三相逆變器輸出波形控制技術(shù)

1、 三相逆變器輸出波形控制技術(shù) 北京大學(xué) 東方賤人摘要獨(dú)立式逆變電源在軍事、工業(yè)、民用、服務(wù)業(yè)等領(lǐng)域都有廣泛的應(yīng)用，在這種條件下對于單臺逆變器控制方法研究仍具有重要的意義。本文主要針對其輸出電壓波形的控制和抗不平衡負(fù)載方面進(jìn)行研究。(1)首先對三相電壓源型逆變器的常用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了介紹并分析了其優(yōu)缺點(diǎn)，接著給出了其在三相靜止坐標(biāo)系、兩相靜止坐標(biāo)系、兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型，并說明在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下分別進(jìn)行控制時，控制量并不相互獨(dú)立，而是存在耦合。最后，通過理論分析和仿真證明這種耦合主要影響逆變器的動態(tài)性能。(2)分析了幾種控制方式的各自優(yōu)缺點(diǎn)，最后選擇了帶負(fù)載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)的

2、雙環(huán)控制策略，這種控制策略既可以實(shí)現(xiàn)限流的作用，同時保證了系統(tǒng)良好的動態(tài)特性。為了提高輸出電壓的波形質(zhì)量，在外環(huán)中加入重復(fù)控制器，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)控制器參數(shù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明，所設(shè)計(jì)的參數(shù)不僅使系統(tǒng)具有良好的動態(tài)特性，同時提高了輸出波形的質(zhì)量。(3)文章最后針對逆變器帶不平衡負(fù)載時輸出電壓不平衡的問題，首先分析提高控制器二次分量處的增益可以提高系統(tǒng)抗不平衡負(fù)載的能力的原理。并通過在傳統(tǒng)的PI加重復(fù)復(fù)合控制器中加入二次諧振控制器，提高其二次分量處的增益并分析其穩(wěn)定條件，最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制方法可靠性。關(guān)鍵字：dq耦合；雙環(huán)控制；復(fù)合控制；諧振控制；不平衡負(fù)載AbstractThen

3、on-grid-connectedinverteriswidelyappliedinthefieldsofmilitary,industry,civiluseandservices.Undersuchconditiontheresearchonthecontroltechniqueofsingleinverterisstillofgreatsignificance.Therefore,inthispaper,wefocusonthecontroltechniqueofinvertersoutputvoltageandtheunbalancedloaddisturbancerejection.(

4、1)Firstly,thisarticleintroducedandanalyzedtheadvantagesanddisadvantagesofcommonlyusedtypeofthree-phasevoltagesourceinvertertopology,andindroducedthethemathematicalmodelofinverterinthree-phasestaticcoordinatesystem,two-phasestaticcoordinatesystem,two-phaserotatingcoordinatesystem.Thenitillustratedthe

5、phenomenonthatwhensystemiscontrolledunderthetwophaserotatingcoordinatesystem,thecontrolvolumesaremutualcoupling.Finally,throughthetheoreticalanalysisandsimulationprovethatthiscouplingmainlyaffectsthedynamicperformanceofinverter,anditsinfluenceisnotobvious.(2)Thisarticlefirstlyanalyzedadvantagesanddi

6、sadvantagesofseveralcontrolmethods,andchosethedoubleloopcontrolstrategywithloadcurrentfeed-forward,inwhichinductorcurrentcurrentfeedbackintheinnerloopandinductancecapacitancevoltagefeedbackintheouterone.Thiscontrolstrategycannotonlyrealizethefunctionofcurrentlimiting,butalsohasgooddynamiccharacteris

7、ticsofthesystematthesametime.Thenthearticleanalyszedthedifferencebetweentheharmoniccontrollersetoninnerandouterloop,andthereasonwhyrepetitivecontrollerintheouterringcanachievebettercontroleffect.Thecontrollerparametersisdesignedbasedonanalysis.Simulationandexperimentalresultsshowthatthedesignedparam

8、etersnotonlymakesurethesystemhasgooddynamiccharacteristics,butalsoimprovethequalityoftheoutputwaveform.(3)Finally,asfortheproblemoftheinvertersoutputvoltageimbalancecausedbyunbalancedload,thearticlefirstlyanalysistheprinciplewhyimprovecontrollersthegainofsecondarycomponentanalysiscanimprovethesystem

9、sresistanceofunbalancedload.Toimprovethesecondtimegain,themethodinthearticleaddsasecondresonantcontrollerinthetraditionalPIandrepetitivecompoundcontrollerandanalyzeitsstabilitycondition.Atlast,theresultofsimulationandexperimentverifythereliabilityofthecontrolmethod.Keywords:dqcoupling;doubleloop;the

10、compoundcontrol;theresonantcontrol;unbalancedload目錄摘要IAbstractII1緒論11.1研究背景及意義11.2逆變器波形控制技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀21.3本文主要研究內(nèi)容52三相逆變器數(shù)學(xué)模型分析72.1引言72.2三相電壓源型逆變器的常用拓?fù)浼捌鋽?shù)學(xué)模型72.3三相逆變器dq坐標(biāo)系下的解耦132.4本章小結(jié)193三相逆變器復(fù)合控制技術(shù)203.1引言203.2控制方案選擇213.3雙環(huán)控制器設(shè)計(jì)233.4雙環(huán)諧波抑制策略263.5仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果293.6本章小節(jié)374不平衡條件下的復(fù)合控制394.1引言394.2對稱分量法及其應(yīng)用394.3常規(guī)復(fù)合控

11、制方案的分析454.4一種改進(jìn)的復(fù)合控制方案484.5仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果614.6本章小結(jié)675總結(jié)與展望685.1本文總結(jié)685.2未來工作展望68致謝70參考文獻(xiàn)71附錄攻讀碩士學(xué)位期間參加的主要科研項(xiàng)目751緒論1.1研究背景及意義在農(nóng)耕時代，人們主要是使用薪柴等生物質(zhì)能源來滿足飲食、取暖等生活需要，能源的利用種類單一，效率低。第一次工業(yè)革命使生產(chǎn)效率得到提高，帶來了能源需求提高的必然結(jié)果。隨著內(nèi)燃機(jī)、電力這兩個革命性技術(shù)的產(chǎn)生，人類需求能源的種類更加豐富起來，石油和天然氣也和煤炭一樣，逐漸成為世界能源的主要消費(fèi)品種。如今人類的生活、生產(chǎn)的正常運(yùn)轉(zhuǎn)都離不開能源的連續(xù)支撐，如果能源突然中止供應(yīng)

