小功率調(diào)頻發(fā)射機課程設計05621

1、 、調(diào)頻發(fā)射機工作原理 通常小功率發(fā)射機采用直接調(diào)頻方式，高頻振蕩級主要是產(chǎn)生頻率穩(wěn)定、中心頻率符合指標要求的正弦波信號，且其頻率受到外加音頻信號電壓調(diào)變；緩沖級主要是對調(diào)頻振蕩信號進行放大，以提供末級所需的激勵功率，同時還對前后級起有一定的隔離作用，為避免級功放的工作狀態(tài)變化而直接影響振蕩級的頻率穩(wěn)定度，功放級的任 務是確保高效率輸出足夠大的高頻功率，并饋送到天線進行發(fā)射。 局頻振蕩一緩沖隔離一頻身頻功放 L 1.1他路自組成方案 頻率調(diào)制I 聲叁寫框圖的一般原則是,在滿足技術指標要求的前提下調(diào)或力求蔡就單、性能穩(wěn)定可靠。單元電路級數(shù)盡可能少，以減小級間的相互感應、干擾和自激。在實際使用中，

2、很多都是采用調(diào)頻 方式，和調(diào)幅相比較，調(diào)頻系統(tǒng)有很多的優(yōu)點，調(diào)頻比調(diào)幅抗干擾能力強，頻帶寬，功率利用率大等。實用發(fā)射電路方框圖(實際功率 激勵輸入功率為1.56mW)由于本題要求的發(fā)射功率Po不大， 工作中心頻率力也不高，因此晶體管的參量影響及電路的分布參數(shù)的影響不會很大，整機電路可以設計得簡單些，設組成框圖如圖所示，各組成部分的作用是: 20倍調(diào)制、 A 極甯花調(diào)頻， 最盎那級港定。m 用筑振1 5矍容二 (2)緩沖隔離級：將振彘筋和功放級隔離羔以減小功放縫耐振蕩 i 級的影響。因為功放級輸出信號較大，當其工作狀態(tài)發(fā)生變化時（如諧振阻抗變化），會影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，使波形產(chǎn)生失真或減小振

3、蕩器的輸出電壓。整機設計時，為減小級間相互影響，通常在中間插入緩沖隔離級。緩沖隔離級電路常采用射極跟隨器電路。 （3）高頻小信號放大器：為末級功放提供激勵功率。如果發(fā)射功 率不大，且振蕩級的輸出能夠滿足末級功放的輸入要求，功率激勵級 可以省去。 （4）末級功放將前級送來的信號進行功率放大，使負載（天線）上獲得滿足要求的發(fā)射功率。如果要求整機效率較高，應采用丙類功率放大器，若整機效率要求不高如以至5。 而對波形失真要求較小時， 可以采用甲類功率放大器。 但是本題要求“A之5。,故選用丙類功率放大器較好。 設計方法 2.1 丙類功率放大器（末級功放）設計 發(fā)射機的輸出應具有一定的功率才能將信號發(fā)射

4、出去，但是功率 增益又不可能集中在末級功放，否則電路性能不穩(wěn)，容易產(chǎn)生自激。因此要根據(jù)發(fā)射機的各組成部分的作用，適當?shù)睾侠淼胤峙涔β试鲆?。如果調(diào)頻振蕩器的輸出比較穩(wěn)定，又具有一定的功率，則功率激勵級和末級功放的功率增益可適當小些。功率激勵級一般采用高頻寬帶放大器，末級功放可采用丙類諧振功率放大器。緩沖級可以不分配功率。功率增益如圖2-1所示。 僅從輸出功率Po500mW一項指標來看， 可以采用寬帶功放或乙類、 丙類功放。由于還要求總效率大于50%,故采用一級寬帶放大器加一級丙類功放實現(xiàn)， 其電路形式如圖2-1所示。 LOuf RL51 G130 R15 40 0.0luF 圖2-1末級丙類功放

5、電路 1、基本關系式 如圖2-1所示， 丙類功率放大器的基極偏置電壓-VBE是利用發(fā)射機電流的分量Ie0在射極電阻R14上產(chǎn)生的壓降來提供的，故稱為自給偏壓電路。當放大器的輸入信號Vi為正弦波時，集電極的輸出電流ic為余弦脈沖波。利用諧振回路LC的選頻作用可輸出基波諧振電壓Uc、電流iC1 (1)集電極基波電壓的振幅 Ucm=Icm1Rp 式中，Icm1為集電極基波電流的振幅；Rp為集電極負載阻抗。 (2)輸出功率Po Po=Ucm.Icm1=Ucm2/(2RP) (3)直流功率Pv Pv=VCC.ICO (4)集電極耗散功率PTPT=Pv-Po (5)集電極的效率不 中Po/Pv (6)集電

