雙三電平PWM變頻器低開關(guān)頻率技術(shù)研究(2014.6)

1、雙三電平PWM變頻器低開關(guān)頻率技術(shù)研究2014.6摘要作為一個(gè)擁有世界約1/5人口的大國(guó)，我國(guó)在能源環(huán)境問(wèn)題上的態(tài)度關(guān)乎到人類社會(huì)的發(fā)展。我國(guó)早在2012年“十二五”規(guī)劃中，就對(duì)節(jié)能減排工作做出了重要的指導(dǎo)，投入2萬(wàn)多億元進(jìn)行節(jié)能減排工程的建設(shè)。作為能源應(yīng)用領(lǐng)域的重要一員，電機(jī)系統(tǒng)自然成為節(jié)能關(guān)注的重點(diǎn)。投入使用節(jié)能高效的電機(jī)，放棄落后設(shè)備，優(yōu)化電機(jī)系統(tǒng)的控制運(yùn)行，提高電機(jī)系統(tǒng)效率，推動(dòng)電機(jī)大功率系統(tǒng)，成為電機(jī)系統(tǒng)的發(fā)展目標(biāo)。而伴隨電力電子技術(shù)的發(fā)展，大功率變頻設(shè)備也得到了越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。為了達(dá)到節(jié)能減排的目的，不僅要求功率變頻器能夠滿足常規(guī)的功能指標(biāo)，而且還需要考慮與各類再生能源的并網(wǎng)能力

2、，提高風(fēng)能、太陽(yáng)能等清潔能源的有效利用率。本文選用Back to Back型雙電平變頻器帶電勵(lì)磁同步電機(jī)負(fù)載。因?yàn)橹袎捍蠊β首冾l器的負(fù)載和電網(wǎng)的諧波污染小，能量變換效率高，所以在環(huán)保方面顯現(xiàn)出其優(yōu)勢(shì)。對(duì)于中壓大功率變頻器而言，其電能損耗主要來(lái)自于高電壓、大功率情況下的功率器件開關(guān)損耗，所以為了降低功率器件的開關(guān)損耗，需要降低功率器件的開關(guān)頻率，但降低頻率后會(huì)帶來(lái)一系列問(wèn)題。針對(duì)低開關(guān)頻率造成的PWM整流器dq軸電流耦合嚴(yán)重、交流側(cè)電流諧波畸變問(wèn)題，對(duì)三電平電壓源型PWM整流器進(jìn)行了復(fù)矢量建模，理論分析了開關(guān)頻率對(duì)dq軸電流耦合程度的影響。針對(duì)常規(guī)同步對(duì)稱優(yōu)化PWM算法，如SHEPWM等，只能離

3、線計(jì)算、動(dòng)態(tài)性能不佳的缺陷，本文首次將滾動(dòng)時(shí)域優(yōu)化與SHEPWM相結(jié)合的模型預(yù)測(cè)優(yōu)化PWM模式移植至電勵(lì)磁同步電機(jī)。為進(jìn)一步提高雙三電平PWM變頻器系統(tǒng)運(yùn)行性能，針對(duì)低調(diào)制度區(qū)采用的SVPWM調(diào)制算法，研究了一種基于橋臂優(yōu)化選取的中點(diǎn)電位控制方法，只需判斷中點(diǎn)電位差、無(wú)需引入輸出側(cè)電流，從而避免了低開關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重對(duì)中點(diǎn)電流極性判斷影響。針對(duì)非理想電網(wǎng)環(huán)境，研究了一種能同時(shí)適用于單相和三相并網(wǎng)系統(tǒng)的SHE-PLL，跟蹤性能良好且能大幅簡(jiǎn)化算法、便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。同時(shí)討論了電網(wǎng)不平衡時(shí)三電平電壓源型PWM整流器在低開關(guān)頻率下的控制策略。AbstractAs a country with a

4、population of about 1/5, China's attitude towards energy and environment concerns the development of human society. China as early as 2012 "12th Five-Year" plan, will make an important guidance to the work of energy-saving emission reduction, construction investment 2 trillion yuan for

5、 energy-saving emission reduction projects. As an important part of the energy application field, the motor system has naturally become the focus of energy saving. Put into use energy efficient motor, abandon the backward equipment, optimize the motor system control operation, improve the efficiency

6、 of the motor system, promote the motor high-power system, become the development goal of the motor system. With the development of power electronic technology, high power frequency conversion equipment has also been more and more widely used.In order to achieve the purpose of energy saving, require

7、s not only the power converter can meet the functional index of routine, but also need to consider the ability of grid energy and all kinds of regeneration, improve the effective use of clean energy such as wind energy and solar energy rate. In this paper, Back to Back type dual level inverter is us

8、ed to load the excitation synchronous motor load. Because the medium voltage high-power inverter load and harmonic pollution of the power grid is small, the energy conversion efficiency is high, so it shows its advantages in environmental protection. For medium voltage high power inverter, the power

9、 switching loss mainly comes from the high voltage and high power situation, so in order to reduce switching losses of power devices, the need to reduce the switching frequency, but lower frequency will bring a series of problems.PWM rectifier DQ axis current coupling resulting in low switching freq

10、uency, serious distortion problems AC side current harmonics, the three level voltage source type PWM rectifier of the complex vector model, analyze the impact of switching frequency on the DQ axis current coupling degree. According to the conventional synchronous symmetric PWM optimization algorith

11、m, such as SHEPWM, defect only off-line computation, poor dynamic performance, the receding horizon optimization combined with SHEPWM model PWM model to predict and optimize the transplantation of electrically excited synchronous motor. In order to further improve the performance of the dual three l

12、evel PWM inverter system, the system of low-key area SVPWM modulation algorithm on a bridge arm optimization of neutral point potential control method based on the selection, only to judge the midpoint potential difference, without introducing the output current, so as to avoid the serious distortio

13、n of the current low switching frequency of the neutral point current polarity judgment effect. Aiming at the non ideal grid environment, a SHE-PLL which can be applied to single-phase and three-phase grid connected system is studied. The tracking performance is good, and the algorithm is simplified

14、 greatly, and it is convenient for digital implementation. At the same time, the control strategy of three level voltage source PWM rectifier under low switching frequency is discussed.目錄摘要2Abstract2第1章 緒論61.1選題背景及意義61.2國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀71.2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)71.2.2 調(diào)制技術(shù)81.3論文研究?jī)?nèi)容101.3.1低開關(guān)頻率下的調(diào)制技術(shù)101.3.2高性能控制策略111.3.3 中

15、點(diǎn)平衡問(wèn)題111.4 論文研究?jī)?nèi)容12第2章 低開關(guān)頻率下三電平PWM整流器復(fù)矢量建模132.1 常規(guī)建模132.1.1 三相靜止坐標(biāo)系132.2.2 兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系142.2 復(fù)矢量建模142.3 低開關(guān)頻率下的PWM耦合性162.4 本章小結(jié)17第3章 低開關(guān)頻率下的雙三電平PWM調(diào)制策略183.1 電勵(lì)磁同步電機(jī)高性能調(diào)速的意義183.2 分段同步調(diào)制的分界點(diǎn)183.3 特定諧波消除法PWM193.3.1 特定諧波消除法的基本原理193.3.2動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)中特定諧波消除法存在的問(wèn)題213.4 模型預(yù)測(cè)優(yōu)化PWM脈沖模式控制213.4.1 離線計(jì)算特定諧波消除法開關(guān)角213.4.2 磁鏈軌跡跟

