開關電源設計不可不看Flyback電路原理

1、Flyback轉換器電路是由Buck-Boost電路，利用磁性元件耦合的功能衍生而來，所以要探討Flyback電路，必須先從Buck-Boost電路開始。一、Flyback電路簡介（一）Flyback電路架構Flyback變換器，俗稱單端反激式DCDC變換器，又稱為返馳式(Flyback)轉換器，或"Buck-Boost"轉換器，因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量，因此得名.Flyback變換器是在主開關管導通期間，電路只儲存而不傳遞能量；在主開關管關斷期間，才向負載傳遞能量的一種電路架構。（1）Flyback變換器理論模型如圖。（2）實際電路結構根據(jù)Flyback變壓

2、器的同名端繞制方式，有下面兩種形式，這兩個電路實質上是一樣的。當然，F(xiàn)lyback電路還有其他衍生形式（見附錄I）。（二）Flyback變換器優(yōu)點（1）電路簡單，能高效提供多路直流輸出，因此適合多組輸出的要求。（2）轉換效率高，損失小。（3）匝數(shù)比值較小。（4）輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動時，仍可有較穩(wěn)定的輸出，目前已可實現(xiàn)交流輸入在 85265V 間，無需切換而達到穩(wěn)定輸出的要求。（三）Flyback變換器缺點（1）輸出電壓中存在較大的紋波，負載調整精度不高，因此輸出功率受到限制,通常應用于150W 以下。（2）轉換變壓器在電流連續(xù)(C.C.M.)模式下工作時，有較大的直流分量，易導致磁芯飽和

3、，所以必須在磁路中加入氣隙，從而造成變壓器體積變大。（3）變壓器有直流電流成份，且同時會工作于C.C.M./D.C.M.兩種模式，故變壓器在設計時較困難，反復調整次數(shù)較順向式多，迭代過程較復雜。二、BuckBoost轉換器工作原理所有的導出型轉換器都保留其基本轉換器的特性；要了解Flyback轉換器，要從其基本轉換器BuckBoost電路開始。（一）BuckBoost電路組成BuckBoost電路由一個開關晶體管，一個功率二極管，一個儲能電感和一個輸出電容組成，見圖1。圖1 BuckBoost電路結構（二）電路特性（1）輸出電壓為負電壓（2）輸出電壓的大小可高于或低于輸入電壓（3）輸入端與輸出

4、端的電流波形都是脈波形式。（三）工作原理為方便理解電路工作原理，先介紹一下楞次定律。楞次定律：電感總是“阻礙外電路通過電感的磁通（電流）的變化”，即：外電路通過電感的磁通（電流）增大，電感將產(chǎn)生與（電流）反向的磁通（電流），阻礙外電路磁通（電流）的增大；外電路通過電感的（電流）減小，電感將產(chǎn)生與（電流）同向的磁通（電流），阻礙外電路（電流）減小的減小。以下就BuckBoost穩(wěn)態(tài)電路的工作作一個簡要說明。假設一個周期的開始時間為：開關晶體管Q1導通時（Turned On或Closed）。此時輸入電壓完全跨在電感之上，電感的電流將成線性增加。由棱次定律，“外電路通過電感的電流增大，電感將產(chǎn)生與反

5、向的電流，阻礙外電路電流的增大”。外電路電流（主要是主電路電流）從同名端流出，原邊的同名端為負，異名端為正，所以電感電壓為“+”，電感所存儲的能量因此逐漸增加；變壓器副邊的同名端為負，異名端為正，所以功率二極管反偏，負載所需的能量完全由輸出電容提供，此時電容的電壓會有些降低（要看電容的大?。．旈_關晶體的控制信號（電壓或電流），使開關晶體Q1不導通時（Turned Off或Opened），此時外電路通過電感的電流急劇減小（幾乎為零），由楞次定律，“電感將產(chǎn)生與磁通（電流）同向的磁通（電流），阻礙外電路（電流）的減小”；外電路電流（主要是電感電流），從同名端流出，原邊的同名端為正，異名端為負，所

6、以電感電壓為“-”，變壓器副邊的同名端為正，異名端為負，所以功率二極管正偏，變壓器副邊電壓大小恰等于輸出電壓。通過二極體的電感電流將線性減少，除了提供給負載外，還給輸出電容充電（輸出電容的電壓會增高些），這個情形將持續(xù)到下一個周期開始為止。開關晶體導通的時間占整個周期的比率，稱為工作周期（Duty Cycle，簡稱為D），D越大，表示電感充能的時間越長，依照“伏秒平衡”原理（后面介紹），輸出電壓一定越高。（四）公式推導以下公式推導時作如下假設：1）開關晶體與二極管均為理想元件，也就是導通時呈短路，不導通時呈斷路。2）電感不會飽和，且電感值為不變的常數(shù)，也就是BH曲線為線性，且銅損/鐵損忽略不計

