H橋級聯(lián)型多電平逆變器調(diào)制策略對比分析

1、h橋級聯(lián)型多電平逆變器調(diào)制策略對比分析高壓變頻器/h橋級聯(lián)/調(diào)制策略/諧波性能1引言隨著高壓大功率電動機(jī)在高壓驅(qū)動場合的不斷需求，高壓變頻器成為了這些場合實(shí)現(xiàn)節(jié)能的有效裝置。 而h橋級聯(lián)型多電平逆變器已成為高壓變頻器的一種產(chǎn)品，在發(fā)電廠、礦山、市政、冶金等工業(yè)領(lǐng)域得到 了實(shí)際應(yīng)用。在h橋級聯(lián)型多電平逆變器的應(yīng)用過程屮，fi前的調(diào)制策略対輸出電床的諧波性能仍存在 一些問題，對高壓電動機(jī)的運(yùn)行冇一定的影響。本文首先對傳統(tǒng)的兩種調(diào)制策略進(jìn)行了對比分析，進(jìn)而提 出一-種改進(jìn)的調(diào)制策略，最后達(dá)到提高ii橋級聯(lián)型多電平逆變器輸出電壓諧波性能的冃的。2 h橋級聯(lián)型多電平逆變器t圖1三相h橋級聯(lián)型多電平逆變器

2、圖1為三相h橋級聯(lián)型多電平逆變器的拓?fù)洹Ｔ撏負(fù)涿肯嗖捎胢個相同的功率單元串聯(lián)，當(dāng)功率單元 的直流母線電壓為e時，逆變器可輸出相電壓為(2m+l)e.這樣，可以通過m個較低的直流電壓e的冇序 疊加，輸出較髙的交流電壓(2m+l)e,因此，每個功率單元的功率開關(guān)可以采用i耐壓較低的igbt等元件， 避免了低ir功率開關(guān)直接串聯(lián)存在的動、靜態(tài)均壓問題。每相的功率單元串聯(lián)后，末端功率單元短接構(gòu)成 三相多電平逆變器的屮性點(diǎn)n,始端功率單元為每相輸出端a、b、co由于逆變器輸出相電壓為(2m+l)個階梯形電壓，這可以冇效地降低輸出電壓的諧波含量、減小了 dv/dt. 抑制了電磁干擾。該拓?fù)湓谳敵龊屯妷旱?/p>

3、級的情況下，不同的調(diào)制策略，對輸出電壓的諧波性能影響不 同，顯然，對于直流母線側(cè)采用不可控整流的h橋級聯(lián)型多電平逆變器來說，能夠有效抑制諧波含量的調(diào) 制策略對提高逆變器的運(yùn)行性能至關(guān)重要。3調(diào)制策略的諧波性能對比分析對于h橋級聯(lián)型多電平逆變器，目前采用的傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略有：消諧波pwm(sub-hannonic pwm)、 載波相移pwm(phase-shifted pwm)o下文對這兩種調(diào)制策略下逆變器輸出電壓的諧波性能進(jìn)行對比分析， 并提出一種改進(jìn)的調(diào)制策略，進(jìn)一步抑制三相逆變器輸出線電壓的諧波含量。3. 1消諧波pwm調(diào)制策略針對兩單元級聯(lián)型五電平逆變器，圖2為其消諧波pwm調(diào)制策略。

4、每個功率單元的上下橋臂驅(qū)動信號 互補(bǔ)，因此每個功率單元需要2路載波，對丁兩也元級聯(lián)型五電平逆變器共需4路載波，如圖2所示，并 且每個載波ci對應(yīng)輸出電圧的一個pwm電平層i(i=l,2,3,4)。當(dāng)調(diào)制波的幅值小于載:波c2的幅值時，逆 變器只能輸出pwm電平層2、3的三電平電壓。由于載波分布為垂直方向同相位，因此，多電平逆變器輸出電壓的等效載波頻率仍為載波頻率。圖3的 仿真條件為:調(diào)制波頻率fm=50hz,調(diào)制度ma=0.9,載波頻率22khz時。圖3為兩單元h橋級聯(lián)型五電 平逆變器采川消諧波pwm調(diào)制策略下輸出仿其，圖3(a)為逆變器輸出五電平相電壓，圖3(b)為輸出相電 壓頻譜。山該頻譜

5、分析可得,在該調(diào)制策略下，逆變器輸出電壓的等效載波頻率為2khz,即載波頻率,并 且輸出電丿"k的總諧波畸變率thd=31.53%。(a)輸出相電壓(b)輸出相電壓頻譜圖3消諧波pwm調(diào)制策略下逆變器輸出仿真3.2載波相移pwm調(diào)制策略為了進(jìn)一步提高多電平逆變器輸出電壓的等效載波頻率，圖4為載波相移pwm調(diào)制策略，每個功率單 元的功率開關(guān)相對應(yīng)的載波相位差為(7t/m)o對于五電平逆變器來說，兩功率單元的功率開關(guān)和對應(yīng)的載波 相位差為兀/2,如圖4所示，由丁-在一個載波周期內(nèi)，調(diào)制波與載波相交4次，因此輸出電壓的等效載波頻 率為載:波頻率的4倍。圖4載波相移pwm調(diào)制策略圖5為9圖3