12、，那么人類社會的正常運(yùn)行必將陷入一片混亂、癱瘓之中，能源對人類發(fā)展的制約作用也日益顯現(xiàn)?；茉?是目前全世界能源消費(fèi)的主要對象，而其再生周期極其漫長。隨著人類對其的不斷消耗，人來必須面對其儲量減少，開采難度提高的棘手問題。同時化石燃料的燃燒產(chǎn)生的二氧化碳等溫室氣體是導(dǎo)致全球氣候變暖2的重要因素，氣候變化是對人類乃至其他生物物種生存的巨大威脅，國際社會也已經(jīng)圍繞全球變暖問題達(dá)成各種協(xié)議，而這些協(xié)議同樣會給能源的發(fā)展使用帶來強(qiáng)大的制約。人類社會對能源的依賴達(dá)到了空前的高度，而不可再生的化石能源又在以驚人的速度被消耗，開采利用受到環(huán)境因素、氣候保護(hù)法規(guī)的制約，這就使得能源安全問題成為全球關(guān)注的熱點(diǎn)

13、。石油、天然氣等化石燃料主要產(chǎn)自中東、俄羅斯等一些國家，一些資源匱乏的發(fā)展中國家為了滿足自身發(fā)展的需要必須依賴進(jìn)口能源3，國家經(jīng)濟(jì)社會的穩(wěn)定發(fā)展必須以能源穩(wěn)定持續(xù)供應(yīng)為保障。但全球擁有這些能源資源的區(qū)域往往各方勢力盤根錯節(jié)，局勢動蕩不穩(wěn)，這就大大增加了能源供應(yīng)中斷的可能性。在這種形勢下，想要擺脫能源安全困局3，就必須大力開發(fā)新能源，同時在開發(fā)傳統(tǒng)能源時提高其開發(fā)質(zhì)量，效率，同時兼顧環(huán)境因素。優(yōu)化能源結(jié)構(gòu)，使能源種類多樣化，同時降低化石燃料的使用率，發(fā)展清潔能源，以實(shí)現(xiàn)能源的低碳化。根據(jù)中國電力與能源4，由于我國人口眾多，又處于經(jīng)濟(jì)社會高速發(fā)展的時期，所以能源需求巨大，盡管像天然氣、水電、核電等

14、能源開發(fā)潛力很大，但難以支撐需求。目前我國主要受制于技術(shù)和成本問題，難以對這些可再生能源加以高效合理的利用。要實(shí)現(xiàn)對風(fēng)能、太陽能、生物質(zhì)能等新能源5和清潔能源的大量利用，就必須依靠各種轉(zhuǎn)換裝置將其轉(zhuǎn)換成電能，再通過各種形式的電力變換器得到的電能轉(zhuǎn)換成人們需要的符合頻率幅值等條件的電源，以滿足人們正常的生活、生產(chǎn)的需要。在這些電力變換器6-8中，應(yīng)用最廣泛最重要的莫過于PWM逆變器，它不僅在新能源領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，在交通運(yùn)輸、銀行、醫(yī)療、工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)、軍工國防、照明、通訊等領(lǐng)域的應(yīng)用頗多7-8。逆變器是將直流電源轉(zhuǎn)換成給定頻率、給定幅值滿足一定波形質(zhì)量要求的交流電的電力變換裝置，對于用電設(shè)備來

15、說，提供的電源越是能滿足其運(yùn)行要求，用電設(shè)備產(chǎn)生的經(jīng)濟(jì)效益越大，安全穩(wěn)定運(yùn)行的時間越長。隨著用電設(shè)備的不斷升級，其對電源的要求也就越高，逆變器除了要能夠在實(shí)現(xiàn)正常情況下輸出滿足頻率、幅值、波形質(zhì)量要求的輸出電壓之外，還應(yīng)該具有帶一些特定負(fù)載如不平衡負(fù)載、整流型負(fù)載等負(fù)載的能力。鑒于此，有必要對逆變器進(jìn)行深入的分析。1.2逆變器波形控制技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀早期的逆變器采用的是模擬控制器，即控制器是由運(yùn)放、電阻、電容等原件組成的，這就會存在一系列的問題，如由于工藝的原因元件的實(shí)際電容值和電阻值與設(shè)計(jì)值存在差別，元件在使用過程中存在發(fā)熱的狀況，溫度的升高可能使原件的參數(shù)發(fā)生偏移，使控制效果受到影響，甚至導(dǎo)致

16、系統(tǒng)的不穩(wěn)定。此外，控制器必須重新更換來實(shí)現(xiàn)其算法升級。在DSP等數(shù)字控制芯片和IGBT、IGGT等全控器件出現(xiàn)后，數(shù)字控制以其不受溫度影響、算法更新方便，可以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜算法等一些傳統(tǒng)模擬控制器不具備的優(yōu)點(diǎn)迅速成為逆變器的主流控制方式。但是數(shù)字控制器的控制量必須在計(jì)算后輸出，而計(jì)算需要一定的時間，這也就導(dǎo)致控制量的輸出并不是實(shí)時的，而是存在一系列的延時。同時，數(shù)字控制的算法實(shí)現(xiàn)是通過計(jì)算機(jī)來實(shí)現(xiàn)的，而在計(jì)算機(jī)中數(shù)據(jù)是以二進(jìn)制存儲的，所以長度是有限的，那么必然會對數(shù)據(jù)進(jìn)行舍入或者截尾以保證數(shù)據(jù)的字長符合可以被儲存的條件，當(dāng)控制器或者閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)接近單位圓時，量化誤差就可能引起控制器或者系統(tǒng)的死區(qū)

17、和極限環(huán)9。盡管數(shù)字控制存在著這些問題，但相對于模擬控制器它更能適用于現(xiàn)在的控制對象，已經(jīng)成為一個控制領(lǐng)域熱門的發(fā)展趨勢。本文的研究中的仿真模型、實(shí)驗(yàn)臺架也全部都采用數(shù)字信號進(jìn)行控制。常見的逆變器數(shù)字控制方法簡要對比介紹如下：(1)PID控制PID控制10即控制器由比例、積分、和差分項(xiàng)組成，比例系數(shù)與系統(tǒng)的動態(tài)特性與穩(wěn)定性密切相關(guān)，積分項(xiàng)可以減少系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。微分項(xiàng)可以改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。對于單相逆變器采用PID控制器，由于指令值是正弦波會存在一定的穩(wěn)態(tài)誤差，三相逆變器采用在dq軸下控制時，指令值是直流量，不存在穩(wěn)態(tài)誤差。PID控制的缺點(diǎn)是對于諧波的抑制能力不強(qiáng)，不能夠很好的提高輸出電壓的波