16、蹤223.4.3 模型預(yù)測(cè)優(yōu)化PWM脈沖模式原理233.4.4 動(dòng)態(tài)開關(guān)角調(diào)整253.5 仿真模擬分析273.6 本章小結(jié)30第4章 低開關(guān)頻率PWM變頻器系統(tǒng)性能提升314.1 低開關(guān)頻率下的中點(diǎn)電位平衡問(wèn)題314.1.1低開關(guān)頻率對(duì)中點(diǎn)電位的影響314.1.2 低開關(guān)頻率下低調(diào)制度區(qū)的中點(diǎn)電位控制334.2 非理想電網(wǎng)條件下的低開關(guān)頻率控制344.2.1 電網(wǎng)不平衡帶來(lái)的問(wèn)題354.2.2 電網(wǎng)不平衡時(shí)的控制策略354.3 本章小結(jié)36第5章 系統(tǒng)設(shè)計(jì)驗(yàn)證375.1 低開關(guān)頻率下的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)驗(yàn)證375.2 低開關(guān)頻率下的中點(diǎn)電位控制驗(yàn)證385.3 本章小結(jié)39第6章 結(jié)論與展望40參考文獻(xiàn)4

17、1第1章 緒論1.1選題背景及意義作為一個(gè)擁有世界約1/5人口的大國(guó)，我國(guó)在能源環(huán)境問(wèn)題上的態(tài)度關(guān)乎到人類社會(huì)的發(fā)展。我國(guó)早在2012年“十二五”規(guī)劃中，就對(duì)節(jié)能減排工作做出了重要的指導(dǎo)，投入2萬(wàn)多億元進(jìn)行節(jié)能減排工程的建設(shè)。作為能源應(yīng)用領(lǐng)域的重要一員，電機(jī)系統(tǒng)自然成為節(jié)能關(guān)注的重點(diǎn)。投入使用節(jié)能高效的電機(jī)，放棄落后設(shè)備，優(yōu)化電機(jī)系統(tǒng)的控制運(yùn)行，提高電機(jī)系統(tǒng)效率，推動(dòng)電機(jī)大功率系統(tǒng)，成為電機(jī)系統(tǒng)的發(fā)展目標(biāo)。而伴隨電力電子技術(shù)的發(fā)展，大功率變頻設(shè)備也得到了越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。傳統(tǒng)的兩電平型拓?fù)涮岣吖β实燃?jí)是通過(guò)高壓大功率變頻器或串聯(lián)多個(gè)功率開關(guān)等方式實(shí)現(xiàn)的，這一方式的發(fā)展受到電力電子器件工藝的限制

18、，所以如何利用中壓大功率變頻器實(shí)現(xiàn)大功率高性能調(diào)速是值得深入研究和具備發(fā)展?jié)摿Φ恼n題。常見的中壓大功率變壓器拓?fù)湟话惆ǘO管鉗位型、H橋級(jí)聯(lián)型以及電容鉗位型三類。如圖1-1所示為大功率變頻器的分類。圖1-1 大功率變頻器分類為了達(dá)到節(jié)能減排的目的，不僅要求功率變頻器能夠滿足常規(guī)的功能指標(biāo)，而且還需要考慮與各類再生能源的并網(wǎng)能力，提高風(fēng)能、太陽(yáng)能等清潔能源的有效利用率。本文選用Back to Back型雙電平變頻器帶電勵(lì)磁同步電機(jī)負(fù)載。因?yàn)橹袎捍蠊β首冾l器的負(fù)載和電網(wǎng)的諧波污染小，能量變換效率高，所以在環(huán)保方面顯現(xiàn)出其優(yōu)勢(shì)。對(duì)于中壓大功率變頻器而言，其電能損耗主要來(lái)自于高電壓、大功率情況下的功

19、率器件開關(guān)損耗，所以為了降低功率器件的開關(guān)損耗，需要降低功率器件的開關(guān)頻率，但降低頻率后會(huì)帶來(lái)一系列問(wèn)題。（1） 控機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)問(wèn)題本文采用的雙電平變頻器系統(tǒng)是Back to Back系統(tǒng)，整流側(cè)多采用直接功率控制或矢量控制。為了減少網(wǎng)側(cè)諧波對(duì)網(wǎng)電流產(chǎn)生的影響，還需要采用其他的控制策略。當(dāng)降低開關(guān)頻率后，PWM整流器id、iq電流分量耦合嚴(yán)重，網(wǎng)側(cè)諧波增加顯著，給控制器設(shè)計(jì)和并網(wǎng)控制造成許多困難。同時(shí)，對(duì)于基于電勵(lì)磁同步電機(jī)的三電平逆控制器系統(tǒng)，低開關(guān)頻率下的雙閉環(huán)控制會(huì)出現(xiàn)電機(jī)定子電流磁化分量和轉(zhuǎn)矩分量的耦合嚴(yán)重，電機(jī)定子側(cè)電流畸變等問(wèn)題。（2） 建模問(wèn)題通常情況下，PWM調(diào)制環(huán)節(jié)在建模中作為

20、一階慣性環(huán)節(jié)，但在降低開關(guān)頻率后，PWM環(huán)節(jié)的延時(shí)不容忽視，所以需要重新進(jìn)行PWM變頻器的建模。建模時(shí)，多采用狀態(tài)矩陣法對(duì)變頻器負(fù)載電勵(lì)磁同步電機(jī)進(jìn)行建模，這種情況下的模型復(fù)雜，變量之間的耦合嚴(yán)重，設(shè)計(jì)難度大。（3） PWM調(diào)制問(wèn)題調(diào)制環(huán)節(jié)使用三角載波調(diào)制或者空間矢量PWM算法會(huì)導(dǎo)致低開關(guān)頻率下的諧波輸出過(guò)大，導(dǎo)致性能不達(dá)標(biāo)。1.2國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀 隨著電力電子器件的發(fā)展以及電力控制技術(shù)的進(jìn)步，大功率變頻技術(shù)已經(jīng)在電力、礦業(yè)、船舶等諸多領(lǐng)域得到了高效利用，成為提高能源使用效率的重要措施。在大功率變頻器方面，其控制系統(tǒng)、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、PWM調(diào)制技術(shù)成為重要的研究方向。1.2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)大功率變頻器主

21、要包括兩類：高壓大電流大功率變頻器、中壓大電流大功率變頻器。本文所采用的大功率變頻器為中壓大電流類型，其發(fā)展相對(duì)成熟，控制水平較高。以中壓大電流電力電子器件為基礎(chǔ)的多電平變頻器的主要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包括：二極管鉗位型、飛跨電容型、H橋級(jí)聯(lián)型三類。目前兆瓦級(jí)的大功率變頻裝置主要有ABB、Siemens等公司生產(chǎn)。(1) 二極管鉗位型二極管鉗位型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是從傳統(tǒng)兩電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)發(fā)展而來(lái)的，如圖1-2所示，是一類二極管鉗位型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖1-2 二極管鉗位型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)各開關(guān)器件的承壓僅為直流電壓的1/2，能夠降低裝置成本，同時(shí)提高電壓等級(jí)的承受能力。另外電流的畸變率小，變頻器容量大。但是這一結(jié)構(gòu)可能

