益應為60。該增益由運放A3和A4構成的兩級差動放大電路實現(xiàn)。電路中RP2用于傳感器在零壓力時測量電路的輸出調零，RP3用于調節(jié)電路的滿度輸出。第37頁/共130頁 將壓力傳感器輸出的電壓信號轉換成420mA電流輸出是工業(yè)領域中遠距離測量壓力的常用方法，將壓力傳感器與420mA轉換電路集即構成420mA壓力變送器。圖6.1.9即是420mA壓力變送器的典型電路。第38頁/共130頁圖6.1.9 420mA壓力變送器電路

16、第39頁/共130頁 電路中壓力傳感器是MPX2100，420mA轉換電路采用集成芯片XTR101實現(xiàn)。電路中，4mA電流對應于零壓力，20mA電流對應于滿量程壓力。 XTR101的引腳10和11是兩個1mA的參考恒流源輸出，兩個電流并行流入帶溫度補償?shù)姆€(wěn)壓管LM129和壓力傳感器中，LM129的穩(wěn)定電壓是6.9V，該電壓即作為壓力傳感器的供電電源。第40頁/共130頁根據(jù)傳感器的特性，在該電壓下傳感器的滿量程輸出電壓為傳感器的輸出電壓直接加至 XTR101的輸入端（引腳3和4），引腳5和6之間的電阻R1和電位器RP1用于確定并調節(jié)輸出電流的滿度值，輸出電流Io由引腳7輸出，其值為mV6 .2

17、7V10mV40V9 . 6oFSVin1o)1RP40016. 0(mA4VRI第41頁/共130頁式中Vin為芯片的輸入電壓，也即傳感器的輸出電壓。當傳感器輸出為零時，電路的輸出電流為4mA，若有誤差可調節(jié)電位器RP2消除。當傳感器滿量程輸出時，Vin=27.6mV，調節(jié)電位器 RP1使輸出電流為20mA。 XTR101要求兩個1mA的參考恒流源的電流應流入引腳7，引腳3和引腳4的電位應大于引腳7的電位4V6V，也即芯片的共模輸入電壓為4V6V，由于傳感器的共模電壓為電源電壓的一半即3.45V，為此串入一電阻R2，提高芯片的共模輸入電壓，使之滿足要求。 第42頁/共130頁 為降低芯片的功

18、耗，在芯片的外部需要并聯(lián)一晶體管T1，T1與芯片內部的晶體管并聯(lián)，分流內部晶體管的電流，保證了芯片內部的熱穩(wěn)定性。二極管D1用于在引腳7和8之間的出現(xiàn)反極性電壓時保護芯片不受損壞。 在壓力的測量端，接入負載電阻RL，電阻的數(shù)值可根據(jù)采樣A/D轉換器的輸入要求確定，如要求輸入的滿量程電壓為5V，則應取RL=250，此時A/D轉換器的輸入電壓范圍是1V5V。第43頁/共130頁 土壤濕度測量電路見圖6.1.10，傳感器RH是硅濕敏電阻，它在25時響應時間小于5秒，檢測土壤含水量范圍為0100%。第44頁/共130頁圖6.1.10 土壤濕度測量電路第45頁/共130頁 濕敏電阻具有負濕度系數(shù)，濕度下

19、降，其電阻加大，濕度上升，其電阻減小。電路中濕敏電阻接在晶體管T1的集電極與基極之間，其電阻值的變化將改變基極電流，從而改變發(fā)射極的電流，進而改變電阻R2上的壓降，也即改變了后續(xù)同相放大電路的輸入電壓，電路的輸出電壓也因此改變。因此，電路的輸出與濕度成比例關系。第46頁/共130頁 當濕度下降時，RH升高，T1的基極電流減小，射極電流減小，R2上的壓降下降，經R5和R7分壓后，放大器的同相輸入電壓下降，Vo下降。當濕度上升時，RH減小，T1的基極電流加大，射極電流加大，R2上的壓降上升，經R5和R7分壓后，放大器的同相輸入電壓上升，Vo上升。只要電路參數(shù)設置合理，輸出電壓即可表示濕度。第47頁