18、形質(zhì)量。(2)無差拍控制采用數(shù)字控制的系統(tǒng)中控制量、擾動量、狀態(tài)分量、輸出量通過狀態(tài)方程聯(lián)系在一起。無差拍控制11是通過求出滿足使輸出量和指令值相等時的狀態(tài)方程的解來實(shí)現(xiàn)的。逆變器的狀態(tài)變量一般為電感電流和輸出電壓，而無差拍控制的控制量是通過狀態(tài)變量和下一拍的指令值得到的，所以當(dāng)輸出電壓在擾動的作用下發(fā)生突變時，指令值可以迅速改變，所以這種控制方式具有良好的動態(tài)性能。但是當(dāng)控制系統(tǒng)發(fā)生變化時，原來的狀態(tài)方程會對應(yīng)發(fā)生改變，所以控制系統(tǒng)的魯棒性和可靠性不高。(3)滯環(huán)控制滯環(huán)控制12的原理非常的簡單，當(dāng)輸出量大于指令值超出一定范圍時，使開關(guān)管以降低輸出量的方式開斷，當(dāng)輸出量小于指令值超出一定范圍

19、時，使開關(guān)管以增加輸出量的方式開斷。通過這種調(diào)節(jié)，可以使輸出量保持在指令值周圍一定范圍內(nèi)變化。范圍設(shè)定值與系統(tǒng)對指令的跟蹤能力和開關(guān)管的頻率成負(fù)相關(guān)。這種控制方式原理簡單，操作簡便。但在這種情況下開關(guān)頻率不固定，對于輸出濾波器截止頻率的設(shè)計(jì)的難度增加。(4)重復(fù)控制重復(fù)控制13的基本思想來源于內(nèi)模原理，內(nèi)模原理就是控制器中含有外部輸入信號的動力學(xué)模型時控制器會具有優(yōu)良的指令跟蹤能力和良好的抗干擾能力。對于逆變器控制而言，在非旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的指令值和大多數(shù)擾動量都是正弦分量，其動力學(xué)模型其實(shí)就是與輸入量同頻率的正弦信號模型。當(dāng)控制器中含有對應(yīng)頻率的正弦信號模型時實(shí)現(xiàn)對正弦信號的積分作用從而消除穩(wěn)態(tài)

20、誤差。但是這些擾動量的頻譜分布廣泛，但大多集中在諧波頻率處。如果在控制器中對所有的外部信號都構(gòu)造其動力學(xué)模型，實(shí)現(xiàn)起來復(fù)雜，可操作性也不強(qiáng)。然而這類信號的共同特點(diǎn)就是以周期的形式出現(xiàn)，重復(fù)控制器正是根據(jù)這些信號的共同特點(diǎn)來設(shè)計(jì)的，通過對每個周期的誤差進(jìn)行積分，即使在誤差為零時，由于累積的作用，系統(tǒng)仍然能夠產(chǎn)生有效的輸出。但是重復(fù)控制器也存在一些缺點(diǎn)比如其控制量來源于對誤差的逐周期的積分，所以對于負(fù)載突變等情況時，重復(fù)控制的輸出的控制量不能夠突變，這種情況下系統(tǒng)的動態(tài)性能會受到影響。此外，重復(fù)控制器不能夠單獨(dú)增大某一頻率處的增益，可以通過提高濾波器的截止頻率或者增大比例項(xiàng)來進(jìn)行調(diào)節(jié)，但這樣做很容

21、易導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。(5)諧振控制諧振控制器14在諧振頻率處增益大，其他頻率處增益接近零的特點(diǎn)使其對交流分量有很好的跟蹤效果。針對逆變器的諧波問題可以采用多個諧振控制器并聯(lián)的控制方式，但是當(dāng)多個諧振控制器同時使用時，各個諧振控制器之間會存在相互影響的問題，并且涉及的參數(shù)較多，很難確定最佳的參數(shù)組合。綜上可以看出，每種控制器的基本思想不同，所以他們對系統(tǒng)性能改善的針對點(diǎn)也不一樣。所以在工程實(shí)踐中應(yīng)根據(jù)逆變器實(shí)際使用時特定的要求來選擇合適的控制方法。如果采用兩種或多種控制方法進(jìn)行復(fù)合控制，以發(fā)揮不同的控制方法的優(yōu)點(diǎn)，同時避免其缺點(diǎn)，則可以很好的提高逆變器的性能。1.3本文主要研究內(nèi)容本課題來自于某

22、工頻逆變器研制項(xiàng)目，本文的研究內(nèi)容以該項(xiàng)目臺架為基礎(chǔ)展開，下面是對本文研究內(nèi)容的總結(jié)：(1)簡單介紹了三相電壓源型逆變器的兩種常用拓?fù)鋱D并分析了其優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)及適用條件，在此基礎(chǔ)上推導(dǎo)了控制對象在abc、dq坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型。通過理論分析與仿真驗(yàn)證說明了dq軸分量的耦合耦合主要影響逆變器輸出的動態(tài)特性，對穩(wěn)態(tài)特性影響小，并給出了單環(huán)與雙環(huán)條件下的解耦方法。(2)針對逆變器雙環(huán)控制時，首先從表達(dá)式和物理意義上分析了內(nèi)環(huán)反饋量分別為電感電流和電容電流時各自的優(yōu)缺點(diǎn)，在抗負(fù)載電流擾動和動態(tài)性能方面電容電流作為內(nèi)環(huán)反饋量都優(yōu)于電感電流作為內(nèi)環(huán)反饋量，但是電感電流作為內(nèi)環(huán)反饋量時可以實(shí)現(xiàn)限流的功能，通過在

23、控制器中加入負(fù)載電流反饋可以彌補(bǔ)電感電流作為反饋量的不足，同時實(shí)現(xiàn)限流的功能，有利于逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行。針對單獨(dú)采用PI控制器的雙環(huán)其諧波抑制能力不強(qiáng)的問題，本文中嘗試外環(huán)控制器中加入重復(fù)控制器以增強(qiáng)其諧波抑制能力，提高輸出電壓的波形質(zhì)量，最后仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果都證明了該設(shè)計(jì)方案的可行性與正確性。(3)針對逆變器帶不平衡負(fù)載時輸出電壓不平衡問題，根據(jù)輸出電壓不平衡時負(fù)序分量經(jīng)過dq變換后得到是二次分量，提出在原有的PI與重復(fù)并聯(lián)復(fù)合控制器中加入二次諧振控制器以提高逆變器抗不平衡負(fù)載擾動能力的控制方法。本文中給出了其穩(wěn)定性條件，并結(jié)合實(shí)例給出其參數(shù)設(shè)計(jì)過程，并通過仿真驗(yàn)證了加入諧振控制器后的復(fù)合控制器

24、不會影響原控制器的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，能夠有效改善系統(tǒng)帶不平衡負(fù)載時輸出電壓的平衡情況。2逆變器數(shù)學(xué)模型分析2.1引言逆變器是實(shí)現(xiàn)將直流電變換為交流電的一種電力變換裝置，根據(jù)其直流電源的結(jié)構(gòu)，逆變電源大概分為電壓源型逆變器以及電流源型逆變器兩大類。如果根據(jù)逆變器輸出電壓的特性來分，則可以分為恒壓恒頻逆變器和變壓變頻逆變器。本文的研究內(nèi)容都是以恒頻恒壓的電壓型逆變器作為研究對象而展開的。逆變裝置的控制是通過對開關(guān)管的開通、關(guān)斷來實(shí)現(xiàn)的，所以就整個時間段來看，逆變器是一個非線性的系統(tǒng)，但是在開關(guān)管保持開通或者關(guān)斷的時間段中，逆變器卻是個線性系統(tǒng)。基于這點(diǎn)，狀態(tài)空間平均法15-16,22成為逆變器理論研