22、會(huì)出現(xiàn)中點(diǎn)電位不平衡、同一橋臂器的器件損耗不一、系統(tǒng)控制難度、可靠性下降等問(wèn)題。（2）飛跨電容型飛跨電容型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是利用懸浮電容取代鉗位二極管，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1-3所示。圖1-3 飛跨電容型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖1-3為飛跨電容型五電平結(jié)構(gòu)拓?fù)洌撏負(fù)浣Y(jié)構(gòu)解決了在電平數(shù)增加的情況下二極管鉗位結(jié)構(gòu)中二極管過(guò)多的問(wèn)題，開關(guān)狀態(tài)的選取更加靈活。飛跨電容型拓?fù)渲恍枰粋€(gè)直流電源，而飛跨電容的數(shù)量決定了輸出電壓的等級(jí)。在高電壓大容量的系統(tǒng)中，需要大量的電容，系統(tǒng)成本較高，封裝難度大，同時(shí)控制電容電壓的平衡也是技術(shù)問(wèn)題。（3）H橋級(jí)聯(lián)型如圖1-4所示，是H橋級(jí)聯(lián)型五電平變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)直流側(cè)是由隔離電源單

23、獨(dú)進(jìn)行供電的，沒有電壓均衡的問(wèn)題。H橋級(jí)聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不受電容或二極管數(shù)的限制，輸出諧波性能好，在大功率應(yīng)用方面表現(xiàn)更為出色。另外，H橋級(jí)聯(lián)型變頻器多為模塊化設(shè)計(jì)，便于后期維護(hù)。H橋級(jí)聯(lián)型拓?fù)涞娜秉c(diǎn)在于因?yàn)樾枰綦x電源負(fù)責(zé)直流側(cè)供電，工業(yè)成本相對(duì)較高，體積大，不能四象限運(yùn)行。圖1-4 H橋級(jí)聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1.2.2 調(diào)制技術(shù)調(diào)制技術(shù)通常以適應(yīng)不同開關(guān)頻率來(lái)進(jìn)行劃分，一般可分為高開關(guān)頻率、混合開關(guān)頻率、低開關(guān)頻率以及變開關(guān)頻率4類。因?yàn)檎{(diào)制技術(shù)能夠直接影響變頻器的運(yùn)行效率，所以調(diào)制技術(shù)在大功率變頻裝置研究中受到廣泛關(guān)注。調(diào)制技術(shù)就是利用合理的手段，調(diào)整變頻器的輸出電壓或電流波形，使輸出波形的諧波含量

24、小，利用調(diào)制技術(shù)能夠保證直流側(cè)的電壓穩(wěn)定，有效降低共模電壓，使輸入電流的諧波分量以及dv/dt保持在較低水平。大功率變頻器的調(diào)制技術(shù)主要包括脈寬調(diào)制技術(shù)、空間矢量調(diào)制技術(shù)、諧波控制調(diào)制技術(shù)、基于可變開關(guān)頻率的調(diào)制技術(shù)。（1）脈寬調(diào)制技術(shù)脈寬調(diào)制技術(shù)的原理簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)，且調(diào)制性能優(yōu)異，所以在小功率變頻器中得到了大量應(yīng)用。在大功率變頻器方面，脈寬調(diào)制技術(shù)包括三類：電平移位脈寬調(diào)制技術(shù)、相移脈寬調(diào)制技術(shù)以及混合調(diào)制技術(shù)。（2）空間矢量調(diào)制技術(shù)空間矢量調(diào)制技術(shù)具備電壓利用率高、輸出電壓形式豐富、便于變形拓展等優(yōu)勢(shì)，在脈寬調(diào)制技術(shù)中得到了重要的應(yīng)用。目前的空間矢量調(diào)制技術(shù)除了普通的調(diào)制技術(shù)以外，還出現(xiàn)

25、了三維空間矢量調(diào)制技術(shù)、多相橋臂的多電平空間矢量調(diào)制技術(shù)?？臻g矢量調(diào)制技術(shù)適合功率器件開關(guān)頻率較高的場(chǎng)景，對(duì)于需要降低開關(guān)頻率以減少功耗的設(shè)計(jì)，這一技術(shù)并不適用。（3）諧波控制調(diào)制技術(shù)諧波控制調(diào)制技術(shù)是針對(duì)大功率變頻器低開關(guān)功率下的調(diào)制技術(shù)，包括基于開關(guān)角直接調(diào)制方法，如特定諧波消除法、特定諧波抑制法，以及基于載波調(diào)制的改進(jìn)脈寬調(diào)制算法，如不連續(xù)調(diào)制技術(shù)等等。a特定諧波消除法特定諧波消除法的原理是將變頻器的輸出相電壓進(jìn)行傅里葉分解，然后使基波幅值與調(diào)制度相關(guān)給定值相等，使指定消除諧波的幅值為零，經(jīng)過(guò)計(jì)算獲得開關(guān)角，利用開關(guān)角觸發(fā)器件實(shí)現(xiàn)特定諧波消除。這一方法利用傅里葉級(jí)數(shù)展開，計(jì)算復(fù)雜，需要離

26、線求解，需要通過(guò)如遺傳算法、蟻群算法等計(jì)算開關(guān)角，工程實(shí)現(xiàn)難度大。b特定諧波抑制法特定諧波消除法將低次諧波平移到高次，總諧波畸變率不變，會(huì)導(dǎo)致第一個(gè)未被消除諧波的幅值表達(dá)，而要滿足可再生能源的并網(wǎng)要求，需要限定變頻器網(wǎng)側(cè)電流的總諧波畸變率，額外加裝濾波裝置。而特定諧波抑制法對(duì)特定諧波消除法進(jìn)行了改進(jìn)，將滿足并網(wǎng)要求的總諧波畸變率和各諧波比例作為目標(biāo)函數(shù)求解開關(guān)角，但求解較特定諧波消除法復(fù)雜。c基于載波調(diào)制的改進(jìn)脈寬調(diào)制算法根據(jù)采樣方式的不同，可以將固定開關(guān)頻率的PWM調(diào)制算法分為三種：自然采樣PWM、規(guī)則采樣PWM以及直接PWM。自然采樣PWM的諧波輸出性能優(yōu)良，但求解復(fù)雜，所以應(yīng)用范圍??；規(guī)

