自制感應(yīng)加熱教程

1、感應(yīng)加熱DIY教程總體架構(gòu)：串聯(lián)諧振2.5KW 鎖相環(huán)追頻ZVS，MOSFET全橋逆變；磁芯變壓器兩檔阻抗變換，水冷散熱，市電自耦調(diào)壓調(diào)功，母線過流保護。在開始制作之前，有必要明確一些基礎(chǔ)性原理及概念，這樣才不至于一頭霧水。一加熱機制（掃盲用，高手跳過）1.1渦流，只要是金屬物體處于交變磁場中，都會產(chǎn)生渦流，強大的高密度渦流能迅速使工件升溫。這個機制在所有電阻率不為無窮大的導(dǎo)體中均存在。1.2感應(yīng)環(huán)流，工件相當于一個短路的1匝線圈，與感應(yīng)線圈構(gòu)成一個空心變壓器，由于電流比等于匝比的反比，工件上的電流是感應(yīng)線圈中電流的N（匝數(shù)）倍，強大的感應(yīng)短路電流使工件迅速升溫。這個機制在任何導(dǎo)體中均存在，恒

2、定磁通密度情況下，工件與磁場矢量正交的面積越大，工件上感生的電流越大，效率越高。由此可看出，大磁通切割面積的工件比小面積的工件更容易獲得高溫。1.3磁疇摩擦（在鐵磁體內(nèi)存在著無數(shù)個線度約為10-4m的原本已經(jīng)磁化了的小區(qū)域，這些小區(qū)域叫磁疇），鐵磁性物質(zhì)的磁疇，在交變磁場的磁化與逆磁環(huán)作用下，劇烈摩擦，產(chǎn)生高溫。這個機制在鐵磁性物質(zhì)中占主導(dǎo)。由此可看出，不同材料的工件，因為加熱的機制不同，造成的加熱效果也不一樣。其中鐵磁物質(zhì)三中機制都占，加熱效果最好。鐵磁質(zhì)加熱到居里點以上時，轉(zhuǎn)為順磁性，磁疇機制減退甚至消失。這時只能靠剩余兩個機制繼續(xù)加熱。當工件越過居里點后，磁感應(yīng)現(xiàn)象減弱，線圈等效阻抗大幅

3、下降，致使諧振回路電流增大。越過居里點后，線圈電感量也跟著下降。LC回路的固有諧振頻率會發(fā)生變化。致使固定激勵方式的加熱器失諧而造成設(shè)備損壞或效率大減。二為什么要采用諧振？應(yīng)采用何種諧振？2.1先回答第一個問題。我曾經(jīng)以為只要往感應(yīng)線圈中通入足夠強的電流，就成一臺感應(yīng)加熱設(shè)備了。也對此做了一個實驗，見下圖。實驗中確實有加熱效果，但是遠遠沒有達到電源的輸出功率應(yīng)有的效果。這是為什么呢，我們來分析一下，顯然，對于固定的工件，加熱效果與逆變器實際輸出功率成正比。對于感應(yīng)線圈，基本呈現(xiàn)純感性，也就是其間的電流變化永遠落后于兩端電壓的變化，也就是說電壓達到峰值的時候，電流還未達到峰值，功率因數(shù)很低。我們

4、知道，功率等于電壓波形與電流波形的重疊面積，而在電感中，電流與電壓波形是錯開一個角度的，這時的重疊面積很小，即便其中通過了巨大的電流，也是做無用功。這是如果單純的計算P=UI，得到的只是無功功率。而對于電容，正好相反，其間的電流永遠超前于電壓變化。如果將電容與電感構(gòu)成串聯(lián)或并聯(lián)諧振，一個超前，一個滯后，諧振時正好抵消掉。因此電容在這里也叫功率補償電容。這時從激勵源來看，相當于向一個純阻性負載供電，電流波形與電壓波形完全重合，輸出最大的有功功率。這就是為什么要采取串（并）補償電容構(gòu)成諧振的主要原因。2.2第二個問題，LC諧振有串聯(lián)諧振和并聯(lián)諧振，該采用什么結(jié)構(gòu)呢。說得直白一點，并聯(lián)諧振回路，諧振