25、究和工程應(yīng)用最廣泛的研究方法之一。本章首先通過狀態(tài)空間平均法建立了控制對象不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，為后面控制策略的研究建立理論基礎(chǔ)，同時對旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下dq軸之間的耦合進(jìn)行了分析。2.2三相電壓源型逆變器的常用拓?fù)浼捌鋽?shù)學(xué)模型2.2.1三相電壓源型逆變器常用電路拓?fù)鋱D2.1是三相組合式逆變器的電路拓?fù)鋱D，可以看出它是由三個互相獨(dú)立的單相逆變單元組合而成，其優(yōu)點(diǎn)是它們相互獨(dú)立，在控制方式的選擇上更加靈活，可以采用三相統(tǒng)一控制，也可以采用三個單相獨(dú)立控制，當(dāng)三相獨(dú)立控制時，帶不平衡負(fù)載的能力較三相全橋型逆變器有明顯的優(yōu)勢。缺點(diǎn)是采用的開關(guān)管數(shù)目比較多，成本較高，體積較大，可靠性降低、功率密度下降。圖

26、2.2是三相全橋逆變器的電路拓?fù)鋱D，其優(yōu)點(diǎn)是開關(guān)管的數(shù)目減少了一半，可以降低成本，縮小體積，提高功率密度，缺點(diǎn)是帶不平衡負(fù)載的能力較差。圖2.1組合式三相電壓源型逆變器主電路拓?fù)鋱D2.2三相橋式電壓源型逆變器主電路拓?fù)溆梢陨蠈δ孀兤鲀煞N拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)分析可知，在工程項(xiàng)目中應(yīng)根據(jù)項(xiàng)目的設(shè)計(jì)需求來選擇比較合適的方案，對于大功率場合且對帶不平衡負(fù)載能力要求高時逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)應(yīng)優(yōu)先采用三相組合式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；對于體積，成本要求較高而對于帶不平衡負(fù)載的能力方面要求不高的場合逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)應(yīng)該優(yōu)先采用三相全橋式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖2.3三相電壓源型逆變器變壓器的兩種常見位置在實(shí)際應(yīng)用中，為了實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)與輸出側(cè)

27、的電氣隔離以及交流側(cè)電壓等級較高的情況下往往會在輸入和輸出側(cè)之間加一個工頻變壓器，如圖2.3所示，變壓器放置的常見位置有兩種，一種是放在濾波電容前端，另一種是放在濾波電容后端。當(dāng)變壓器放置在濾波器前端時，逆變器工作過程中高頻諧波電流將全部經(jīng)過變壓器，諧波電流流過變壓器，使得其鐵損較大由此導(dǎo)致溫升也較大，因此在對變壓器進(jìn)行設(shè)計(jì)時，會使其體積重量增加以滿足溫升條件，另外由于控制時是對濾波電容上的電壓進(jìn)行控制，而變壓器一般等效為一個電感，這樣被控系統(tǒng)的階數(shù)由原來的二階系統(tǒng)變?yōu)槿A系統(tǒng)18，控制器的設(shè)計(jì)難度增加。當(dāng)變壓器放置在濾波器后端時，逆變器工作過程中產(chǎn)生的高頻諧波電流大部分會流入電容器中，因此變

28、壓器的鐵損會減少，在設(shè)計(jì)變壓器時可以將其體積，重量設(shè)計(jì)的更小，有利于逆變器功率密度的提高。同時變壓器可以等效于一個濾波電感，使輸出波形的諧波含量進(jìn)一步降低。在控制方面，由于控制的是逆變器濾波電容上的電壓，控制對象為二階系統(tǒng)，控制器設(shè)計(jì)相對簡單。但由于變壓器漏感的存在，輸出電壓的幅值會低于指令值，需要提高指令值或者采用輸出電壓均值外環(huán)對電容電壓的指令值加以控制，使得輸出滿足給定條件。2.2.2三相電壓源型逆變器的數(shù)學(xué)模型下文以基于狀態(tài)空間平均法得到三相逆變器在不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。(1)在靜止abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型圖2.4三相橋式電壓源型逆變器電路拓?fù)淙鐖D2.4所示：Ud為直流電壓源，T1T

29、6為IGBT開關(guān)管，r是綜合開關(guān)管死區(qū)效應(yīng)、線路雜散電阻、電感寄生電阻、開關(guān)管通態(tài)壓降等因素的等效電阻，L為濾波電感，C為濾波電容，、是三相電感電流，、是三相電容電壓，、是三相負(fù)載電流。由圖2.4可以得到如下方程組：(2.1)(2.2)由式(2.1)、(2.2)可以寫出其狀態(tài)空間模型為：(2.3)當(dāng)三相全橋式電路存在中線時，可以看成由三個獨(dú)立的半橋結(jié)構(gòu)組合而成，三相之間相互獨(dú)立。當(dāng)無中線時由+=0可見，電路中是不可能存在零序電流的，輸出電容電壓中也不會含有零序分量，故+=0。這樣以來在上述式中只有4個方程相互獨(dú)立。如取、作為狀態(tài)變量，則狀態(tài)空間模型為：(2.4)由以上方程可知，當(dāng)逆變器結(jié)構(gòu)為三

30、相組合式或者三相全橋結(jié)構(gòu)的逆變器存在中線時，可以由三個分別位于abc坐標(biāo)系下的單相逆變器的控制器進(jìn)行控制。(2)靜止坐標(biāo)系下三相逆變器的數(shù)學(xué)模型靜止abc坐標(biāo)系下的矩陣方程通過CLARKE變換矩陣可以得到坐標(biāo)系下的矩陣方程。CLARKE變換矩陣和其逆變換矩陣如下：(2.5)對式(2.3)作CLARKE變換可以得到坐標(biāo)系下的狀態(tài)空間模型為：(2.6)由上式可知，坐標(biāo)系下、軸之間相互獨(dú)立并不存在耦合關(guān)系，只需要對、軸分別進(jìn)行控制即可，控制器的設(shè)計(jì)也可按照單相逆變器進(jìn)行設(shè)計(jì)。其被控對象在S域下的被控框圖如圖如圖2.5所示：圖2.5坐標(biāo)系下LC型逆變器控制對象框圖(3)dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型令d-q系