27、則采樣原理簡(jiǎn)單，但在低開關(guān)頻率下，因?yàn)閷?duì)稱規(guī)則采樣的基帶諧波系數(shù)大對(duì)系統(tǒng)性能造成的影響很大，而不對(duì)稱規(guī)則采樣的單載波周期中有兩個(gè)采樣點(diǎn)，性能與自然采樣相近。PWM本質(zhì)區(qū)別是零矢量的作用點(diǎn)和時(shí)間，如果將相鄰半載波周期的有效矢量進(jìn)行平移，集中到一起則沒有了零矢量，這種方法則稱之為不連續(xù)調(diào)制技術(shù)。（4）可變開關(guān)調(diào)制技術(shù)前三種調(diào)制技術(shù)都是基于固定開關(guān)頻率的，輸出諧波主要出于載波頻率及倍頻附近，而對(duì)于可變開關(guān)頻率的輸出諧波是分散的，對(duì)于這類情形出現(xiàn)了模型預(yù)測(cè)控制、滯環(huán)控制、空間矢量控制等等。a模型預(yù)測(cè)控制模型預(yù)測(cè)控制的優(yōu)勢(shì)在于目標(biāo)函數(shù)的可變性，可以根據(jù)目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行滾動(dòng)優(yōu)化。有學(xué)者提出選取變頻器的離散模型

28、作為預(yù)測(cè)模型，基于開關(guān)狀態(tài)的有限離散特點(diǎn)，建立中點(diǎn)電壓、開關(guān)頻率、電流誤差等目標(biāo)函數(shù)滾動(dòng)優(yōu)化；也有學(xué)者提出采用特定諧波消除法、特定諧波抑制法，通過(guò)滑動(dòng)傅里葉變換提出諧波幅值，然后將需要消除的諧波幅值加入到模型預(yù)測(cè)控制的目標(biāo)函數(shù)中，滾動(dòng)優(yōu)化，動(dòng)態(tài)消除諧波。b滯環(huán)控制 電源型三電平PWM變頻器的輸出電壓是正弦波，所以在進(jìn)行交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速設(shè)計(jì)時(shí)，需要保證輸出的是正弦波電流，否則會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能造成很大的影響。常見的電流閉環(huán)控制方式是滯環(huán)控制。首先設(shè)定電流和反饋電流的偏差范圍，然后經(jīng)滯環(huán)控制器控制變頻器橋臂的功率器件動(dòng)作。這種方式容易實(shí)現(xiàn)，而精度和滯環(huán)寬度是緊密相關(guān)的，容易受到器件最大開關(guān)頻率的影響。c空

29、間矢量控制法適合多電平的空間矢量控制法的脈沖序列不是可合成的參考電壓開關(guān)狀態(tài)序列，而是開關(guān)狀態(tài)序列中最接近參考電壓的開關(guān)狀態(tài)，這樣可以實(shí)現(xiàn)自然基波頻率輸出，同時(shí)降低開關(guān)損耗，但是容易造成輸出波形畸變，使用的范圍比較小。1.3論文研究?jī)?nèi)容根據(jù)上文的介紹，可以發(fā)現(xiàn)不同的拓?fù)漕愋退鶓?yīng)用的方面是各不相同的。本文采用二極管鉗位型拓?fù)?，因?yàn)镠橋級(jí)聯(lián)型拓?fù)錈o(wú)法實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行，而飛跨電容型拓?fù)涞碾娙蓦妷浩胶饪刂齐y度大，在工業(yè)領(lǐng)域沒有得到大規(guī)模應(yīng)用。雖然二極管鉗位型拓?fù)涞妮敵鲋C波性能相對(duì)較差，而且dv/dt較大，但采用back to back的雙PWM結(jié)構(gòu)，直接將電網(wǎng)和變頻器進(jìn)行連接，則可以適應(yīng)任意電網(wǎng)側(cè)功率因

30、數(shù)，符合大功率高性能場(chǎng)景下與可再生能源并網(wǎng)的要求。本文的研究拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1-5所示。該拓?fù)涫腔赽ack to back型雙三電平PWM二極管鉗位型大功率變頻器設(shè)計(jì)的，本文利用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)解決在低開關(guān)頻率下的調(diào)制技術(shù)、高性能控制策略、中點(diǎn)平衡問(wèn)題等關(guān)鍵問(wèn)題。圖1-5 雙三電平PWM二極管鉗位型大功率變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1.3.1低開關(guān)頻率下的調(diào)制技術(shù)如圖1-6所示是某公司6.5Kv、600A的IGBT在3.6Kv、80結(jié)溫下，開關(guān)頻率與最大輸出電流的對(duì)應(yīng)曲線。 圖1-6 IGBT器件開關(guān)頻率與最大輸出電流關(guān)系曲線從曲線中可以看到，隨著開關(guān)頻率的降低，大功率變頻器的開關(guān)損耗得到有效降低，器件的最大輸出電

31、流得到提高，變頻器的輸出效率增大。但是，利用傳統(tǒng)調(diào)制方法進(jìn)行調(diào)制，在開關(guān)頻率較低的情況下，輸出諧波性能會(huì)變差，電流畸變率增加，系統(tǒng)控制性能受到極大影響。現(xiàn)階段，針對(duì)二極管鉗位型圖譜的低開關(guān)頻率調(diào)制方法主要包括基于諧波控制思想調(diào)制和基于可變開關(guān)頻率的調(diào)制兩類。其中基于諧波控制思想調(diào)制包括基于開關(guān)角直接調(diào)制的同步對(duì)稱特性的優(yōu)化脈寬調(diào)制算法和基于載波調(diào)制的改進(jìn)脈寬調(diào)制算法。前者雖能夠優(yōu)化輸出諧波性能，但是算法復(fù)雜，且只能穩(wěn)態(tài)離線求解；后者主要應(yīng)用于載波比高的場(chǎng)景下。基于可變開關(guān)頻率的調(diào)制方法包括模型預(yù)測(cè)控制、滯環(huán)控制、最近電平控制等，這是一種將調(diào)制算法和控制策略進(jìn)行結(jié)合的方法。1.3.2高性能控制策

32、略本文所涉及的雙三電平脈寬調(diào)制變頻器低開關(guān)頻率下的高性能運(yùn)行主要需要滿足兩個(gè)條件：一個(gè)是整流器交流側(cè)電流波形平滑，dq軸電流間耦合度低，網(wǎng)側(cè)電流諧波能夠滿足并網(wǎng)需求，在電網(wǎng)不平衡的情況下可以照常運(yùn)行；二是逆變器側(cè)轉(zhuǎn)矩輸出脈動(dòng)小、電機(jī)定子電流磁化分量和轉(zhuǎn)矩分量間耦合小，動(dòng)態(tài)性能良好。隨著對(duì)大功率變頻器研發(fā)的重視，越來(lái)越多的高性能控制策略被提出。有學(xué)者提出結(jié)合重復(fù)控制的無(wú)差拍策略，但因?yàn)闆]有考慮低開關(guān)頻率下無(wú)差拍控制的離散性影響，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能差；還有學(xué)者提出利用特定諧波消除法進(jìn)行脈沖調(diào)制，但動(dòng)態(tài)問(wèn)題難以解決；也有學(xué)者在坐標(biāo)系下采用基于模型預(yù)測(cè)控制的脈沖調(diào)制方案，但該控制技術(shù)的開關(guān)頻率不固定造成電磁