5、電壓等于激勵源電壓，而槽路（TANK）中的電流等于激勵電流的Q倍。串聯(lián)諧振回路的槽路電流等于激勵源電流，而L,C兩端的電壓等于激勵源電壓的Q倍，各有千秋。從電路結(jié)構(gòu)來看：對于恒壓源激勵（半橋，全橋），應(yīng)該采用串聯(lián)諧振回路，因為供電電壓恒定，電流越大，輸出功率也就越大，對于串聯(lián)諧振電路，在諧振點時整個回路阻抗最小，諧振電流也達到最大值，輸出最大功率。串聯(lián)諧振時，空載的回路Q值最高，L,C兩端電壓較高，槽路電流白白浪費在回路電阻上，發(fā)熱巨大。對于恒流源激勵（如單管電路），應(yīng)采用并聯(lián)諧振，自由諧振時LC端電壓很高，因此能獲得很大功率。并聯(lián)諧振有個很重要的優(yōu)點，就是空載時回路電流最小，發(fā)熱功率也很小。

6、值得一提的是，從實驗效果來看，同樣的諧振電容和加熱線圈，同樣的驅(qū)動功率，并聯(lián)諧振適合加熱體積較大的工件，串聯(lián)諧振適合加熱體積小的工件。三 制作過程明白了以上原理后，可以著手打造我們的感應(yīng)加熱設(shè)備了。我們制作的這個設(shè)備主要由調(diào)壓整流電源、鎖相環(huán)、死區(qū)時間發(fā)生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱系統(tǒng)幾大部分組成，見下圖。我們再來對構(gòu)成系統(tǒng)的原理圖進行一些分析，如下：槽路部分：從上圖可以看出，C1、C2、C3、L1以及T1的次級（左側(cè)）共同構(gòu)成了一個串聯(lián)諧振回路，因為變壓器次級存在漏感，回路的走線也存在分布電感，所以實際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率

7、略低。圖中L1實際上為1uH，我將漏感分布電感等加在里面所以為1.3uH，如圖參數(shù)諧振頻率為56.5KHz。從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入，通過隔直電容C4及單刀雙擲開關(guān)S1后進入T1的初級，然后流經(jīng)1:100電流互感器后從J2-2回流進逆變橋。在這里，C4單純作為隔直電容，不參與諧振，因此應(yīng)選擇容量足夠大的無感無極性電容，這里選用CDE無感吸收電容1.7uF 400V五只并聯(lián)以降低發(fā)熱。S1的作用為阻抗變換比切換，當開關(guān)打到上面觸點時，變壓器的匝比為 35:0.75，折合阻抗變比為2178:1；當開關(guān)打到下面觸點時，變壓器匝比為24:0.75，折合阻抗變比為1024:1。為何要

8、設(shè)置這個阻抗變比切換，主要基于以下原因。（1）鐵磁性工件的尺寸決定了整個串聯(lián)諧振回路的等效電阻，尺寸越大，等效電阻越大。（2）回路空載和帶載時等效電阻差別巨大，如果空載時變比過低，將造成逆變橋瞬間燒毀。T2是T1初級工作電流的取樣互感器，因為匝比為1:100，且負載電阻為100，所以當電阻上電壓為1V時對應(yīng)T1初級電流為1A。該互感器應(yīng)有足夠小的漏感且易于制作，宜采用鐵氧體磁罐制作，如無磁罐也可用磁環(huán)代替。在調(diào)試電路時，可通過示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態(tài)，頻率，電流等參數(shù)，亦可作為過流保護的取樣點。J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號，當電路諧振時，電容電壓與T1次

9、級電壓存在90°相位差，將這個信號送入后續(xù)的PLL鎖相環(huán)，就可以自動調(diào)節(jié)時激勵頻率始終等于諧振頻率。且相位恒定。（后文詳述）L1，T1 線圈均采用紫銅管制作，數(shù)據(jù)見上圖，工作中，線圈發(fā)熱嚴重，必須加入水冷措施以保證長時間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和，T1采用兩個 EE85磁芯疊合使用，在繞制線圈時需先用木板做一個比磁芯舌截面稍微大點的模子，在上面繞制好后脫模。如下圖：PLL鎖相環(huán)部分：上圖為PLL部分，是整個電路的核心。關(guān)于CD4046芯片的結(jié)構(gòu)及工作原理等，我不在這里詳述，請自行查閱書籍或網(wǎng)絡(luò)。以U1五端單片開關(guān)電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩(wěn)壓開關(guān)電路為