31、統(tǒng)中d軸、q軸分量Xd、Xq的合成矢量與坐標(biāo)系下的、軸的合成矢量相同，dq軸分量與軸分量之間的相互轉(zhuǎn)換可以通過PARK變換及其反變換來實(shí)現(xiàn)，PARK變換矩陣和其逆變換矩陣如下：(2.7)對式(2.6)作PARK變換，可以得到dq坐標(biāo)系下的狀態(tài)空間模型為：(2.8)根據(jù)狀態(tài)空間模型可以畫出S域下控制對象框圖為：圖2.6dq坐標(biāo)系下LC型逆變器控制對象框圖如圖2.6所示旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，dq軸控制量之間存在耦合，在dq軸下對系統(tǒng)進(jìn)行控制時，就必須研究耦合對系統(tǒng)控制的影響與解耦方法19。2.3三相逆變器dq坐標(biāo)系下的解耦2.3.1逆變器解耦的必要性由上小節(jié)對dq坐標(biāo)系下的狀態(tài)方程可見，和耦合到了d軸上，

32、同樣和分量耦合到了q軸上，只觀察d軸，這時可以把和與一樣視為擾動分量，則d軸控制系統(tǒng)可以認(rèn)為是一個四輸入單輸出的系統(tǒng)。在d、q軸下對逆變器進(jìn)行控制時需要在d、q軸下分別設(shè)置一個控制器對其實(shí)現(xiàn)控制，在設(shè)計(jì)控制器時需要考慮耦合對控制效果帶來的不利影響。下面將從兩個不同的角度對dq軸的耦合20-21進(jìn)行理論分析，并給出仿真結(jié)果作為驗(yàn)證。圖2.7三相電壓源型逆變器d軸控制對象框圖由圖2.7可知:(2.9)其中對的傳遞函數(shù)為(2.10)其中對的傳遞函數(shù)為(2.11)如圖2.8所示實(shí)線代表的是與的傳遞函數(shù)的頻率特性曲線，虛線代表的是與的傳遞函數(shù)的頻率特性曲線，從圖像可以得到以下結(jié)論：(1)、對的作用主要存

33、在于中低頻段，且耦合作用不是很強(qiáng)。(2)耦合作用最強(qiáng)發(fā)生在諧振頻率附近。(3)電感電流的q軸分量在中低頻段對輸出電壓d軸分量的耦合作用大于輸出電壓的q軸分量對輸出電壓d軸的作用，但是在諧振峰附近頻率處則反之。(4)當(dāng)逆變器處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時，電感電流的dq軸分量與輸出電壓的dq軸分量以直流量為主，由于中低頻段的增益不大，所以dq軸耦合對于逆變器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行條件下影響小。圖2.8、對傳函的bode圖圖2.9-2.12是dq軸解耦與不解偶的控制方式下，在d軸指令值突變與q軸指令值突變的條件下，輸出電壓、的變化對比圖?？梢钥吹皆?.4s之前解耦與不解偶的系統(tǒng)，輸出電壓、基本上是重合的，這也表明dq軸的耦

34、合對于三相逆變器輸出電壓的穩(wěn)態(tài)影響很小。圖2.9空載0.4sd軸指令由166突變到160時輸出電壓d軸分量圖2.10空載0.4sd軸指令由166突變到160時輸出電壓q軸分量圖2.11空載0.4sq軸指令由0突變?yōu)?00時輸出電壓d軸分量圖2.12空載0.4sq軸指令由0突變?yōu)?00時輸出電壓q軸分量如圖2.10-2.11所示，當(dāng)d軸指令值由299突變到160時，解耦時q軸由于d軸指令值突變產(chǎn)生的波動明顯小于不解偶系統(tǒng)。如圖2.12-2.13所示，當(dāng)q軸指令值由0突變到100時，解耦時d軸由于q軸指令值突變產(chǎn)生的波動明顯小于不解偶系統(tǒng)。綜上可知：(1)dq軸系統(tǒng)的耦合對于輸出電壓、的穩(wěn)態(tài)影響很

35、小，對于動態(tài)有一定的影響，解耦系統(tǒng)兩相相互獨(dú)立，某相指令值發(fā)生突變時不會對另一相的輸出產(chǎn)生影響。(2)盡管dq軸的耦合會對動態(tài)過程產(chǎn)生影響，但是在實(shí)際工程應(yīng)用時，如果不解耦系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)依然可以滿足工程要求，可以考慮不解耦以簡化控制。2.3.2逆變器單環(huán)控制與雙環(huán)控制的解耦方法圖2.13逆變器單電壓環(huán)并聯(lián)與串聯(lián)控制框圖三相逆變器在dq軸下進(jìn)行控制時，常見控制方式有兩種：一種是單環(huán)控制方式，其控制框圖如圖2.14所示。其中電壓控制器可以采用PI、PID、重復(fù)控制、比例諧振等一種或幾種控制方法的并聯(lián)或者串聯(lián)組合而成。相比于雙環(huán)控制器，它只需要對三相電容電壓進(jìn)行采樣即可，降低了成本。但是由于電壓環(huán)控

36、制對象是一個低阻尼的二階系統(tǒng)，存在一個諧振峰，所以在設(shè)計(jì)控制器時，要通過控制器的設(shè)計(jì)，提高系統(tǒng)阻尼，消除諧振峰。另一種控制方式是雙環(huán)控制方式，其中濾波電感電流或者電容電流被采樣，組成電流內(nèi)環(huán)以改善電壓外環(huán)控制對象的特性，其控制框圖如圖2.15所示。當(dāng)采用電感電流反饋時，由于可以對電感電流的指令值進(jìn)行限幅，可以保證逆變器在過載狀態(tài)或短路狀態(tài)下開關(guān)管的安全性。當(dāng)采用電容電流反饋時，電容電流中含有負(fù)載變化的信息，抗負(fù)載擾動的能力越強(qiáng)，動態(tài)特性越好。圖2.14逆變器單電壓環(huán)并聯(lián)與串聯(lián)控制框圖現(xiàn)在數(shù)字控制已經(jīng)成為逆變器控制形式的主流，數(shù)字控制器的通過計(jì)算的調(diào)制比并不能立即作用于該周期，而是在下一個采樣周

37、期起作用，而輸出電壓在這一個采樣周期中是保持不變的，這就相當(dāng)與串聯(lián)了一個零階保持器。由此可知，調(diào)制信號到橋臂重中點(diǎn)的傳遞函數(shù)可以寫成：(2.12)其中Ts是采樣周期，Kpwm是橋式電路等效增益。為了簡化計(jì)算分析，一般把逆變橋視為一個慣性環(huán)節(jié)進(jìn)行處理：(2.13)對于雙環(huán)控制器，當(dāng)對電感電流進(jìn)行采樣并形成電流內(nèi)環(huán)時，其解耦控制框圖如圖所示，為了簡化計(jì)算，一般都直接將電感電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)當(dāng)成1處理，實(shí)際上如圖所示，電感電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)不可能在全頻段內(nèi)增益為1且沒有相位滯后，所以解耦的效果會受到電流環(huán)頻率特性曲線的影響。圖2.15三相逆變器雙環(huán)解耦控制框圖圖2.16三相逆變器單環(huán)解耦控制框圖