7、。3）電感與輸出電容構成的等效濾波器，可以有效的將輸出電壓濾成紋波很小的直流電壓?；蛘哒f，電感與輸出電容構成低通濾波器的角頻率遠低于切換頻率。1 連續(xù)導通模式（C.C.M）公式推導（1）在開關晶體ON的時間， （2.1） （2.2）在時， （2.3）（2）當開關晶體被OFF時，二級管順偏導通，所以 （2.4） （2.5）當時， （2.6）在穩(wěn)態(tài)操作情況下，將（2.3）代入（2.6）得 （2.7）也就是 （2.8）（2.8）就是所謂的“伏秒平衡” 定律。電感的電壓，對時間積分一個周期，結果為零，如此才可確保電感器不會飽和。由（2.8），可得輸出與輸入電壓關系式：，當工作周期D小于0.5時，輸出電

8、壓小于輸入電壓；當D大于0.5時，輸出電壓大于輸入電壓。（3）電路波形輸入端的電流波形，即開關晶體的電流為脈波形狀，實際應用中，必須加入濾波器（C或LC）才不會影響其他系統(tǒng)；二極管的電流也是脈波型，所以通過輸出電容的紋波電流較大，所以使用的電容也需大，而且對等效串聯(lián)電阻ESR的要求也比較嚴格。備注：ESR:是指在AC或DC下的串聯(lián)等效阻抗（Equivalent Series Resistance）ESL：在AC下的串聯(lián)等效低電感（Equivalent Series Inductance）。ESR與頻率關系：電解電容的ESR會隨著使用頻率的上升而下降。廠商標稱的ESR是在一定工作頻率（120Hz

9、,1KHz,100KHz）下的ESR，見下表：2. 不連續(xù)導通模式（D.C.M）公式推導以上所推導的公式是在連續(xù)導通模式（ContinuousConductionMode，C.C.M）下操作的Buck-Boost電路，也就是電感的電流恒高于零。它的物理意義是，電感的能量在的期間并未完全釋放。從圖上顯示，如果輸入與輸出電壓不變，電感與電容值也固定的情形下，負載電流與電感的平均電流成正比，當負載電流逐漸減小時，電感的平均電流也會逐漸降低，低到電感在某一時段的瞬時電流為零。此時我們稱轉換器即將進入不連續(xù)導通模式（DiscontinuousConductionMode，D.C.M）操作。也就是說，電感

10、的能量在充放之間，會將能量完全的釋出。其實影響C.C.M./D.C.M.的因素不只是負載電流，以一個輸出電壓固定的穩(wěn)壓電路為例，切換頻率，電感大小，輸入電壓與負載電流，都會影響轉換器的操作模式，前兩者在設計階段制定，后兩者才是實際應用上主要的影響因素。于是C.C.M./D.C.M.存在一個以輸入電壓與負載電流的邊界線，在邊界上，恰好是電感電流碰到零的操作點。（邊界線將在后面講述）在D.C.M.的工作模式下，轉換器有著與C.C.M.不同的特性，一般將一個工作周期分成三個部分：-開關晶體導通期間-開關晶體被OFF，且電感電流大于零期間-開關晶體被OFF，且電感電流等于零期間。（1）在0到期間，即開

11、關晶體導通期間，電感上依舊跨著輸入電壓，電感的電流也是線性上升，只不過是從零點上升。在開關晶體ON期間，即， （2.10） （2.11）在時， （2.12）（2）當開關晶體被OFF，且電感電流大于零時，二級體順偏， （2.13） （2.14）當時， （2.15）（3）由（2.14）可以看出，電感的電流以一個斜率下降，當電流降到零時，二極體不再導通，負載所需的能量不再由電感提供，將由輸出電容負擔。這時電感電流為零，電感的電壓也為零，我們稱此轉換器已工作在期間， 。期間， （2.16） （2.17）由2.12與2.15可得， （2.18）（2.18）依舊是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由負載電流的

12、角度（負載電流連續(xù)期間）來看，其大小恰等于通過二極體電流的平均值，也就是，(面積公式)由（2.15）可得，所以 （2.19）其中R為負載電阻值，將（2.18）化簡，得到得關系式， （2.20）代入（2.18）得， （2.21）由以上得推導得知，在D.C.M.工作的時候，工作周期與負載的輕重有關（2.20），這個現(xiàn)象與C.C.M.是不同的。從以上分析推論知（2.21）：輸入電壓低，切換頻率高，電感大，負載電流大都有將轉換器推向C.C.M.的趨勢，這從公式推導和電路物理意義，都容易得到?，F(xiàn)在如果將切換頻率，電感值與輸出電壓固定，則可以得到一條代表C.C.M.與D.C.M.的邊界曲線公式：由（2.2