20、/共130頁 電路中電位器RP1的作用是調零，當濕度為零時，調節(jié)RP1使輸出Vo=0；RP2的作用是調節(jié)滿度，當濕度為100% 時，調節(jié)RP2使輸出電壓Vo=10V，即完成了電路的調節(jié)。 為了提高檢測靈敏度，T1管應選擇高管。第48頁/共130頁 圖6.1.11 是濕度控制儀電路，非門G1、G2，電阻R1電容C1構成阻容RC多諧振蕩器，其振蕩頻率為4.55(kHz)455. 011CRf第49頁/共130頁圖6.1.11 濕度控制儀電路 第50頁/共130頁 振蕩器輸出的4V電壓經RP1、RH分壓，D1整流，再經R2、RP2分壓后連接至T3的基極。 RH為具有負濕度系數(shù)的濕敏電阻，當濕度下降時

21、，RH阻值增大，其分壓也增大,T3的基極電位升高，T3導通，集電極電位下降，T4截止，繼電器J2釋放，LED2熄滅，J2控制的抽濕設備斷電，停止工作。此時T1、T2導通，LED1點亮，繼電器J1吸合,使加濕設備通電工作，開始加濕。第51頁/共130頁 隨著加濕的進行，濕度逐漸增大，RH阻值下降，其分壓也下降,T3的基極電位下降，T3過渡至截止,集電極電位上升，T4導通，繼電器J2吸合，LED2點亮，J2控制的抽濕設備通電，開始抽濕。此時T1、T2截止，LED1熄滅，繼電器J1釋放，使加濕設備斷電，停止工作。 上述過程自動重復進行，使?jié)穸瓤刂圃谝蟮姆秶鷥取５?2頁/共130頁 電路中設置兩級電

22、位器(RP1、RP2)分壓的目的是：操作人員可以根據(jù)要求的被控制濕度的濕度值，調節(jié)分壓系數(shù)，改變T3的基極電位，使儀器根據(jù)設定的濕度值啟停加濕或除濕設備，確保濕度控制在要求的數(shù)值范圍內。第53頁/共130頁 以一維PSD說明其工作原理，圖6.1.12是一維PSD結構圖。當入射光點照射到PSD光敏面上某一點時，將產生一總的光生電流I0。由于入射光點到信號電極間存在橫向電勢，光電流將分別流向兩個信號電極，從而從信號電極上分別得到光電流I1和I2。第54頁/共130頁圖6.1.12一維PSD結構圖第55頁/共130頁 顯然，I0=I1+I2，而I1、I2的大小取決于入射光點的位置到兩個信號電極間的等

23、效電阻與電極負載電阻RL之和，當RL遠小于等效電阻時，I1、I2與等效電阻成反比,因此也與入射光點到兩個信號電極的距離成反比，則有xxLII21第56頁/共130頁由于I0=I1+I2聯(lián)立，可得由上兩式可知，只要檢測出兩個信號電極的電流，即可確定入射光點的位置。LxLII01LxII02第57頁/共130頁 用一維PSD檢測距離時可利用三角測距的原理，如圖6.1.13所示，設測距范圍為L1(mm)到L2(mm)，投光透鏡與聚光透鏡的光軸間距離為B(mm) ，聚光透鏡與PSD受光面間距離為f(mm)，則有11LBfx 22LBfx 第58頁/共130頁圖6.1.13一維PSD測距原理圖第59頁/

24、共130頁結合I2的表達式可得因此，只要測量出I0與I2的比值即可測得距離Lx，據(jù)此可以設計出相應的測量電路，實際電路見圖6.1.14所示。 PSD的反向偏置電壓由兩個2k的電阻組成的1/2分壓器組成，反向偏置電壓為2.5V。20IILBfLx第60頁/共130頁圖6.1.14一維PSD測距實際電路第61頁/共130頁 電極電流I1、I2分別經2M的反饋回路電阻轉換成電壓V1和V2，V1直接接至差分放大器的同相輸入端，V2經反相后接至差分放大器的反相輸入端，差分放大器實現(xiàn)了兩路信號的相加 由電流I2轉換而得的電壓V2經兩次反相后得到Vo1，其值為2MM2)(021o2IIIVM22o1KIV第