38、2.4本章小結(jié)本章首先分析了電壓源型逆變器的兩種常用電路拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)及其適用條件，通過狀態(tài)空間平均法建立了控制對象不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，為后面控制策略的研究建立理論基礎(chǔ)。然后針對控制對象在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下存在耦合的情況通過理論與仿真驗(yàn)證耦合的影響，然后給出單環(huán)控制與雙環(huán)控制條件下的解耦方法。3三相逆變器復(fù)合控制技術(shù)3.1引言逆變器波形控制技術(shù)是電力電子控制技術(shù)中相對成熟的領(lǐng)域，目前國內(nèi)外學(xué)者就三相電壓源型逆變器已提出了各種不同的控制方法，這些控制方法根據(jù)控制器設(shè)計(jì)的原理的不同，可以分為PI控制、重復(fù)控制、遲滯控制、PR控制、無差拍控制等。根據(jù)控制器結(jié)構(gòu)不同分類，可以分為電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)的雙環(huán)

39、控制22結(jié)構(gòu)以及單電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)。根據(jù)控制器所在的坐標(biāo)系分類，又可以分為三相靜止abc坐標(biāo)系、兩相靜止坐標(biāo)系和兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的控制。由于互差120的三相交流輸出電壓經(jīng)過dq變換后就是直流量，因此采用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的PI控制是較簡單的，所以選擇在兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下進(jìn)行控制。單電壓環(huán)控制簡單且易于實(shí)現(xiàn)，而但是單電壓環(huán)控制沒有限流功能23-25，只能依靠硬件限流，限流后的波形質(zhì)量較差，因此，大部分控制中采用單壓環(huán)與限流環(huán)配合使用以達(dá)到較好的限流控制效果，正常工作時，控制器工作在單電壓環(huán)控制，控制輸出電壓，當(dāng)發(fā)生短路或者過載時，控制環(huán)切換至限流環(huán)中，控制輸出電流不超過限制值以避免其對開關(guān)器件

40、造成損害。而當(dāng)采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)時，一般有兩種選擇，兩種選擇的區(qū)別在于內(nèi)環(huán)反饋量的不同，一為電感電流，二為電容電流。前者具有限流功能可是動態(tài)特性較差，后者動態(tài)效果好然而沒有限流功能26-27。本章首先分析兩種雙環(huán)結(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)，然后針對一種控制策略設(shè)計(jì)控制參數(shù)，然后分析雙環(huán)控制當(dāng)中的諧波抑制策略，并設(shè)計(jì)重復(fù)控制器，最后搭建仿真模型，仿真模型中控制對象的具體參數(shù)與實(shí)驗(yàn)臺架相一致。仿真和實(shí)驗(yàn)中系統(tǒng)輸出電壓良好的穩(wěn)動態(tài)特性驗(yàn)證了方案的可行性與正確性。3.2控制方案選擇圖3.1電容電壓電感電流雙環(huán)控制框圖圖3.1表示電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制方案的控制框圖，其表達(dá)式如式(3.1)所示，圖3.2表示電

41、容電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制方案的控制框圖。由圖3.1有輸入輸出的關(guān)系為EquationChapter(Next)Section1(3.1)圖3.2電容電壓電容電流雙環(huán)控制框圖由圖3.2有輸入輸出的關(guān)系為：(3.2)由(3.1)、(3.2)式可見，要想實(shí)現(xiàn)良好的輸出，控制器必須同時滿足兩個條件，第一個條件是能夠?qū)崿F(xiàn)對指令值的良好跟蹤，也就是第一項(xiàng)的系數(shù)在基波和各次諧波處盡可能的大，第二要實(shí)現(xiàn)對負(fù)載電流擾動相的抑制能力，也就是輸出阻抗越小越好。由上面兩個式子可以對比，當(dāng)兩種控制方案的控制參數(shù)相同時，對指令值具有相同的跟蹤效果，差別在于對負(fù)載電流i_o的跟蹤上，采用電感電流內(nèi)環(huán)控制時，(3.1)式中

42、第二項(xiàng)分母有G_i，因此其輸出阻抗相對于電容電流內(nèi)環(huán)控制方案較大，導(dǎo)致其負(fù)載電流擾動的抗干擾能力沒有后者強(qiáng)。從控制框圖可見，電容電流是輸出電壓的微分，因此，輸出電壓的變化將會提前在電容電流中體現(xiàn)出來，輸出電壓在采用電容電流內(nèi)環(huán)控制方案時能夠得到較好的控制，尤其是加載減載的動態(tài)過程中，采用電感電流內(nèi)環(huán)控制時，由于電感電流具有無法突變的特性，負(fù)載電流的變化并不能立即在電感電流中得到體現(xiàn)，顯然采用電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制并不能獲得很好的動態(tài)性能指標(biāo)。雖然采用電容電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制方案時，具有輸出阻抗小，動態(tài)效果好的優(yōu)點(diǎn)，但卻沒有限流的功能。而這一功能的缺失對于逆變器安全運(yùn)行將帶來嚴(yán)重影響，

43、如果可以通過對電感電流內(nèi)環(huán)方案進(jìn)行改進(jìn)，在保證其限流功能的前提下，提高其動態(tài)輸出特性、減小其輸出阻抗，有鑒于此，文獻(xiàn)提出了帶負(fù)載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制方案，其控制框圖如圖3.3所示。圖3.3帶輸出電流前饋的電容電壓電感電流雙環(huán)控制框圖由圖3.3有輸入輸出的關(guān)系為(3.3)由(3.3)式與(3.2)式可見，帶負(fù)載電流前饋的雙環(huán)控制方式與上文中的電容電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制方案的控制效果是一樣的，該控制方案內(nèi)環(huán)控制的是電感電流，因此可以達(dá)到短路或者過載時限流的效果，同時電感電流內(nèi)環(huán)的指令值不但包括電壓控制器的輸出，還包括輸出電流的值，因此內(nèi)環(huán)可以實(shí)時跟蹤輸出電流的變化量，從而可以達(dá)