13、1）得，代入（2.19），得 （2.22）這條曲線在設計轉換器與分析轉換器的工作范圍都很重要，設計就是依此曲線設計。（4）電路曲線三、Flyback轉換器工作原理Flyback不同于Buck-Boost的地方，僅在于將電感器衍生成一個“耦合電感”，也就是俗稱的“變壓器”，但不同于一般變壓器，耦合電感“實實在在”的存儲能量，不只是變壓器的磁化能量。就是因為將電感變成耦合電感，所以可以將初/次級隔離，而且利用匝數(shù)比的控制，使轉換器的工作點設計更有彈性。另外，多組輸出的應用更簡單容易。公式推導和Buck-Boost幾乎一樣，為更接近實際情況，將二極體順向壓降考慮進去（在低輸出電壓時相差很大）。（一）

14、先推導C.C.M.的工作情形（1）在開關晶體ON期間，即 ， （2.23） （2.24）此時，二極體反偏不導通，負載電流全部由輸出電容提供。 （2.25） （2.26）在時， （2.27）（2）當開關晶體OFF時，二極體順偏， （2.28） （2.29） 其中就是“變壓器公式”得到的。對應到初級側，可以得到 （2.30） （2.31）當時， （2.32） 由（2.27）和，所以 因為所以，因為，所以 （2.33）或 （2.34）（2.34）就是C.C.M.中輸出/輸入電壓關系式。（3）電路波形觀察各元件的電壓與電流波形，除了耦合電感的特性外，F(xiàn)lyback電路確實與Buck-Boost電路完全

15、類似，電流的導通模式都完全一樣。（二）D.C.M公式推導（1）在時， （2.37）對應到次級側， （2.38） （2.39）（2）當開關晶體被OFF的瞬間，二極體順偏，在次級側電感電流大于零期間， （2.42）在時，所以(2.42)變成 （2.43）同樣可以得到“伏秒平衡式”。由(2.42)可以看出，電感的電流依一個斜率下降，當電流降到零時【】，電感的能量已消耗殆盡，二極管不再導通，負載所需的能量不再由電感提供，轉由輸出電容負擔，這時電感的電流為零，相對電感的電壓也為零，我們稱工作在期間。（3）， （2.44） （2.45）負載電流大小恰為通過二極體電流的平均值，也就是 （2.46）其中，R為

16、負載電阻值，將（2.46）化簡，可得關系式，由（2.43）可得，由以上的推導可知，在D.C.M.工作的時候，工作周期（）與負載的輕重有關，這個現(xiàn)象與C.C.M.是不同的。（4）電路波形D.C.M.波形（5）C.C.M. 與D.C.M.的分界線如果將匝數(shù)比、電感值、切換頻率與輸出電壓固定，可推導出一條代表C.C.M. 與D.C.M.的分界線公式：C.C.M與D.C.M.分界線曲線：C.C.M與D.C.M.臨界線時電路波形：四、FLYBACK電路改進形式一、 進的flyback topology電路一（一）電路如下：（二）Improved Fly-Back 輸入輸出關系Input: 24 ；Out

17、put: 330/500W根據(jù)Improved Fly-Back電路工作原理，在Fly-Back電路穩(wěn)定工作時（運行工況：C.C.M.），推導輸入輸出電壓、與導通比D、變壓器匝數(shù)比 n ( / ) 的關系；計算電容兩端電壓。 (1) (2) (3) （4）由以上四個方程聯(lián)立求解，可以得到， (備注：) 理論計算結果：由Vi = 24V、Vo = 330V、n = 4 / 17 可得： D = 71.2% Vc = 83.2 V實際測試結果: D = 75% Vc = 82 V（三）電路波形: Output V waveform: C V waveform: TX primary I waveform: Mosfet driving signal、 : Mosfet ds I/V waveform（四）電路優(yōu)點 (相對Push-Pull電路) 以較低的成本, 實現(xiàn)較高較穩(wěn)定的電路工作效率；電路工作結構： a. 消除變壓器, 避免了變壓器的偏磁問題; b. 含電流偵測電路，減小Mosfet的電流應力； （五）電路設計注意事項(1)為減少MOSFET及C的電壓應力，采用“三明治”繞法，減小Fly-Back變壓器漏感；(2)為提高Fly-Back變壓器的效率，將EE core三端加