10、整個PLL板提供穩(wěn)定的，功率強勁的電源。圖中參數(shù)可以提供15V2A的穩(wěn)定電壓。因為采用15V的VDD電源，芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件，74系列的不能在此電壓下工作。CD4046 鎖相環(huán)芯片的內(nèi)部VCO振蕩信號從4腳輸出，一方面送到U2為核心的死區(qū)時間發(fā)生器，用以驅(qū)動后級電路。另一方面回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3 腳。片內(nèi)VCO的頻率范圍由R16、R16、W1、C13的值共同決定，如圖參數(shù)時，隨著VCO控制電壓0-15V變化，振蕩頻率在20KHz- 80KHz之間變化。從諧振槽路Vcap接口J1送進來的電壓信號從J4接口輸入PLL板，經(jīng)過R14，D2，D3構(gòu)成的鉗位電路

11、后，送入 CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這里要注意的是，Vcap電壓的相位要倒相輸入，才能形成負反饋。D2，D3宜采用低結(jié)電容的檢波管或開關(guān)管如 1N4148、1N60之類。C7、C12為CD4046的電源退耦，旁路掉電源中的高頻分量，使其穩(wěn)定工作?，F(xiàn)在說說工作流程，我們選用的是CD4046內(nèi)的鑒相器1（XOR異或門）。對于鑒相器1,當兩個輸人端信號Ui、Uo的電平狀態(tài)相異時（即一個高電平，一個為低電平），輸出端信號U為高電平；反之，Ui、Uo電平狀態(tài)相同時（即兩個均為高，或均為低電平），U輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差在0°-180°范圍內(nèi)變化時，U的脈沖寬度

12、m亦隨之改變，即占空比亦在改變。從比較器的輸入和輸出信號的波形（如圖4所示）可知，其輸出信號的頻率等于輸入信號頻率的兩倍，并且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知，fout不一定是對稱波形。對相位比較器，它要求Ui、Uo的占空比均為50（即方波），這樣才能使鎖定范圍為最大。如下圖。由上圖可看出，當14腳與3腳之間的相位差發(fā)生變化時，2腳輸出的脈寬也跟著變化，2腳的PWM信號經(jīng)過U4為核心的有源低通濾波器后得到一個較為平滑的直流電平，將這個直流電平作為VCO的控制電壓，就能形成負反饋，將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率，固定相位差。關(guān)于死區(qū)發(fā)生器，本

13、電路中，以U2 CD4001四2輸入端與非門和外圍R8，R8，C10，C11共同組成，利用了RC充放電的延遲時間，將實時信號與延遲后的信號做與運算，得到一個合適的死區(qū)。死區(qū)時間大小由R8，R8，C10，C11共同決定。如圖參數(shù)，為1.6uS左右。在實際設(shè)計安裝的時候，C10或C11應(yīng)使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調(diào)電容并聯(lián)，以方便調(diào)整兩組驅(qū)動波形的死區(qū)對稱性。下圖清晰地展示了死區(qū)的效果。關(guān)于圖騰輸出，從死區(qū)時間發(fā)生器輸出的電平信號，僅有微弱的驅(qū)動能力，我們必須將其輸出功率放大到一定程度才能有效地推動后續(xù)的GDT（門極驅(qū)動變壓器）部分，Q1-Q8構(gòu)成了雙極性射極跟隨器，俗稱圖騰柱，將較

14、高的輸入阻抗變換為極低的輸出阻抗，適合驅(qū)動功率負載。 R10.R11為上拉電阻，增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會問設(shè)計兩級圖騰是否多余，我開始也這么認為，試驗時單用一級 TIP41，TIP42為圖騰輸出，測試后發(fā)現(xiàn)高電平平頂斜降帶載后比較嚴重，分析為此型號晶體管的hFE過低引起，增加前級8050/8550推動后，平頂斜降消失。GDT門極驅(qū)動電路：上圖為MOSFET的門極驅(qū)動電路，采用GDT驅(qū)動的好處就是即便驅(qū)動級出問題，也不可能出現(xiàn)共態(tài)導(dǎo)通激勵電平。留適當?shù)乃绤^(qū)時間，這個電路死區(qū)大到1.6uS。而且MOSFET開關(guān)迅速，沒有IGBT的拖尾，很難炸管。而且MOS的米勒效應(yīng)小很多。電