44、到較好的動態(tài)效果。綜上，將帶負(fù)載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)的控制方案作為實(shí)際控制對象的控制方案。3.3雙環(huán)控制器設(shè)計(jì)圖3.4空載時的雙環(huán)控制框圖相對于帶載，空載時系統(tǒng)的阻尼更小，更不易穩(wěn)定，因此設(shè)計(jì)控制器一般在空載下進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)13,28。雙環(huán)控制參數(shù)的設(shè)計(jì)，一般先設(shè)計(jì)內(nèi)環(huán)參數(shù)后設(shè)計(jì)外環(huán)參數(shù)，為便于分析內(nèi)環(huán)控制對象，可對圖3.4所示的控制框圖作變換得到如下的控制框圖。圖3.5空載時的雙環(huán)控制框圖由圖3.5可得到內(nèi)環(huán)的控制對象傳遞函數(shù)為(3.4)由于在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下控制，控制分量為直流量，因此內(nèi)環(huán)控制器可采用PID控制器，因?yàn)閮?nèi)環(huán)主要作用是增加系統(tǒng)阻尼以增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，簡便起見，本文

45、內(nèi)環(huán)采取比例控制器即取(3.5)則可以得到內(nèi)環(huán)控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)為(3.6)工程上常使閉環(huán)傳遞函數(shù)的阻尼比為0.707，常使用該原則為依據(jù)設(shè)計(jì)內(nèi)環(huán)的比例控制器，則由(3.7)其中，則由(3.6)式可以得到(3.8)由于三相的濾波電容是三角形連接的，因此等效電容是3C，將相關(guān)參數(shù)帶入(3.7)可以得到內(nèi)環(huán)的控制參數(shù)為(3.9)由圖3.5可知內(nèi)環(huán)閉環(huán)的傳遞函數(shù)再加上輸出電容的就是外環(huán)的控制對象，其傳遞函數(shù)為(3.10)可以畫出外環(huán)控制對象的bode圖如圖3.6所示:圖3.6外環(huán)控制對象bode圖圖3.7PI控制器的bode圖由圖3.7可知，外環(huán)控制對象的截止頻率約為2630rad/s，超過截止頻率

46、后，控制對象的增益急速下降且相位快速滯后，而一般PI控制器的bode圖有兩個重要特征，一個是高頻的衰減倍數(shù)，另一個就是轉(zhuǎn)折頻率，為了充分利用PI控制器的高頻衰減性能以及使系統(tǒng)帶寬最寬，通常將PI控制器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置在控制對象截止頻率處，因?yàn)榭刂茖ο蟮膸捴挥?630rad/s，因此外環(huán)控制器的轉(zhuǎn)折就可以取為2630rad/s，即(3.11)外環(huán)控制器的比例系數(shù)關(guān)系到系統(tǒng)的動態(tài)效果和穩(wěn)定性，通常在設(shè)計(jì)控制器時，一般認(rèn)為控制系統(tǒng)在頻域特性中的相角裕度最好在，幅值裕度不應(yīng)小于6dB29，由此取比例系數(shù)為0.12，即(3.12)得到整個系統(tǒng)的開環(huán)和閉環(huán)bode圖如圖3.8所示。圖3.8開環(huán)和閉環(huán)傳遞函

47、數(shù)的bode圖由圖3.8中的藍(lán)色曲線(開環(huán)傳遞函數(shù))可看出系統(tǒng)的相位裕度為38.4°，幅值裕度為6.72dB，由綠色曲線(閉環(huán)傳遞函數(shù))可知，閉環(huán)系統(tǒng)對于低頻段的跟蹤效果較好，而高頻段的濾波效果較好。3.4雙環(huán)諧波抑制策略由于存在BUS母線雜散電感、IGBT管壓降、IGBT開關(guān)非理想化、死區(qū)等因素，逆變橋所輸出的電壓除了基波分量外還存在3、5、7等諧波分量，輸出的LC濾波器屬于低通濾波器，能夠?yàn)V除高次諧波如開關(guān)頻率處的諧波，但是卻無法濾除低次諧波，而PI控制器在諧波頻率處的增益不夠大16，即PI控制器無法有效的抑制輸出電壓中的低次諧波，因此除了PI控制器外，還必須添加其他控制策略以降

48、低輸出電壓的諧波含量。常用來抑制諧波分量的控制器就是重復(fù)控制了。重復(fù)信號發(fā)生器的結(jié)構(gòu)如圖3.9所示圖3.9重復(fù)信號發(fā)生器圖3.9中的z(-N)表示延遲一個基波周期，重復(fù)信號發(fā)生器能夠一直累加一個基波周期以前的信號，從而實(shí)現(xiàn)無靜差的跟蹤基波整數(shù)倍頻率的信號，重復(fù)信號發(fā)生器實(shí)質(zhì)上是對誤差信號進(jìn)行以基波周期為步長的累加，通常Q(z)取小于1的常數(shù)，Q(z)的存在是為了增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，Q(z)取得越小，系統(tǒng)能穩(wěn)定，但是重復(fù)控制的增益也就越小，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差也就越大，可見，Q(z)并不是越小越好，通常Q(z)取0.95。重復(fù)信號發(fā)生器在全頻段都是有效的，增益都很大，而在高頻段的高增益不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，

49、因此通常在重復(fù)信號發(fā)生器的后面會串聯(lián)一個補(bǔ)償器，如圖3.10所示。圖3.10重復(fù)控制器補(bǔ)償器C(z)由控制對象的頻率特性決定，通常C(z)=K_rzkS(z)，可見C(z)主要由三部分組成，其中K_r用來控制重復(fù)控制器的增益，要使系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差小，必須加大K_r，但這樣會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性；zk是引入的一個相位超前環(huán)節(jié)，由它可確定補(bǔ)償器在相位上是超前的或是滯后的；而S(z)為濾波器，它主要有三個方面的作用，一是增大補(bǔ)償器C(z)的低通特性，使補(bǔ)償器C(z)在低頻段的增益為1，這樣就方便了K_r的設(shè)計(jì)了，二是如果控制對象有諧振峰，則可以用S(z)抵消掉控制對象的諧振峰，這樣可以增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，三

50、是可以通過S(z)使得補(bǔ)償器C(z)在高頻段增益很小，這樣可以有較強(qiáng)的抗干擾能力，同時也增強(qiáng)了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。上文中提到，本例將采用帶負(fù)載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)的控制方案，因此為了抑制輸出電壓波形中的諧波，可以將重復(fù)控制器放在電壓外環(huán)或者電流內(nèi)環(huán)，一些文獻(xiàn)提到，由于雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)的控制帶寬高于外環(huán)帶寬，因此優(yōu)先將諧波控制器(諧振控制器或重復(fù)控制器，在3、5、7等諧波處具有很高的增益)放在內(nèi)環(huán)。但本文將諧波控制器放在電壓外環(huán)，因?yàn)榉旁趦?nèi)環(huán)的諧波抑制效果沒有放在外環(huán)好。加入諧波控制器的目的是為了提高控制器在各次諧波處的增益，但是如果放在內(nèi)環(huán)，由于外環(huán)帶寬的限制，其增益提高不明顯。但

