高頻開關(guān)相位控制的DC-AC變換器

1、高頻開關(guān)相位控制的DC-AC變換器KOOSUKE HARADA，F(xiàn)ELLOW，IEEE，HIROSHISAKAMOTO，AND MASAHITO SHOYAMA摘要這里介紹的是一種相位控制的DC-AC變換器，這種變換器在隔離變壓器的原邊和副邊分別有一對(duì)開關(guān)管，輸出電壓幅值的大小通過兩對(duì)開關(guān)管的相位控制來實(shí)現(xiàn)。同時(shí)我們可以導(dǎo)出一般的低頻等效電路進(jìn)行分析。另外，變換過程中的高頻開關(guān)沖擊被分解成兩部分得到抑制。該電路導(dǎo)致的結(jié)果是，通過提高開關(guān)頻率和可以減小變壓器的尺寸以及可以通過直流源側(cè)較容易的獲得無功能量。這種DC-AC變換器尤其適合于小容量的不間斷電源系統(tǒng)（UPS）。一、 簡(jiǎn)介最近，1KVA 以

2、下的小型不間斷電源（UPS）在微計(jì)算機(jī)和辦公、家庭等自動(dòng)化電子設(shè)備上越來越重要。由于這些應(yīng)用，所以對(duì)于UPS的體積和成本的需求越來越得到重視。因?yàn)镈C-AC變換器的尺寸直接決定了整個(gè)UPS的尺寸，所以減小DC-AC變換器的尺寸就顯得越來越重要。為了減小DC-AC變換器的尺寸，高頻開關(guān)PWM控制技術(shù)已經(jīng)被普遍的應(yīng)用了，如圖1所示，在這個(gè)電路中，通過提高開關(guān)頻率來大大減小L-C濾波器，以及通過快速瞬時(shí)響應(yīng)控制來減小L-C濾波器。圖1、傳統(tǒng)的PWMDC-AC變換器然而，輸出隔離變壓器的尺寸大小幾乎與開關(guān)頻率無關(guān)，因?yàn)樽儔浩鲀?nèi)的能量變化主要取決于市電交流的50Hz或者60Hz的調(diào)制信號(hào)。因此，在變換器

3、中的高頻開關(guān)控制技術(shù)的貢獻(xiàn)不在于減小變壓器的尺寸。圖2方案給出的是隔離變壓器應(yīng)用在DC-DC變換器，后續(xù)電路是PWM逆變器。隔離變壓器能夠通過提高開關(guān)頻率得到減小。然而兩個(gè)控制電路中不同的開關(guān)處理過程都很重要，另外因?yàn)榇?lián)連接的兩個(gè)高頻開關(guān)能量變化過程的損耗將變大。此外，通過DC-DC變換器后直流源上的無功能量不可能得到恢復(fù)。圖2、PWM逆變器前端通過DC-DC隔離方式電路相位控制DC-AC變換器技術(shù)，最早是由McMurray在1970年提出來的1，它從本質(zhì)上能夠適合解決把隔離變壓器做小。盡管是非線性負(fù)載，都能夠從直流源上得到無功能量。然而對(duì)于這個(gè)最早的電路，存在的問題是在變換過程中間可能出現(xiàn)

4、大電流或者是高電壓尖峰，導(dǎo)致變換器的效率和可靠性大大的減小。正是因?yàn)檫@些因素，大大的阻礙了這種變換器的可實(shí)施性。在本文，首先通過對(duì)相位控制DC-AC變換器的低頻特征一般的等效電路的模擬驗(yàn)證，提出了一種新穎的減少變換過程中的開關(guān)沖擊的方法，最后，給出了兩種應(yīng)用于UPS的變換器電路。二、DC-AC相位控制變換器的工作原理圖3給出的是DC-AC相位控制變換器的最基本的電路圖。圖3、DC-AC相位控制變換器基本電路圖開關(guān)管S1和S2在變壓器的原邊，輪流重復(fù)占空比為50%開通與關(guān)斷狀態(tài)，狀態(tài)圖如圖4（a）所示。開關(guān)管S3和S4在副邊，并且重復(fù)開通與關(guān)斷，狀態(tài)如圖4（b）所示，工作方式同原邊。原邊開關(guān)和副

5、邊開關(guān)工作上有相位差DT，與之相對(duì)應(yīng)的D表示變換器的占空比。圖4（c）是圖3中A點(diǎn)的PWM電壓波形示意。圖4、開關(guān)順序和PWM波形當(dāng)D按照正弦波規(guī)律來變化時(shí)，通過高頻濾波器件L-C，使得最終輸出端輸出電壓也是正弦波。在這個(gè)電路中，變壓器的電壓波形是50%占空比進(jìn)行對(duì)稱調(diào)整的，因?yàn)樽钪匾氖悄芰坷么判就ㄟ^周期2T的高頻載波信號(hào)來傳遞的，從而使變壓器小型化了。通過變換器開關(guān)管S1-S4工作狀態(tài)的劃分，我們可以將其劃分在典型的四個(gè)狀態(tài)下，如圖5（a）-（d）所示。在這四個(gè)狀態(tài)中，表示了整個(gè)電路的工作流程順序。圖5（a）和（c）可以通過圖6（a）對(duì)其電路進(jìn)行等效，圖5（b）和（d）可以通過圖6（b）