33、兼容性差、濾波器設(shè)計(jì)難度大等問(wèn)題。目前許多研究在針對(duì)低開關(guān)頻率場(chǎng)景下效果并不理想。大功率變頻器低開關(guān)頻率下的高性能控制策略效果較為理想的有復(fù)矢量建模、定子磁鏈軌跡控制以及基于模型預(yù)測(cè)控制方法，其中基于模型預(yù)測(cè)控制方法在目標(biāo)函數(shù)中引入開關(guān)次數(shù)可以通過(guò)滾動(dòng)時(shí)域優(yōu)化實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率的降低。1.3.3 中點(diǎn)平衡問(wèn)題作為影響三電平變頻器運(yùn)行性能的重要因素，中點(diǎn)平衡問(wèn)題與調(diào)制度、負(fù)載情況以及動(dòng)態(tài)特性等有著直接的聯(lián)系。其中調(diào)制度變化過(guò)度頻繁會(huì)導(dǎo)致多重中點(diǎn)電位誤差，這種多重誤差會(huì)引發(fā)過(guò)電壓，另外中點(diǎn)點(diǎn)位控制有不可控區(qū)域，這一區(qū)域和負(fù)載情況及調(diào)制度相關(guān)。而低開關(guān)頻率的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能差，也會(huì)影響中點(diǎn)點(diǎn)位的控制。針對(duì)三電

34、平逆變器的中點(diǎn)平衡問(wèn)題，多采用虛擬矢量重點(diǎn)控制、平衡因子法等方法調(diào)整冗余小矢量作用時(shí)間來(lái)達(dá)到平衡控制，而在低開關(guān)頻率的情況下，可能由于電流畸變問(wèn)題導(dǎo)致控制效果差；再就是可以結(jié)合中點(diǎn)電流的方向，抽取、注入零序電壓，實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)點(diǎn)位控制，但是低開關(guān)頻率下的中點(diǎn)電流方向難以確定，同時(shí)因?yàn)橹C波電流無(wú)法在一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)快速衰減，所以在調(diào)節(jié)時(shí)可能出現(xiàn)中點(diǎn)電位波動(dòng)疊加。有學(xué)者提出了虛擬空間矢量和平衡因子法結(jié)合的十段式對(duì)稱模式，這一模式使中點(diǎn)電位全范圍可控，但是沒有考慮低開關(guān)頻率的情形。本文所采用的研究方法是基于模型預(yù)測(cè)控制和滑動(dòng)傅里葉結(jié)合的三電平脈寬調(diào)制脈沖模式。將滑動(dòng)傅里葉提取的網(wǎng)側(cè)電流基波和諧波幅值作為模型

35、預(yù)測(cè)控制目標(biāo)函數(shù)的一部分，同時(shí)盡可能降低開關(guān)頻率，減少中點(diǎn)電位偏差，利用滾動(dòng)時(shí)域優(yōu)化實(shí)現(xiàn)降低降低、器件開關(guān)頻率以及達(dá)到中點(diǎn)電位平衡的目的。這一調(diào)制模式類似特定諧波消除，但是可以動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。1.4 論文研究?jī)?nèi)容（1）低開關(guān)頻率會(huì)影響PWM整流器的調(diào)制，帶來(lái)采樣延時(shí)，dq軸電流間的耦合強(qiáng)。本文首先對(duì)低開關(guān)頻率下的三電平PWM整流器進(jìn)行復(fù)矢量建模，然后對(duì)低開關(guān)頻率對(duì)PWM和系統(tǒng)性能的影響進(jìn)行深入分析；之后進(jìn)行基于復(fù)矢量的電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)，對(duì)調(diào)節(jié)器的穩(wěn)定性和有效性通過(guò)現(xiàn)代控制理論分析手段驗(yàn)證。（2）解決低開關(guān)頻率下三電平PWM整流器的調(diào)制策略問(wèn)題。基于二重傅里葉分析法對(duì)多種采樣方式的PWM輸出諧波組成進(jìn)

36、行解析，在這一基礎(chǔ)上對(duì)不對(duì)稱規(guī)則采樣和空間矢量脈寬調(diào)制相結(jié)合的不對(duì)稱空間矢量脈寬調(diào)制算法及改進(jìn)方案進(jìn)行研究。為了實(shí)現(xiàn)與可再生能源發(fā)電的并網(wǎng)，優(yōu)化改進(jìn)PWM調(diào)制策略，采用基于特定諧波消除法、特定諧波抑制法的模型預(yù)測(cè)控制方式在模型預(yù)測(cè)控制的目標(biāo)函數(shù)中加入滑動(dòng)傅里葉獲取的特定次諧波幅值，利用滾動(dòng)優(yōu)化將其控制為零，進(jìn)而達(dá)到特定諧波消除及降低總諧波畸變率的目的，達(dá)到并網(wǎng)的需求。（3）提升雙三電平PWM變頻系統(tǒng)的運(yùn)行性能。研究低開關(guān)頻率分段調(diào)制算法中低調(diào)制度區(qū)域的中點(diǎn)電位平衡問(wèn)題。結(jié)合電網(wǎng)不平衡情況提出一種基于特定諧波消除法的改進(jìn)鎖相環(huán)方案，移除計(jì)算復(fù)雜的乘法器，轉(zhuǎn)而使用方波比較器替代，然后在方波函數(shù)中引

37、入利用特定諧波消除法中計(jì)算得的消除特定諧波的開關(guān)角，如此一來(lái)可以獲得濾除低次諧波成分的被跟蹤信號(hào)，從而達(dá)到鎖相環(huán)對(duì)電網(wǎng)基波分量的精準(zhǔn)跟蹤。第2章 低開關(guān)頻率下三電平PWM整流器復(fù)矢量建模2.1 常規(guī)建模如圖2-1所示為三電平電壓源PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖2-1 三電平電壓源PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖中，網(wǎng)側(cè)電動(dòng)勢(shì)用符號(hào)e表示，交流側(cè)電流用符號(hào)i表示，網(wǎng)側(cè)濾波電感用符號(hào)L表示，網(wǎng)側(cè)濾波電阻用符號(hào)R表示，直流側(cè)電壓和電流分別用符號(hào)V、i表示，交流側(cè)電壓用符號(hào)v表示。C和u分別表示直流側(cè)分壓電容和對(duì)應(yīng)電壓，O為鉗位中點(diǎn)，O為電網(wǎng)中點(diǎn)。下標(biāo)分別表示不同相位。2.1.1 三相靜止坐標(biāo)系如圖2-1所示，我

38、們定義開關(guān)Sx（x代表a、b或c）狀態(tài)如下：當(dāng)Sx1 、Sx2為開，Sx3、Sx4為關(guān)時(shí)，Sx為+1；當(dāng)Sx2 、Sx3為開，Sx1、Sx4為關(guān)時(shí)，Sx為0；當(dāng)Sx1 、Sx2為關(guān)，Sx3、Sx4為開時(shí)，Sx為-1。將功率開關(guān)想象成開關(guān)函數(shù)，可以將圖2-1簡(jiǎn)化為圖2-2。圖2-2 三電平電壓源PWM整流器簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)其中，開關(guān)Sx被分解為單刀開關(guān)：SxP、SxO、SxN，1表示開關(guān)接通，0表示開關(guān)斷開。他們之間的關(guān)系可以表示為：Sx=2=>SxP=1、SxO=0、SxN=0Sx=1=>SxP=0、SxO=1、SxN=0Sx=0=>SxP=0、SxO=0、SxN=1PWM數(shù)學(xué)建模是