15、路處于ZVS狀態(tài)，管子2KW下工作基本不發(fā)熱，熱擊穿不復(fù)存在。從 PLL板圖騰柱輸出的兩路倒相驅(qū)動信號，從GDT板的J1，J4接口輸入，經(jīng)過C1-C4隔直后送入脈沖隔離變壓器T1-T4。R5，R6的存在，降低了隔直電容與變壓器初級的振蕩Q值，起到減少過沖和振鈴的作用。從脈沖變壓器輸出的±15V的浮地脈沖，通過R1-R4限流緩沖（延長對Cgs的充電時間，減緩開通斜率）后，齊納二極管ZD1-ZD8對脈沖進行雙向鉗位，最后經(jīng)由J2，J3，J5，J6端子輸出到四個MOS管的GS極。這里因為關(guān)斷期間為 -15V電壓，即便有少量的電平抖動也不會使MOS管異常開通，造成共態(tài)導(dǎo)通。注意，J2，J3用

16、以驅(qū)動一個對角的MOS管，J5，J6用于驅(qū)動另一個對角的mos管。為了有效利用之前PLL板圖騰輸出的功率以及減小驅(qū)動板高度，這里采用4只脈沖變壓器分別對4支管子進行驅(qū)動。脈沖變壓器T1- T4均采用EE19磁芯，不開氣隙，初級次級均用0.33mm漆包線繞制30T，為提高繞組間耐壓起見，并未采用雙線并繞。而是先繞初級，用耐高溫膠帶3 層絕緣后再繞次級，采用密繞方式，注意圖中+，-號表示的同名端。C1-C4 均采用 CBB 無極性電容。其余按電路參數(shù)。 電源部分：上圖為母線電源部分，市電電壓經(jīng)過自耦調(diào)壓器后從J2輸入，經(jīng)過B1全波整流后送入C1-C4進行濾波。為了在MOS橋開關(guān)期間，保持母線電壓恒

17、定（恒壓源），故沒有加入濾波電感。C1，C2為電容，主要作用為全橋鉗位過程期間的逆向突波吸收。整流濾波后的脈動直流從 J1輸出。全橋部分：上圖為 MOSFET 橋電路，結(jié)構(gòu)比較簡單，不再贅述。強調(diào)一下，各個 MOS 管的 GS 極到 GDT 板之間的引線，盡可能一樣長，但應(yīng)小于 。必須采用雙絞線。MOS管的選取應(yīng)遵循以下要求：開關(guān)時間小于100nS、耐壓高于500V、內(nèi)部自帶阻尼二極管、電流大于 20A、耗散功率大于150W四散熱系統(tǒng)槽路部分的阻抗變換變壓器次級以及感應(yīng)線圈部分，在滿功率輸出時，流經(jīng)的電流達到500A之巨，如果沒有強有力的冷卻措施，將在短時間內(nèi)過熱燒毀。該系統(tǒng)宜采用水冷措施，利

18、用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵，一是能自吸，二是壓力高。電路采用的是國產(chǎn)普蘭迪隔膜泵，輸出壓力達到0.6MPa3mm內(nèi)徑的銅管中實現(xiàn)大流量水冷。五組裝部分，輸出端口的1腳接G，2腳接S，雙絞線長度小于10cm。六調(diào)試該電路的調(diào)試比較簡單，主要分以下幾個步驟進行。1. PLL板整體功能檢測。電路組裝好后，先斷開高壓電源，將PLL板跳線的2,3腳短路，使VCO輸出固定頻率的方波。然后用示波器分別檢測四個MOS管的GS電壓，看是否滿足相位和幅度要求。對角的波形同相，同一臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無問題，進行下一步。如果波形相位異常，檢測雙絞線連接是否有誤。2. 死區(qū)時間對稱性調(diào)整。用示波器監(jiān)測同一臂的兩個 MOS 的 GS 電壓，調(diào)節(jié) PLL 板 C10 或 C11 并聯(lián)的可調(diào)電容，使兩個 MOS 的 GS 電壓的高電平寬度基本一致即可。死區(qū)時間差異過大的話，容易造成在振蕩的前幾個周期內(nèi)，就造成磁芯的累計偏磁而發(fā)生飽和炸管，隔直電容能減輕這一情況。 3. VCO 中心頻率調(diào)整。PLL環(huán)路中，的中心頻率在諧振頻率附近時，能獲得最大的跟蹤捕捉范圍，因此有必要進行一個調(diào)整。槽路部分 S1 切換到上方觸點， PLL 板 JP1 跳線的 2,3 腳短路，使 VCO 0.5VCC4