25、62頁/共130頁式中K是由A5構成的反相放大器的閉環(huán)增益。 兩路信號經采樣/保持器采樣后接至除法器，除法器由集成乘法器 AD534構成，輸出電壓為將Lx的表達式代入得)mV(10000)mV(1000020o1o2oKIIVVV)mV(10000oxLKBfLV 第63頁/共130頁式中B、L、f為已知量，分別是B=50mm，L=2mm，f=12mm。故 只要使K=33.33即可實現(xiàn)距離的直讀，調節(jié)圖中的電位器RP1和RP2即可實現(xiàn)K=33.33，RP1用于調節(jié)測量距離的下限，RP2用于調節(jié)測量距離的上限，這樣圖示電路便實現(xiàn)了距離的測量。)mV(33.33oxLKV 第64頁/共130頁 紅

26、外 LED發(fā)光控制電路的工作原理是：經電極電流轉換得到的Vo2加至電壓比較器A6的同相比較端，比較器的反相端接一比較電平，電平值應保證VV+使A6輸出高電平，其值與I02M有關，應根據(jù)PSD的指標及I/V電路參數(shù)確定。 定時脈沖控制T3和T4的通斷，當脈沖為低電平時T3截止，A6輸出的高電平先使T2導通,進而使T1導通，紅外LED獲得電流發(fā)光，PSD即產生電極電流。第65頁/共130頁 與此同時，T4也截止，LF398的采樣/保持控制端為高電平，S/H處于采樣狀態(tài)，采樣與電極電流成比例的電壓信號，并輸出至后續(xù)除法電路輸出距離信號。當脈沖為高電平時T3導通，短路了A6輸出的高電平，使T2截止，進

27、而使T1截止，紅外 LED無法獲得電流而發(fā)光，PSD不產生電極電流。與此同時，T4也導通，LF398的采樣/保持控制端為低電平，S/H處于保持狀態(tài)，后續(xù)除法電路輸出原先的距離信號，以保持輸出的連續(xù)性。第66頁/共130頁 超聲波測距的原理是檢測超聲波發(fā)送時刻與接收時刻之間的時間差，再依據(jù)超聲波的傳播速度得到距離。圖6.1.15是超聲波測距電路的例子。 檢測電路由超聲發(fā)射電路和超聲接收電路兩部分組成。電路的上半部分為超聲發(fā)射電路，下半部分為超聲接收電路。第67頁/共130頁圖6.1.15超聲波測距應用電路第68頁/共130頁 振蕩器由555電路組成，輸出受引腳4電平控制，為高時振蕩器振蕩，為低時

28、停振，其輸出頻率為 調整RP1可使振蕩頻率為40kHz。該振蕩信號經功率晶體管T1驅動脈沖變壓器T放大后驅動超聲發(fā)射器發(fā)出超聲波。調整RP1可使振蕩頻率為40kHz。121o)RP1(2443. 1CRRf第69頁/共130頁 振蕩器的復位信號由雙穩(wěn)電路控制，雙穩(wěn)電路的R、S端分別受六分頻器的輸出及低頻脈沖發(fā)生器的輸出控制。低頻脈沖發(fā)生器是在典型的阻容式振蕩電路的基礎上加了一個電阻R4和二極管D1構成,它們使電路處于高電平的時間縮短，因此其輸出是一系列短促的窄正脈沖，其振蕩頻率是 Hz92 . 2123CRf第70頁/共130頁 六分頻器由CD4017構成，其時鐘輸入端接555電路的輸出，即時

29、鐘頻率為40kHz，復位端R與Q5輸出端短路,并作為分頻器的輸出及雙穩(wěn)電路的R輸入。 在R=“0”時，CD4017在時鐘脈沖的作用下Q0Q9依次輸出高電平，當R=“1”時全部輸出清零。這里當Q5=“1”時R=“1”，下一個時鐘到來時輸出又從Q0開始依次輸出“1”，因此每輸入6個時鐘脈沖，Q5端輸出一個高電平，實現(xiàn)了6分頻。第71頁/共130頁 這樣雙穩(wěn)電路的R輸入脈沖頻率6.67kHz的脈沖波，S輸入是9Hz的窄脈沖波，S脈沖使雙穩(wěn)電路置位輸出“1”,R脈沖使雙穩(wěn)電路復位輸出“0”。 當雙穩(wěn)電路置位后，555輸出的第6個脈沖復位雙穩(wěn)電路，使555振蕩，直到下一個置位脈沖到來后再輸出5個脈沖。由