39、建立在一定的數(shù)學(xué)理想假設(shè)的基礎(chǔ)上的，本文中我們假設(shè)電網(wǎng)為理想電網(wǎng)，功率器件為理想器件，直流負(fù)載為等效負(fù)載。在此基礎(chǔ)上，根據(jù)基爾霍夫電流定理，我們可以獲得P、N、O三點(diǎn)的電流方程，以及PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系的開關(guān)函數(shù)模型，整理表示為：C1duc1dt=SaPia+SbPib+ScPic-iLC2duc2dt=-SaNia-SbNib-ScNic-iL2.2.2 兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)就是將三相靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換到新的坐標(biāo)系下，開關(guān)函數(shù)滿足新的關(guān)系：SdNSqN=Cabc/dqSaNSbNScNSdPSqP=Cabc/dqSaPSbPScP其中，Cabc/dq稱為坐標(biāo)轉(zhuǎn)換系數(shù)，Sdj和Sqj為

40、開關(guān)函數(shù)的dq軸分量。由此得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型：Ldiddt+Rid-sLiq+vd=edLdiqdt+Riq+sLid+vq=eqduc1dt=3SdP2C1id+3SdP2C1iq-iLduc2dt=-3SdN2C2id-3SdN2C2iq-iL其中，e表示網(wǎng)側(cè)電壓，i表示交流側(cè)電流，v表示交流側(cè)電壓，下標(biāo)d、q分別表示d、q分量，p代表微分算子，w位電網(wǎng)的角頻率。2.2 復(fù)矢量建模在常規(guī)建模中，我們沒有將開關(guān)頻率造成的影響考慮在內(nèi)，認(rèn)為PWM環(huán)節(jié)為一階慣性環(huán)節(jié)。然而在低開關(guān)頻率下，其對(duì)控制系統(tǒng)性能的影響是很大的。在常規(guī)的建模方式下，系統(tǒng)變量多，各變量之間的耦合度強(qiáng)，所形成的矩陣復(fù)雜

41、，分析難度大，所以我們采用復(fù)矢量建模方法。復(fù)矢量這一概念早在上世紀(jì)50年代便已經(jīng)提出，在上世紀(jì)末被首次運(yùn)用到交流電機(jī)的數(shù)學(xué)建模中。這種數(shù)學(xué)建模的優(yōu)勢(shì)在于方程簡(jiǎn)單，圖解便于理解，可以對(duì)系統(tǒng)的內(nèi)部關(guān)系進(jìn)行解釋，同時(shí)還可以化多變量系統(tǒng)為單變量系統(tǒng)，從而便于將伯德圖等經(jīng)典的控制理論分析手段運(yùn)用進(jìn)來(lái)。本文將復(fù)矢量建模與信號(hào)流圖結(jié)合，可以形象地表示出各個(gè)變量之前的耦合關(guān)系，同時(shí)將動(dòng)態(tài)響應(yīng)的過(guò)程可視化，幫助工程人員對(duì)電機(jī)的內(nèi)部關(guān)系和動(dòng)態(tài)性能有更清晰的了解。由于本章旨在進(jìn)行整流器控制器設(shè)計(jì)，所以未考慮負(fù)載問(wèn)題。我們將兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型各變量定義為復(fù)矢量形式：is=id+jiqvs=vd+jvqes=ed+

42、jeqSP=SdP+jSqPSN=SdN+jSqN三電平電壓源型PWM的復(fù)矢量方程在不考慮開關(guān)頻率的情況下，可以寫成：sdisdt+is+jssis=(es-vs)Rvs=SPuc1+SNuc2其中，是整流器交流側(cè)的時(shí)間常數(shù)，為L(zhǎng)/R，e為網(wǎng)測(cè)電壓復(fù)矢量，i為交流側(cè)電流復(fù)矢量，v代表交流測(cè)電壓復(fù)矢量，S代表開關(guān)函數(shù)復(fù)矢量。此時(shí)的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：Fvsrs=1Rss+1+jss但在低開關(guān)頻率下，我們不能忽略開關(guān)頻率對(duì)PWM的影響，所以，我們采用下式來(lái)表示PWM調(diào)制環(huán)節(jié)：ddvsdt+1+jssvs=vs其中，v*s表示電流調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)的參考電壓矢量，t表示開關(guān)頻率對(duì)PWM調(diào)制影響和采樣延遲帶來(lái)的慣性

43、時(shí)間，此時(shí)的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：Fds=Vs(s)Vs*(s)=1ds+1+jsd綜合Fvsr和Fd可以得到，在有開關(guān)頻率影響的情況下，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：Fms=FvsrsFds=1R1ss+1+jss1ds+1+jsd信號(hào)流圖如圖2-3所示。圖2-3 存在開關(guān)頻率影響時(shí)的PWM整流器的電流控制系統(tǒng)框圖2.3 低開關(guān)頻率下的PWM耦合性因?yàn)楦鱾€(gè)變量的耦合性與復(fù)矢量的虛部相關(guān)，所以，虛部的j決定系統(tǒng)的耦合性。根據(jù)Fm我們可以看到，在復(fù)矢量傳遞函數(shù)里，jwss和jwsd是兩個(gè)虛部分量，這兩個(gè)虛部分量是由于控制對(duì)象的自身耦合以及開關(guān)頻率較低造成的PWM響應(yīng)滯后帶來(lái)的耦合。圖2-4 電流內(nèi)環(huán)開環(huán)零極點(diǎn)圖涂

44、3-4是在考慮開關(guān)頻率的影響后，電流內(nèi)環(huán)開環(huán)零極點(diǎn)圖。其中p1和p2是該系統(tǒng)中的兩個(gè)復(fù)特征根。在開關(guān)頻率高時(shí)，s遠(yuǎn)大于d，p1距離零軸較遠(yuǎn)，所以P2對(duì)PWM調(diào)制環(huán)節(jié)影響大，可以忽略開關(guān)頻率的影響，而隨著d逐漸增大，p1會(huì)逐漸靠近零軸，此時(shí)開關(guān)頻率對(duì)系統(tǒng)的影響是無(wú)法被忽視的。為了進(jìn)一步闡明系統(tǒng)耦合性和開關(guān)頻率之間的關(guān)系，我們將虛部與實(shí)部的比值定義為耦合度，然后可以得到不同開關(guān)頻率下的電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)的耦合度關(guān)系，如圖2-5所示。由圖2-5可以看出，當(dāng)開關(guān)頻率降低后，電流內(nèi)環(huán)的耦合性會(huì)急劇增加。圖2-5 1KHz、2.5KHz、5KHz開關(guān)頻率下的電流控制系統(tǒng)耦合度頻率響應(yīng)曲線2.4 本章小結(jié)本章首先