6、對(duì)其電路進(jìn)行等效。在圖6中r是變換器的外部阻抗，R是負(fù)載阻抗，n是變壓器的變比。 圖5、四種工作狀態(tài)（a）S1：開，S2：關(guān)，S3：開，S4：關(guān)。（b）S1：關(guān)，S2：開，S3：開，S4：關(guān)。（c）S1：關(guān)，S2：開，S3：關(guān)，S4：開。（d）S1：開，S2：關(guān)，S3：關(guān)，S4：開。圖6、圖5的等效電路在實(shí)際電路中，假設(shè)開關(guān)頻率（1/T）足夠高，大于L-C濾波開關(guān)頻率和調(diào)整頻率，輸出電壓E0是利用狀態(tài)空間矢量方法，根據(jù)BUCK電路變換器2 得到如下：首先，可變狀態(tài)矢量定義如下：其中iL是濾波電流，E0是輸出電壓，通過這些狀態(tài)矢量，圖6中的等效電路可以通過以下狀態(tài)空間方程來等效。對(duì)于圖6（a）：

7、對(duì)于圖6（a）：導(dǎo)出：對(duì)以上兩式進(jìn)行矢量變換推倒出矢量空間 ：其中： 令 ，我們可以得到狀態(tài)矢量的穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的值： 從這個(gè)表達(dá)式中，我們可以推倒穩(wěn)定狀態(tài)下的輸出電壓E0：相反地，如果輸出電壓E0是由外部給定，并且R電阻連接在外部終端，如圖7所示，Ei為輸入端電壓，Ei可以通過一般的升壓電路推倒方法得到如下：圖7、電源變換示意圖 圖8是基于等式（5）和等式（6）建立的一般等效電路。假設(shè)這個(gè)等效電路不僅對(duì)直流，而且對(duì)于通常的50Hz或者60Hz的低頻是有效的，因?yàn)檫@個(gè)頻率較L-C濾波器的頻率來講足夠低。正如該圖所示，當(dāng)能量通過變壓器從原邊流到副邊，這個(gè)工作方式叫做正常流動(dòng)方式，另外，當(dāng)能量從副邊流

8、入到原邊，這種工作方式叫做能量逆流方式。這個(gè)等式能夠通過變壓器的占空比D來互相轉(zhuǎn)換，即就是用來控制的調(diào)制信號(hào)。如果D的變化是按照正弦波規(guī)律進(jìn)行的，那得到的就是DC-AC變換器。能量就有可能通過等效直流變壓器進(jìn)行雙向流動(dòng)，原邊就能夠在有源負(fù)載的情況下得到無功能量。圖8、一般等效電路三、 基本電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖9給出的是相位控制DC-AC變換器電路示意圖。在這個(gè)電路圖中，原邊開關(guān)管S1和S2為一對(duì)MOSFET，副邊開關(guān)管S3和S4為一對(duì)MOSFET和兩兩相串的二極管并聯(lián)在一起來代替，因此能量能夠進(jìn)行雙向流動(dòng)變換?？刂齐娐钒ㄍ獠烤д裉峁﹨⒖夹盘?hào)，它包括不變占空比成分和民用交流電源頻率成分組成。因?yàn)轵?qū)

9、動(dòng)MOSFET的波形可以在50%占空比進(jìn)行調(diào)整，這部分對(duì)MOSFET驅(qū)動(dòng)變壓器不會(huì)形成直流偏置。圖9、相位控制DC-AC變換器原理框圖圖10是通過變壓器的電壓波形和在圖3中所示A點(diǎn)的電壓調(diào)整波形，圖11和12給出的是控制占空比D的計(jì)算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖11是一般正常的流動(dòng)模式，就像一般的降壓電路變換器特征。圖12是反方向流動(dòng)模式，就像一般的升壓電路變換器模式特征。圖10、變壓器波形和圖3中A點(diǎn)波形圖11、正常流動(dòng)方式下的E0與D的關(guān)系示意圖圖12、反方向流動(dòng)方式下的E0與D的關(guān)系示意圖四、減小開關(guān)沖擊的方法 在圖9所示的變換器電路中，在S3和S4變換過程中間存在有大電流和高電壓的沖擊尖峰。如果