30、于置位脈沖頻率遠低于復位脈沖頻率，因此555振蕩器間歇性地輸出40kHz的脈沖波，每組5個脈沖，脈沖經脈沖變壓器放大提升功率后驅動超聲波發(fā)射器工作。第72頁/共130頁 超聲接收電路由交流放大器，比較器、6分頻電路,以及時間間隔與脈沖寬度轉換電路組成。 交流放大器為兩極反相交流放大器級聯(lián)構成總增益為80dB，將微弱的接收信號放大10000倍輸出給電壓比較器進行脈沖整形， 將脈沖波整形成CMOS電平的40kHz的超聲波接收脈沖，該脈沖波輸入給6分頻器分頻，作為時間間隔與脈沖寬度轉換電路RS雙穩(wěn)電路的復位信號。第73頁/共130頁 RS雙穩(wěn)電路的置位信號來自發(fā)射電路的6分頻器輸出，發(fā)射電路每發(fā)出5

31、個脈沖串的最后一個脈沖后將其置位。 接收電路每接收5個脈沖串的最后一個脈沖后將其復位，由此Vo是脈沖波，其高電平寬度等于發(fā)射波與接收波傳輸?shù)臅r間間隔。 因此本電路實現(xiàn)了超聲波傳輸時間至脈沖寬度的轉換，只要測量電路的輸出脈沖寬度就測量得到了超聲波從發(fā)射到接收的傳輸時間。第74頁/共130頁 脈沖寬度的測量采用在脈沖高電平的時間內用已知頻率的時鐘計數(shù)的方式即可實現(xiàn)，其原理框圖見圖6.1.16所示。圖6.1.16 脈沖寬度測量原理框圖第75頁/共130頁 設時鐘頻率為fck，計數(shù)器計數(shù)值為Nx，則所測量的時間間隔為 若超聲波的傳輸介質是空氣，溫度為常溫，則所測量的距離為ckfNTxck340fNTv

32、Sx第76頁/共130頁 機械轉軸轉速的測量對轉動機械的設計、安全提供了重要數(shù)據(jù)，如航空發(fā)動機、離心壓縮機、鼓風機、電動機等轉軸的轉速，都需要進行精確測量。 測量轉速行之有效的方法是用測試轉盤法或光電轉換法。 第77頁/共130頁 測試轉盤法是將有60個齒的鐵磁圓盤固定在被測轉軸上，磁電式傳感器（或渦流傳感器、霍爾傳感器等）固定在測盤的外緣，當鐵磁圓盤跟隨轉軸轉動時，傳感器的線圈產生感應電動勢，每轉過一個齒產生一個感應電動勢的峰波，通過測量感應電動勢的頻率就可以測量轉速。 第78頁/共130頁 光電轉換法是在轉軸上面畫60個白條或在轉軸的測盤上由圓心畫出60條白色的半徑，將光源發(fā)出的光照射到條

33、紋上，用光敏元件接收由條紋反射的反射光并轉換電脈沖，通過測量電脈沖的頻率就可以測量轉速。 第79頁/共130頁圖6.1.17 磁電式轉速傳感器示意圖 第80頁/共130頁 測量系統(tǒng)由磁電式轉速傳感器、前置放大整形電路、頻率測量電路組成。傳感器是由安裝在機軸上的60個齒的齒輪和安放在齒緣的鐵心線圈組成，鐵心由永磁材料制成。 鐵心線圈的永久磁體應盡量與齒輪靠近。當齒輪旋轉時靠近永久磁體的齒被磁化，使固定的線圈相對切割磁力線而產生感應電動勢，感應電動勢的大小與永久磁體的磁感應強度，線圈的匝數(shù)，永久磁體靠近齒的距離和轉速有關。 第81頁/共130頁 感應電動勢經放大整形后成為同頻率的方波脈沖，由頻率計