45、對(duì)常規(guī)建模進(jìn)行了分析，包括三相靜止坐標(biāo)系和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下模型，然后根據(jù)低開關(guān)頻率不可忽視其對(duì)電流內(nèi)環(huán)耦合影響的特點(diǎn)，進(jìn)行了復(fù)矢量建模，簡(jiǎn)化了模型，方便進(jìn)行控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。然后對(duì)低開關(guān)頻率對(duì)電流內(nèi)環(huán)耦合影響進(jìn)行了分析。第3章 低開關(guān)頻率下的雙三電平PWM調(diào)制策略3.1 電勵(lì)磁同步電機(jī)高性能調(diào)速的意義隨著我國(guó)電力電氣行業(yè)的發(fā)展，大功率工業(yè)傳動(dòng)的應(yīng)用十分廣泛，而電勵(lì)磁同步電機(jī)是大功率工業(yè)傳動(dòng)中十分典型的應(yīng)用。本章旨在開展電勵(lì)磁同步電機(jī)的低開關(guān)頻率高性能調(diào)速，這對(duì)促進(jìn)節(jié)能減排的發(fā)展具有十分重要的現(xiàn)實(shí)意義。目前，在低開關(guān)頻率下，對(duì)調(diào)制進(jìn)行改良的方式主要是采取同步對(duì)稱最優(yōu)PWM策略，雖然這種策略能夠有效降低

46、低次諧波，但是這種策略計(jì)算量大，只能離線運(yùn)算，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性較差。有學(xué)者提出基于自控電機(jī)優(yōu)化的PWM動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)開關(guān)腳方案，轉(zhuǎn)矩的響應(yīng)速度在1.5ms左右，具有良好的軌跡跟蹤控制性能；有學(xué)者在此基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出了基于模型預(yù)測(cè)控制的動(dòng)態(tài)開關(guān)角調(diào)整方案，效果雖然很好，但是被控對(duì)象時(shí)異步電機(jī)。同時(shí)針對(duì)一些實(shí)際大功率傳動(dòng)系統(tǒng)的應(yīng)用問(wèn)題，有學(xué)者提出了低開關(guān)頻率下的分段同步調(diào)制方式，也就是當(dāng)調(diào)制度超過(guò)某一值時(shí)采用優(yōu)化PWM算法，否則采取SVPWM算法，如此一來(lái)能使控制器負(fù)擔(dān)降低，提高運(yùn)行效率，但是該研究中對(duì)分段調(diào)制分界點(diǎn)沒有進(jìn)行明確的說(shuō)明，同時(shí)對(duì)兩種調(diào)制方式的平滑切換問(wèn)題也未進(jìn)行較為深入研究。本章選取低開關(guān)頻

47、率下的二極管鉗位型三電平逆變器作為研究對(duì)象，選擇分段同步調(diào)制這一策略，利用前人對(duì)二重傅里葉解析分析的理論，首先確立前人研究中沒有明確指出的分段同步調(diào)制的理論分界點(diǎn)。然后在電勵(lì)磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中，引入基于模型預(yù)測(cè)的動(dòng)態(tài)開關(guān)角調(diào)整法，將跟蹤目標(biāo)設(shè)置為定子磁鏈，對(duì)于磁鏈跟蹤誤差，將其轉(zhuǎn)換成滾動(dòng)時(shí)域內(nèi)的伏-秒平衡值，從而達(dá)到動(dòng)態(tài)調(diào)整開關(guān)角的目的。然后結(jié)合前人的電流控制策略研究經(jīng)驗(yàn)，對(duì)低開關(guān)頻率下的電勵(lì)磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)進(jìn)行框圖設(shè)計(jì)，并進(jìn)行仿真分析。仿真分析選取50kW和1600kW的功率進(jìn)行，對(duì)設(shè)計(jì)的控制方案進(jìn)行驗(yàn)證，使其在保證諧波的輸出性能的基礎(chǔ)上，可以提高動(dòng)態(tài)調(diào)速的性能，以驗(yàn)證低開關(guān)頻率技術(shù)在大

48、功率系統(tǒng)應(yīng)用中具有優(yōu)勢(shì)的理論。3.2 分段同步調(diào)制的分界點(diǎn)將一個(gè)基波周期內(nèi)逆變器PWM環(huán)節(jié)的輸出脈沖數(shù)量設(shè)為N，那么N可以表示為： N=fsf其中，器件的開關(guān)頻率用fs表示，逆變器的輸出頻率用f表示。隨著逆變器的輸出頻率降低，脈沖數(shù)N會(huì)不斷增加，這時(shí)候如果還是采用特定諧波消除法對(duì)PWM算法進(jìn)行優(yōu)化，那么開關(guān)角的求解難度會(huì)顯著增大，計(jì)算量巨大，無(wú)法實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)調(diào)整，只能離線計(jì)算。同時(shí)與SVPWM相比，這種PWM優(yōu)化方式?jīng)]有顯著的優(yōu)勢(shì)，所以需要在指定的范圍內(nèi)采取分段調(diào)制策略。調(diào)制度用M表示，滿足以下關(guān)系： M=3|Vref|Vdc=3Vs2Vdc其中，直流側(cè)電壓用Vdc表示；逆變器輸出電壓的實(shí)際幅值用

49、Vs表示；參考電壓矢量幅值用|Vref|表示；因?yàn)楹愎β首鴺?biāo)變換時(shí)轉(zhuǎn)化系數(shù)約為23，所以Vref=23Vs將逆變器的額定輸出電壓幅值表示為Vsn，額定輸出電壓對(duì)應(yīng)的額定輸出頻率為fsn，而對(duì)應(yīng)的調(diào)制度達(dá)到最大值的23。逆變器實(shí)際輸出頻率f與額定輸出頻率fsn的關(guān)系滿足：ffsn=VsVsn由以上式子可以得到：ffsn=23MVdc23MnVdc=M23有文獻(xiàn)指出，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)N小于1520時(shí)，因?yàn)殚_關(guān)頻率帶來(lái)的載波邊帶會(huì)具有低次諧波特性，這時(shí)可以采取優(yōu)化PWM算法。此處假設(shè)N=15，那么開關(guān)頻率造成的載波邊帶應(yīng)該具備低次諧波特性，最低次諧波邊帶為7次。當(dāng)N小于1520時(shí)，當(dāng)將fsn

50、設(shè)為50Hz時(shí)，滿足以下關(guān)系：fs<1520f=152032Mfsn=649.5866M也就是說(shuō)，調(diào)制度M的取值范圍是：M>fs(649.5866)當(dāng)開關(guān)頻率是500Hz，根據(jù)上述式子可以計(jì)算出M大于0.5770.770時(shí)可以采取優(yōu)化PWM算法、同樣地，當(dāng)開關(guān)頻率是150Hz時(shí)，M大于0.1730.231時(shí)可以采取優(yōu)化PWM算法。3.3 特定諧波消除法PWM3.3.1 特定諧波消除法的基本原理特定諧波消除法作為一種廣泛應(yīng)用的同步對(duì)稱優(yōu)化PWM調(diào)制策略，基本原理是首先傅里葉級(jí)數(shù)展開變頻器的輸出相電壓，然后讓基波幅值與一與調(diào)制度M相關(guān)的給定值相同，并令其他打算消除的諧波幅值設(shè)為零，由此