10、在S3開通狀態(tài)和S4交迭過程，副邊繞組通過S3和S4產(chǎn)生一個(gè)瞬間短路的電流尖峰，另外一方面，如果在S3開通期間與S4之間有一個(gè)死區(qū)時(shí)間，就有可能在開關(guān)元件上產(chǎn)生一個(gè)高電壓的尖峰，是因?yàn)橛袃?chǔ)能元件的作用。這些大電流尖峰與高電壓尖峰大大的減低了變換器的效率，并且可能導(dǎo)致開關(guān)元件的嚴(yán)重?fù)p壞，在實(shí)際中，驅(qū)動(dòng)S3和S4進(jìn)行交迭或死區(qū)變換是很難的，并且是很重要的。 這個(gè)問題可以通過把該工作過程分解成兩部分得到解決，如圖13所示L1和L2。在這個(gè)電路中，S3和S4存在很短的驅(qū)動(dòng)交迭。因?yàn)槎搪冯娏魍ㄟ^兩個(gè)電抗器得到了抑制，平滑的變化能夠?qū)崿F(xiàn)。在圖13中，利用較大的SR1和SR2電抗器提供的緩沖，以及在開關(guān)元件

11、的寄生電容，通過D31、D32、D41、D42來避免很小的開關(guān)沖擊尖峰造成的飽和電流。圖13、兩個(gè)工作過程的實(shí)際電路控制占空比信號(hào)是由控制電路產(chǎn)生，它包括相位偏移和正弦波參考電壓發(fā)生器。相位偏移包括高頻晶振和產(chǎn)生對(duì)MOSFET的開關(guān)信號(hào)量，參考電壓Vref需要有精確的幅值和與交流電網(wǎng)低頻頻率同步的要求。圖14給出的是A點(diǎn)電壓波形和S3的開關(guān)電流波形示意圖。（a）是只有一個(gè)電抗器的情況，（b）是有兩個(gè)電抗器的情況。從圖中能夠明顯的看出（b）的開關(guān)尖峰通過分解的兩個(gè)電抗器比（a）得到明顯抑制。圖14、A點(diǎn)兩種狀態(tài)下的波形比較圖15給出的是輸出3種負(fù)荷類型的輸出電壓波形，輸出電壓波形控制在正弦波60

12、Hz。因?yàn)樵诿總€(gè)輸出波形的畸變很小，證明相位控制變換器能夠很好的解決無功部分的問題。圖15、輸出電壓波形圖（50V/div）(a)100歐姆電阻(b)0.1H電感(c)50F電容圖16給出的是計(jì)算機(jī)整流性負(fù)載的輸出電壓輸出電流波形，后面是全波整流電路，濾波通過電容來完成，當(dāng)突加載的情況下，電壓保持連續(xù)狀態(tài)。圖16、負(fù)荷是計(jì)算機(jī)是的電壓電流波形 圖17給出的是變換過程中間的效率，(a)是正常的流程模式，(b)是反向流動(dòng)模式下的效率。開關(guān)頻率在100Hz的情況下，效率能夠達(dá)到約85%。圖17、兩種工作模式下的效率示意圖四、 在UPS中的應(yīng)用當(dāng)該變換器應(yīng)用在UPS時(shí)，電池的充電過程能夠通過其反向能量

13、工作過程給省略掉，圖18和19時(shí)UPS系統(tǒng)使用這種標(biāo)準(zhǔn)變換器時(shí)的情況。圖18、外部連接使用晶閘管連接的情況圖19、外部連接使用電抗器連接的情況圖18 給出的是在市電的情況下使用一組晶閘管的情況，這種結(jié)構(gòu)很簡(jiǎn)單，并且結(jié)構(gòu)尺寸很小。然而，但交流電壓低于變換器的電壓時(shí)，電池不能夠從交流電源進(jìn)行充電。為了給電池進(jìn)行充電，交流參考電壓應(yīng)該低于晶閘管處電壓，這需要犧牲UPS系統(tǒng)的調(diào)整精度。圖19給出的是耦合電感應(yīng)用在市電和變換器的輸出之間，當(dāng)市電電壓低于變換器的輸出時(shí)，電池的充電就通過參考電壓滯后于市電轉(zhuǎn)化為相位角進(jìn)行調(diào)制。相反，如果市電電壓高于變化器的輸出電壓時(shí)，并且想阻止市電交流電源對(duì)蓄電池進(jìn)行充電，

14、參考電壓的相位角應(yīng)當(dāng)超前于市電，因此輸出輸出交流需要通過精確的交流電壓進(jìn)行調(diào)整。然而耦合電抗器應(yīng)該設(shè)計(jì)與市電頻率相一致，但是就可能達(dá)不到期望的減小電抗器的尺寸。六、 結(jié)論相位控制DC-AC變換器是一種簡(jiǎn)單高效的電路，隔離變壓器通過高頻開關(guān)頻率的提高能夠最大限度的減小，通過變換器，能量能夠進(jìn)行雙向流動(dòng)。從而導(dǎo)出一般的狀態(tài)空間矢量分析方法、一般的低頻等效電路。通過對(duì)副邊電抗器的兩部分劃分，能夠有效地較少變換過程中間的尖峰抑制。通過使用這種變換器結(jié)構(gòu)，可以設(shè)計(jì)出一種小型簡(jiǎn)單的UPS系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，電池可以直接通過該變換器進(jìn)行充電。參考文獻(xiàn)：1、W.McMurray,“Power converter circuits having a high-frequency link”,U.S Patent 3 517 300,June 23,1970.2、“A general unified approach to modeling switching-converter power stage