6、同一仿其條件下，五電平逆變器采川載波相移pwm調(diào)制策略逆變器輸出仿真，圖5(a)為 該調(diào)制策略下逆變器輸出的五電平相電壓，圖5(b)為相電壓的頻譜。與圖3(b)相比，以相同開關(guān)頻率,載 波相移pwm調(diào)制策略卜逆變器輸出電斥的等效載波頻率捉高了 3倍，町以冇效降低開關(guān)損耗，因此該 調(diào)制策略較消諧波pwm調(diào)制策略和比，具冇更高的性能。/(10ms/div)zh426.54%(a)輸岀相電壓(b)輸出相電壓頻譜圖5載波相移pwm調(diào)制策略下逆變器輸出仿真3.3改進(jìn)的調(diào)制策略從h前的高壓大功率驅(qū)動場合的應(yīng)用來看，多電平逆變器主要應(yīng)用于三相電驅(qū)動場合，并流母線電 壓主要通過功率二極管不可控整流、電容濾波獲

7、得。而多電平逆變器線電壓波形質(zhì)量直接決定高壓電動機(jī) 的運(yùn)行性能。并且,不可控整流獲得的直流母線電壓受濾波電容、整流拓?fù)?、逆變器拓?fù)浼捌湄?fù)載類型等 因素影響，產(chǎn)生不同程度的玄流母線電壓波動。而直流母線電壓的波動，將使得載波和移pwm調(diào)制策略不能夠滿足pwm調(diào)制的“而積等效原理”，使 得多電平逆變器輸岀電斥產(chǎn)生較多的低次諧波，影響負(fù)載的運(yùn)行性能。針對該問題，本文提出一種改進(jìn)的 調(diào)制策略如圖6所示，根據(jù)采樣的直流母線電壓值vdc與直流母線電壓基值v*dc,采用前饋控制方式，以 k=vdc/v*dc為前饋增益系數(shù)，實(shí)時調(diào)節(jié)載波的瞬時值，從而改變調(diào)制波與載波的相交時刻，使得在直流母 線電壓波動的情況下，

8、pwm調(diào)制方法仍能滿足“面積等效原理2",進(jìn)而冇效地抑制逆變器輸出電壓的低 次諧波含量。以兩單元h橋級聯(lián)型五電平逆變器為例，圖7為載波和移pwm調(diào)制策略卜-逆變器線電壓輸出仿真，圖 7( a)為五電平逆變器輸出9電平線電壓，由于直流母線電壓的波動，使得輸出線電壓存在較大的低次諧波, 幅值約為基波幅值的4%,如圖7(b)所示。而對于圖7( a)中輸出線電壓存在的另一個問題是，線電壓中部分 相鄰電平層間存在電平層交疊現(xiàn)彖，這將會増加輸出線電壓的高次諧波含量。r(5ins/div)>pg£>y(2khz/div)(a)輸出線電壓(b)輸出線電壓頻譜圖7載波相移pwm調(diào)

9、制策略f逆變器線電壓輸出仿真為了冇效抑制輸出線電壓的高次諧波含雖，解決線電斥部分電平層的交疊現(xiàn)彖，在圖6的改進(jìn)調(diào)制策略 的基礎(chǔ)上，捉出鋸齒載波相移pwm調(diào)制策略，這樣，使得調(diào)制波與載波的一個交點(diǎn)始終箝位在鋸齒載波 的始(末)端，輸出線電壓在兒何位置上消除了電平層交疊問題。/(5ms/div)x2khz/div)(a)輸出線電壓(b)輸出線電壓頻譜圖8改進(jìn)的調(diào)制策略下逆變器輸出線電壓仿真圖8為改進(jìn)的調(diào)制策略卜逆變器輸出線電壓仿真，圖8(a)為9電平線電丿£完全消除了電平層交疊問題, 由圖7(b)和圖8(b)的輸出線電壓頻譜對比可得，輸出線電壓的低次諧波最大幅值與基波幅值比約由4%抑制

10、到0.5%,爲(wèi)次諧波最大幅值.與基波幅值比約由11%抑制到6%,線電壓的tiid由22.83%下降到14.26%, 因此，對丁-不可控幣流的多電平逆變器來說，改進(jìn)的調(diào)制策略有效地抑制了輸出線電壓的高、低次諧波含 量。4實(shí)驗結(jié)果為了驗證載波相移pwm調(diào)制策略與提出的改進(jìn)調(diào)制策略的對比分析，以三相三電平逆變器為實(shí)驗平臺 進(jìn)行實(shí)驗。單相整流器輸入電壓為30v,載波頻率fc=2khz, rl負(fù)載為r=150q, l=10mh。圖9為載波 和移pwm調(diào)制策略下實(shí)驗波形，受負(fù)載影響，圖9(a)中的直流母線電壓ude冇一定程度的波動，而線電 壓uab存在電平層交疊問題。由圖9(b)的線電壓頻譜得，線電壓的低

11、次諧波最大輪值為基波輪值的7%, 高次諧波的最大幅值為基波幅值的27%,線電壓的thd=51.05%o/(5ins4s)27%1thd-51.05h1il. i(a)h流母線電壓與線電壓(b)線電壓頻譜圖9載;波相移pwm調(diào)制策略下實(shí)驗波形bk5ins/格）陽436.12%12%1丄m1»l |、匕2翌一ji40008000(a)直流母線電床與線電床(b)線電壓頻譜圖10改進(jìn)的調(diào)制策略實(shí)驗波形圖10為改進(jìn)的調(diào)制策略實(shí)驗波形，圖10(a)為完全消除電平層交疊問題的輸出線電壓，由圖9(b)和圖10(b) 的線電樂頻譜對比可得,在直流母線電壓波動的情況下，線電壓的低次諧波得到了有效抑制，而高次諧波 的最大幅值iii基波幅值的27%下降為12%,并且線電壓的thd 111 51.05%下降為36.12%,改進(jìn)的調(diào)制策略 有效地提髙了輸出線電壓的諧波性能