51、可以得到一組非線性方程組。通過(guò)對(duì)這一非線性方程組進(jìn)行求解，可以獲得開關(guān)角信息。如圖3-1所示是二極管鉗位式三電平拓?fù)?，此拓?fù)洳捎玫氖菃螛O性特定諧波消除法調(diào)制，其中含有N個(gè)開關(guān)角的a相相電壓波形如圖3-2所示。圖3-1 二極管鉗位型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖圖3-2 三電平單極性特定諧波消除法調(diào)制的a相相電壓波形根據(jù)上圖采用單極性特定諧波消除法調(diào)制的a相相電壓脈沖波形和三電平變頻器拓?fù)溟_關(guān)動(dòng)作規(guī)律，我們可以得到，N個(gè)開關(guān)角說(shuō)明在開關(guān)周期內(nèi)，a的上橋臂開關(guān)管Sa1做了N次動(dòng)作，頻率為N倍的變頻器輸出電壓基波頻率。圖3-2所代表的波形傅里葉展開為：ut=a02+n=1(ancosnt+bnsinnt

52、) (n=1,2,3,)同步對(duì)稱優(yōu)化特定諧波消除策略的特點(diǎn)是單基波周期內(nèi)的PWM方波是整數(shù)，以鏡像對(duì)稱、/2偶對(duì)稱，所以這一策略下的傅里葉級(jí)數(shù)展開中沒有直流分量和偶次諧波分量，所以根據(jù)這一特點(diǎn)能夠?qū)⑸鲜鍪阶诱頌椋簎t=n=1bnsinnt (n=1,3,5,)bn=4udnn=1k=1N(-1)k+1cosnk其中b0表示諧波幅值，k為開關(guān)次數(shù)，k為開關(guān)角。因?yàn)槿嘧冾l器具有三相對(duì)稱性，所以三相變頻器的輸出線電壓中沒有以3作為倍數(shù)的次諧波，因此，對(duì)于N個(gè)開關(guān)角可以消除N-1個(gè)諧波分量。3.3.2動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)中特定諧波消除法存在的問(wèn)題特定諧波消除法存在一個(gè)很大的問(wèn)題就是計(jì)算量大，開關(guān)角無(wú)法實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)

53、獲取，只能通過(guò)離線計(jì)算，因此這種方法通常在單基波周期只進(jìn)行一次開關(guān)角更新的穩(wěn)態(tài)V/F控制系統(tǒng)中使用。而在調(diào)速性能高要求的傳動(dòng)系統(tǒng)中，由于這類系統(tǒng)需要變頻器能夠?qū)崿F(xiàn)動(dòng)態(tài)快速響應(yīng)，所以如果直接采用傳統(tǒng)方法對(duì)特定消除法開關(guān)表進(jìn)行求解，會(huì)出現(xiàn)過(guò)流、脈沖紊亂等許多不穩(wěn)定因素、另外，在特定諧波消除法中，第一個(gè)未被消除的諧波幅值會(huì)比較大，因?yàn)楸幌C波的能量會(huì)傳遞到未消除的諧波當(dāng)中。為了在高性能調(diào)速系統(tǒng)中運(yùn)用同步對(duì)稱優(yōu)化PWM方法，有學(xué)者提出了基于自控電機(jī)的優(yōu)化PWM動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)開關(guān)角的方案，采用西門子三電平逆變器，這種方案在避免電流沖擊的同時(shí)還保證了在低開關(guān)頻率下的1.5ms的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度，然而這種實(shí)現(xiàn)方案的

54、復(fù)雜度較高。有學(xué)者在此基礎(chǔ)上對(duì)復(fù)雜的實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行改良，提出了一種基于模型預(yù)測(cè)控制的開關(guān)角調(diào)整方案，這種方案稱之為模型預(yù)測(cè)優(yōu)化PWM脈沖模式。在這種方案下，也可以實(shí)現(xiàn)較好的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度，但是這一方案是以感應(yīng)電機(jī)作為被控對(duì)象進(jìn)行研究的。該方案在實(shí)現(xiàn)時(shí)，會(huì)收到磁鏈的影響，因此，在進(jìn)行電勵(lì)磁同步電機(jī)模型移植時(shí)，應(yīng)當(dāng)考慮磁鏈獲取對(duì)系統(tǒng)帶來(lái)的影響。3.4 模型預(yù)測(cè)優(yōu)化PWM脈沖模式控制3.4.1 離線計(jì)算特定諧波消除法開關(guān)角本次計(jì)算的開關(guān)角N假定為7，利用數(shù)學(xué)計(jì)算軟件Matlab線性擬合繪制開關(guān)角與調(diào)制度變化曲線，如圖3-3所示。圖3-3 開關(guān)角N為7時(shí)特定諧波消除脈寬調(diào)制開關(guān)角與調(diào)制度關(guān)系圖當(dāng)調(diào)制度M為

55、0.8時(shí)，在四分之一個(gè)周期內(nèi)，a相上橋臂開關(guān)管開關(guān)角角度共有7個(gè)，分別是：28.53°、31.23°、41.14°、45.33°、52.60°、60.83°以及64.23°。根據(jù)a、b、c三相之間的相位差關(guān)系以及特定諧波消除脈寬調(diào)制本身存在的鏡像對(duì)稱、/2偶對(duì)稱特性，能夠得出這一時(shí)刻相對(duì)于中性點(diǎn)O三電平逆變器三相輸出相電壓的脈沖波形，如圖3-4所示。圖3-4 開關(guān)角N為7，調(diào)制度M為0.8時(shí)的三相輸出相電壓波形3.4.2 磁鏈軌跡跟蹤我們選擇二極管鉗位型三電平變頻器驅(qū)動(dòng)電勵(lì)磁同步電機(jī)作為分析對(duì)象，在不考慮電機(jī)定子電阻的前提下

56、，可以得到定子在穩(wěn)態(tài)時(shí)的同步對(duì)稱優(yōu)化特定諧波消除法的磁鏈軌跡方程：st=s0+Vdv20tus()d以開關(guān)角為7，調(diào)制度為0.8為例進(jìn)行分析，計(jì)算a相相電壓的開關(guān)角位置，能夠得出以下結(jié)果：28.53°、31.23°、41.14°、45.33°、52.60°、60.83°、64.23°；115.75°、119.15°、 127.38°、134.65°、138.84°、148.75°、151.45°；208.53°、211.23°、221.

57、14°、225.33°、 232.60°， 240.83°， 244.23°；295.75°，299.15°，307.38°，314.65°，318.83°，328.75°，331.45°根據(jù)a、b、c三相的相位關(guān)系，能夠同理得到b相和c相的開關(guān)角位置。b相：148.53°、151.23°、161.14°、165.34°、172.60°、180.82°、184.23°；235.75°、239.15

58、°、247.38°、254.65°、258.84°、268.75°、271.45°；328.53°、331.23°、341.14°、345.33°、352.60°、0.83°、4.23°；55.75°、59.15°、67.38°、74.65°、78.84°、88.75°、91.45°c相：268.53°、271.23°、281.14°、285.32°、292.60°、300.83°、304.23°；355.75°、359.15°、7.38°、14.65°、18.84°、28.75°、31.45°；88.53°、91.23°、101.14°、105.33°、112.60°、120.83°、124.23°；175.75°、179.15°、187.38°、194.65