51、是放在外環(huán)時，其在各次諧波處增益提高更加明顯，抑制輸出電壓中諧波分量的能力更強(qiáng)。因此，本文所采用的最終控制框圖如圖3.11所示:圖3.11帶輸出電流前饋的電容電壓電感電流雙環(huán)控制框圖圖3.11中的G_rep即表示圖3.10所示的重復(fù)控制器，可見重復(fù)控制器G_rep與電壓環(huán)的PI控制器G_v是并聯(lián)關(guān)系，他們的控制對象如(3-9)式所示，即外環(huán)控制對象表示為(3.13)通常重復(fù)控制器與PI控制器是分開設(shè)計(jì)的，一方面的原因是重復(fù)控制器的響應(yīng)時間長，PI控制器的響應(yīng)速度快，因此可以認(rèn)為在時間上，這兩個控制器是解耦的，互不影響，另一方面，單獨(dú)設(shè)計(jì)較簡單，簡化了設(shè)計(jì)步驟，實(shí)踐證明，重復(fù)控制器與PI控制器單

52、獨(dú)設(shè)計(jì)是可行的。圖3.10所示的重復(fù)控制器，主要有兩個參數(shù)，一個是Q(z)，通常其值取在0.90.98之間，值越大，重復(fù)控制的跟蹤越快速但穩(wěn)定裕量越小13，綜合考慮后本文取為0.95；另一個參數(shù)就是C(z)=K_rzkS(z)了，由于C(z)需要一個低通的帶寬性質(zhì)，因此S(z)通常取一二階低通濾波器，由于此二階濾波器在此起的主要作用就是高頻信號的衰減，因此其阻尼比可選取為0.707，因此此阻尼比下的二階濾波器在截止頻率處的幅頻響應(yīng)過度速度最快，由圖3.6所示，外環(huán)控制對象的截止頻率約為2630rad/s，因此二階低通濾波器S(z)的截止頻率可選取在此頻率附近，但仿真發(fā)現(xiàn)二階低通濾波器S(z)的

53、截止頻率取得過高，系統(tǒng)不易穩(wěn)定且諧波抑制能力也不夠好，這主要是因?yàn)橄辔谎a(bǔ)償環(huán)節(jié)zk在頻率較高時的相位補(bǔ)償誤差太大，重復(fù)控制器的諧波抑制能力明顯下降，而二階低通濾波器S(z)的截止頻率若取得過低則對5、7次諧波的抑制不夠，仿真發(fā)現(xiàn)，二階低通濾波器S(z)的截止頻率取在1800rad/s時，重復(fù)控制器對輸出電壓諧波的抑制能力較好。相位補(bǔ)償環(huán)節(jié)zk的補(bǔ)償拍數(shù)k的設(shè)計(jì)較簡單，只需畫出控制對象與相位補(bǔ)償環(huán)節(jié)zk的相頻曲線觀察就可以了，通過觀察不同拍數(shù)k所對應(yīng)的相頻曲線，取與控制對象吻合最佳的拍數(shù)k30即可，觀察發(fā)現(xiàn)，當(dāng)采樣頻率為6kHz時，取7拍的補(bǔ)償量較合適。圖3.12重復(fù)控制器通常重復(fù)控制器中的K_

54、r環(huán)節(jié)用來消除輸出LC濾波器的諧振峰，其值常取為0.20.4，由于本文采取的雙環(huán)控制策略，外環(huán)控制對象無諧振峰，因此K_r的取值可以大一點(diǎn)甚至直接取為1，但為保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性，本文取為0.75，仿真發(fā)現(xiàn)K_r=0.75時，輸出電壓波形的THD較低，重復(fù)控制器的諧波抑制能力較強(qiáng)。綜上，本文所設(shè)計(jì)的重復(fù)控制器如圖3.12所示(采樣頻率為6kHz)。3.5仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果3.5.1仿真結(jié)果在matlab的simulink中搭建與實(shí)驗(yàn)臺架參數(shù)一致的三相全橋逆變的仿真模型，輸出變壓器為-Y接法，原副邊變比為212/390，額定負(fù)載50kW，開關(guān)頻率為6kHz，采用帶輸出電流前饋的電容電壓電感電流雙環(huán)控

55、制，內(nèi)環(huán)采用比例控制器，外環(huán)采用PI加重復(fù)控制器，具體控制參數(shù)如式(3.8)、式(3.11)即圖3.12所示，得到了輸出電壓波形如圖3.13所示。圖3.13開環(huán)空載輸出電壓波形圖3.13是開環(huán)控制時空載工況下變壓器原邊的三相輸出電壓波形，根據(jù)三相變壓器的變比，額定時原邊電壓最大值應(yīng)為300V，可見開環(huán)控制時原邊電壓與額定值差別較大，因此必須閉環(huán)控制，另一方面，經(jīng)分析三相電壓的THD分別為1.69%、1.68%和1.60%，可對比加上閉環(huán)控制后的波形質(zhì)量。由圖3.14可見，加上PI閉環(huán)控制后，輸出電壓幅值基本無穩(wěn)態(tài)誤差了，原邊電壓幅值均在300V附近，得益于PI控制器對dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓直流

56、分量的無靜差跟蹤，電壓的穩(wěn)態(tài)誤差極小，經(jīng)分析可得到三相電壓的THD分別為1.70%、1.70%和1.71%，可見雖然PI控制器對幅值的跟蹤較好但是對諧波的抑制作用卻較小，輸出電壓波形的THD和開環(huán)控制時基本無差異，因此必須加上重復(fù)控制器。圖3.14閉環(huán)(僅PI控制)控制下空載輸出電壓波形圖3.15給出了閉環(huán)控制(PI加重復(fù)控制)時三相輸出電壓波形，三相電壓的THD分別為0.64%、0.62%和0.66%，可見重復(fù)控制對諧波的抑制能力還是很強(qiáng)的。圖3.15閉環(huán)(PI加重復(fù)控制)控制下空載時輸出電壓波形圖3.16給出了阻性滿載時輸出電壓波形，經(jīng)分析三相電壓的THD分別為0.69%、0.67%和0.67%，可見本文所設(shè)計(jì)的重復(fù)控制器在阻性滿載下也具有較好的諧波抑制能力。圖3.17給出了阻感性滿載時輸出電壓波形，經(jīng)分析三相電壓的THD分別為0.59%、0.51%和0.54%，可見本文所設(shè)計(jì)的重復(fù)控制器在阻感性滿載下也具有較好的諧波抑制能力。圖3.16閉環(huán)(PI加重復(fù)控制)控制下滿載時輸出電壓波形圖3.17閉環(huán)(PI加重復(fù)控制)控制下阻感性滿載時輸出電壓波形圖3.18閉環(huán)(PI加重復(fù)控制)控制下整流型負(fù)載時輸出電壓波形圖3.18給出了帶整流型負(fù)載(輸出側(cè)接帶25kVA功率因數(shù)為0.8的負(fù)載的不控整流器)時輸出電壓波形，經(jīng)分析三相電壓的THD分別為0.98%、1.01%和1.0