34、測量其頻率。設齒數(shù)為z，被測量轉速為n（周/分），則感應電動勢頻率為由于z=60，故被測轉速為 因此只要測量感應電動勢的頻率f，就可以測量得到轉速。60nzf fn 第82頁/共130頁圖6.1.18 基于ICM7216B芯片的轉速測量電路 第83頁/共130頁 圖中A1構成隔直放大電路，A2為比較器用于將放大后的脈動波形整形成標準電平的方波。ICM7216B構成頻率測量電路。自轉速傳感器輸出的脈動信號，由電容C1隔離掉脈動信號中的直流分量，并輸至運算放大器的同相輸入端，放大1+R2/R1倍后輸至過零比較器A2的同相輸入端，比較器的輸出即為TTL電平或5VCMOS電平的標準脈沖信號，其頻率與轉

35、速傳感器輸出脈沖的頻率相同。 第84頁/共130頁 渦輪式流量傳感器是利用放在流體中的葉輪的旋轉速度進行流量測量的一種傳感器。當葉輪置于流體中時，由于漿葉的迎流面和背流面流速不同，因此在流向方向形成壓差，所產生的推力使旋漿轉動。如果選擇摩擦力小的軸承來支撐葉輪，且葉輪采用輕型材料制作，那么可使流速和轉速的關系接近線性，只要測得葉輪的轉速，便可測量流體的流速，從而測量流量。第85頁/共130頁 葉輪的葉片可以用導磁材料制作，然后由永久磁鐵、鐵芯及線圈與葉片形成磁路。當葉片旋轉時，磁阻將發(fā)生周期性的變化，從而使線圈感應出脈沖電壓，此脈沖電壓的頻率f即與葉片轉速或流過管道的瞬時流量Q成正比，瞬時流量

36、Q的單位是升/秒（L/s），于是有關系式f=KQ，即第86頁/共130頁式中，K是渦輪式流量傳感器的流量系數(shù)，其單位是脈沖數(shù)/升。K值一般為小數(shù)點后帶兩位小數(shù)的4位數(shù)，在一定的流量范圍、黏度、溫度和壓力下，每個傳感器的K值為一常數(shù)，由廠家標定后向用戶提供。KfQ 第87頁/共130頁 單位時間內傳感器輸出的電脈沖數(shù)中含有的K值數(shù)，就是所測量的流量。由于K為具有小數(shù)位的實數(shù)，如果直接采用分頻器實現(xiàn)除K運算，只能先對K取整（小數(shù)點以下四舍五入），然后再進行除法，這樣將會引起較大測量誤差，且分辨力僅為1L/s。 第88頁/共130頁 為了實現(xiàn)小數(shù)除法，可以將計數(shù)的電脈沖值輸出給微處理器，由微處理器進

37、行軟件除法，從而實現(xiàn)流量測量。此法可以在一定程度上提高測量測量精度，但是，由于計數(shù)器無法實現(xiàn)小數(shù)計數(shù)，因此計數(shù)過程舍去的小數(shù)脈沖，并不能由微處理器補償，所以測量精度不能從本質上得到提高；另一方面，測量分辨力也無法提高。 第89頁/共130頁 解決上述問題的方法是，先根據(jù)流量系數(shù)K小數(shù)點以下的數(shù)據(jù)位數(shù)n，對傳感器輸出的電脈沖進行10n倍頻，然后再由計數(shù)器對倍頻后的脈沖進行計數(shù)，其結果等效為實現(xiàn)了小數(shù)計數(shù)。第90頁/共130頁 綜上所述，基于渦輪式流量傳感器精確測量流量的方法是，首先將傳感器輸出的電脈沖倍頻10n倍（n是流量系數(shù)K小數(shù)點以下的數(shù)據(jù)位數(shù)，一般取n=2），然后由計數(shù)器在單位時間內計數(shù)倍

38、頻后的電脈沖，得到原脈沖頻率100倍的頻率值，將該值除以100K即可得到所測流量。 第91頁/共130頁圖6.1.19 基于渦輪式流量傳感器的流量測量原理框圖 第92頁/共130頁 流量傳感器輸出的電脈沖信號首先需要進行放大整形，變換成標準電平的方波信號，該信號的頻率與流量傳感器的輸出電脈沖的頻率相等。整形后的信號由后續(xù)的100倍頻電路倍頻100倍（這里假設傳感器的流量系數(shù)具有兩位小數(shù)），并輸出至控制與門。 第93頁/共130頁 時基電路為由晶體振蕩器構成的秒脈沖發(fā)生器，其輸出占空比50%的方波，周期為2s，高低電平的寬度均為1s，該信號一方面經由R1、C1和與門構成的移相電路移相后作為控制與

39、門的門控信號；另一方面經由R2、C2和與門組成的上升沿提取電路提取出上升沿，利用該上升沿作為輸出鎖存器的選通信號，同時該信號作為中斷請求信號，通知計算機本次測量完成可以取走測量結果。 第94頁/共130頁 計算機接收到中斷請求信號后，通過接口電路獲取測量計數(shù)值，將計數(shù)值除以100K便得到所測量的流量值，單位取決于流量系數(shù)K的單位，如果流量系數(shù)的單位是脈沖數(shù)/L，則測得的流量單位是L/s。而如果流量系數(shù)的單位是脈沖數(shù)/mL，則測得的流量單位是mL/s。 第95頁/共130頁 轉角通常采用轉角編碼器進行測量，其基本原理是將轉角轉換成光脈沖或電脈沖，通過對脈沖進行計數(shù)實現(xiàn)轉角測量。 轉角編碼器又稱碼

40、盤，是一種分辨力與精度都較高的測角傳感器。轉角編碼器有兩種類型：一是絕對式編碼器，另一種為增量式編碼器。 第96頁/共130頁 增量式編碼器則是一種轉角/脈沖數(shù)轉換器，輸出的脈沖可由計數(shù)器進行計數(shù)，并可根據(jù)轉動的方向輸出方向信息，因此它可以在測量轉角的同時，確定轉向，據(jù)此可以測量相對角度。 增量式轉角編碼器包括：一個結構較為簡單的光脈沖調制盤，光脈沖讀出裝置（光電轉換裝置）以及一組邏輯與計數(shù)電路，測量原理框圖如圖6.1.20。第97頁/共130頁圖6.1.20 增量式轉角編碼器測量轉角原理框圖第98頁/共130頁 光脈沖調制盤的原理圖如圖6.1.21所示。它由三個圓環(huán)組成。兩個外圓環(huán)上均勻分布

41、著相同數(shù)量的透光與不透光的柵格，并在空間上錯開半格。其中一個圓環(huán)用來產生計數(shù)脈沖，另一個圓環(huán)產生辯向脈沖。因為系統(tǒng)的最小計數(shù)單位是一個脈沖，所以柵格的總數(shù)決定轉角測量的分辨力。第三個圓環(huán)上只有一條透光的狹縫，由它產生調制盤的參考點位置（轉角的測量零點）。 第99頁/共130頁圖6.1.21 光脈沖調制盤的原理圖第100頁/共130頁 如果將調制盤作正向或反向旋轉，光脈沖讀出裝置（光電轉換裝置）可產生相應的脈沖輸出。正轉時，計數(shù)脈沖波形滯后90于辯向脈沖波形；反轉時，計數(shù)脈沖波形超前90于辯向脈沖波形。調制盤轉過的角度大小與計數(shù)脈沖的個數(shù)成正比，轉向的辨別則要靠相位上超前還是滯后的區(qū)別。 辨向邏

42、輯與計數(shù)電路如圖6.1.22所示。 第101頁/共130頁圖6.1.22 辨向邏輯與計數(shù)電路第102頁/共130頁 光敏元件輸出的計數(shù)脈沖信號和辯向脈沖信號經放大整形后變成了方波脈沖Pl和P2，兩者相位上的關系與轉向有關，如圖6.1.23(a)、(b)所示。 第103頁/共130頁 (a) (b)圖6.1.23 計數(shù)脈沖信號和辯向脈沖信號(a)正轉時；(b)反轉時第104頁/共130頁 數(shù)據(jù)采集結構采用分時多通道數(shù)據(jù)采集結構，輸入為16通道，計算機總線為PC104總線，控制方式采用程序控制I/O查詢方式。第105頁/共130頁 電路見圖6.2.1。輸入16個通道，采用2片CD4051并聯(lián)構成，

43、通道選通和芯片選通由74LS173鎖存的控制碼控制，控制碼為0000B0111B時，U1被選通，從而選通CH0CH7，控制碼為1000B1111B時，U2被選通，從而選通CH8CH15，控制碼由輸出指令向0340H口寫入。第106頁/共130頁圖6.2.1 數(shù)據(jù)采集輸入通道及ADC接口 第107頁/共130頁 A/D轉換器選用MAX196，為雙極性12位并行轉換并行輸出，A/D轉換器由軟件向0344H接口寫入控制字啟動。轉換狀態(tài)INT由0342H口輸入的 D0位的高低電平判斷，為高時表示正在轉換，為低時表示轉換結束，數(shù)據(jù)可以輸出。 第108頁/共130頁 轉換結果，由輸入指令從0344H口讀取

44、，由于是12位并行讀取，故需要在讀取的同時給PC104總線的 線施加一低電平驅動信號，這里采用 OC門加上拉電阻的方式實現(xiàn)，OC門的輸入為讀數(shù)負脈沖，經OC門后產生負驅動信號，驅動 線，實現(xiàn)12位轉換結果并行讀出。 IOCS1616IOCS第109頁/共130頁圖6.2.2 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的譯碼電路 第110頁/共130頁 譯碼器采用74LS154，因為數(shù)據(jù)輸入為16位并行，因此外設口均為偶地址。 為了確保計算機在進行 DMA操作時不影響本數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的I/O操作，這里使AEN信號參與譯碼，且僅當AEN=“0” 時譯碼器工作，而當計算機進行DMA操作時AEN=“1”，譯碼器不工作，以避免了I/

45、O操作和 DMA操作發(fā)生沖突。 第111頁/共130頁譯碼地址分配表 譯 碼 地 址分 配 對 象Y0 (0340H)通道選擇Y1 (0342H)讀A/D轉換狀態(tài)標志Y2 (0344H)寫A/D控制字及讀A/D轉換結果Y3 (0346H)未用Y4 (0348H)未用Y5 (034AH)未用Y6 (034CH)未用Y7 (034EH)未用第112頁/共130頁 mov dx, 0340h mov al, xxh ；XX為通道號 out dx, al ；選擇通道 mov dx, 0344h mov al, 48h out dx, al ；寫入控制字啟動轉換 第113頁/共130頁 mov dx,

46、0342hstatus: in al, dx and al, 01h jnz status ；判INT的狀態(tài) mov dx, 0344h in ax, dx ；取A/D轉換結果第114頁/共130頁 與常規(guī)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)不同，基于通道表結構的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的采樣模式是可變的，各通道的采樣速率、增益可編程設定，原理結構框圖見圖6.2.3。第115頁/共130頁圖6.2.3 通道表結構數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的原理框圖 第116頁/共130頁 采集系統(tǒng)由輸入多路模擬開關、可編程增益放大器、通道表存儲器、地址計數(shù)器、A/D轉換器、采樣定時器以及接口電路組成。計算機總線為ISA總線，控制方式采用中斷方式。 本采集系統(tǒng)

47、共32個通道，模擬開關采用兩片CD4067級聯(lián)構成，控制信號除4路通道地址線外，另需利用禁止（Inhabit）信號進行片選，因此模擬開關的控制信號有5個。 第117頁/共130頁 可編程增益放大器的增益共有1、2、4、8、16、32、64、128八擋，需要三個地址選擇信號經3-8譯碼后選擇對應的增益。由此可知，通道選擇及增益選擇的控制信號共需8個，正好構成一個字節(jié)，這就是本采集系統(tǒng)的通道控制字節(jié)，通道控制字節(jié)就是通道表的存儲內容。 D7D6D5D4D3D2D1D0InhabitA3A2A1A0A2A1A0第118頁/共130頁 通道表存儲器采用28C16E2PROM，地址計數(shù)器采用74LS161級聯(lián)構成，由于28C16的存儲容量為2K，因此需要12Bits二進制地址線，故需采用3片74LS161級聯(lián)成12Bits地址計數(shù)器，A/D轉換器為MAX196。 電路的工作過程為： （1）根據(jù)數(shù)據(jù)采集的要求編制通