6、極電流分解系數(shù)a(0) (7)導通角0 Uon-VBB cos1二 Ubm 2、確定丙類放大器的工作狀態(tài) 為了獲得較高的效率不和最大的輸出功率P。，選丙類放大器的工作狀態(tài)為臨界狀態(tài)，9=70,功放管為3DA1。3DA1的參數(shù)如表4-1所示。 表2-13DA1參數(shù)表 PCM ICM VCES hfe fT AP 1W 750mA A1.5V 1 10 A70MHz 13dB 電參數(shù) 除非另有規(guī)定，Tmb=25T： 參數(shù)名稱 符號 測試條件 規(guī)范值 單位 最小 ；典型 最大 集電極不極截止電流 IrnoIrno 1010 PAPA 發(fā)射極-基極截止電流 :V1al=5V；ID 1 1 uAuA 共

7、發(fā)射極正向電流傳輸比的靜態(tài)值 0V0V I Ir=50mAr=50mA R R 4040 100100 O O 8080 170170 集叱極-發(fā)射極飽和電壓 lr=Jlr=J00mA.Jfj=20mA00mA.Jfj=20mA 1 1 V V 特征頻率 frfr V VC CE=10VIc=30nrE=10VIc=30nr 4040 MHzMHz ar脈沖測試tpWmO。Ps*W2% (1)最佳匹配負載 Rp=110.250 2_2 (Vcc-VCES)(12-1.5) Rp=110.251.1 2Po2*0.5 (2)由Po=0.5Ucm.Icm1=Ucm2/(2RP)可得:設集電極輸出電

8、壓 Ucm=9V 集電極基波電流振幅：IcmkPo/(0.5*Ucm)=111.1mA (4)集電極電流最大值Icm=Icm1/1(700)=111.1/0.44=252.5mA (5)集電極電流直流分量Ic0=Icm*o0(700)=252.5*0.25=63.125mA (6)電源供給的直流功率Pv=Vcc*Ic0=757.5mW 集電極的耗散功率PT=Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于PCM =1W),顧管子達到最大功率是不會燒壞 (8)總效率刀=Po/Pv=500/757.5=66% (9)若設本級功率增益Ap=13dB(20倍)，則輸入功率 Pi=Po/Ap=25m

9、W即(。)=crlin/i cmmax (0一般取60o-80o) 輸入功率Pi=25mW (10)基極余弦脈沖電流的最大值Ibm(設晶體管3DA1的(3=2。) Ibm=Icm/(312.6mA (11)基極基波電流的振幅Ibm1=Ibm%1(70)=12.6*0.44=5.55mA (12)基極電流直流分量Ibo=Ibmoo(700)=21.45*0.25=3.15mA (13)基極輸入電壓的振幅Ubm=2Pi/Ibm1=9.4V (14)丙類功放的輸入阻抗 3、計算諧振回路及耦合回路的參數(shù) (1)最佳匹配負載RL=51 輸出變壓器線圈匝數(shù)比N5/N3(解決最佳匹配負載問題) (4)輸出變

10、壓器初級線圈總匝數(shù)比N=N3+N4 高頻變壓器及高頻電感的磁芯應采用銀鋅(NXO)鐵氧體，而不能采用硅鋼鐵芯，因其在高頻工作時鐵損耗過大。NXO-100環(huán)形鐵氧體作高頻變壓器磁芯時，工作頻率可達十幾兆赫茲。 若采用外徑*內(nèi)徑*高度=10mm6mm5mm的NXO-100環(huán) 來繞制輸出耦合變壓器，由公式2 L=4二2H/mAcmN2*10JH lcm 式中，N=100H/m為磁導率；N為變壓器初級線圈匝數(shù);為磁芯截面積；l=25mm為平均磁路長度。計算得N=8, 需要指出的是，變壓器的匝數(shù)N3、N4、N5的計算值只能作為參考值，由于分布參數(shù)的影響，和設計值可能相差較大。為調(diào)整方便，通常采用磁芯位置

11、可調(diào)節(jié)的高頻變壓器。 Zi rbb 25 :-=0=86 (1-cosu)：O(1-cos70)*0.44 N5_、2PORL_RL N3 取N5=2,N3=3。 (2)令諧振回路電容則諧振回路電感 L=V (2二fVC* UcmRP C11=100pFL .15110 二0.68 (2*3.14*5*106)2*100*102 ：10uH A=25mm2 則N4=5 WoL N5RL ,。e N= 則 公式取2。 W0L- -eN5 RL5 51 ,Oe 取值 210,上述 4、基極偏置電路 (1)發(fā)射極電阻R14由公式 VBB=Te0RI4：Ic0卡14=一2.5V R14=39.84j

12、(3)高頻扼流圈ZL2=47uH。 (4)可變電容CT=(520)pF。 5、元件清單 C11=100pFL-10uHN3=5,N4=3,N5=2、3DA1管子 2.2 小信號功率放大器(功率激勵級)設計 因為本次實驗對該級有一定的增益要求，而中心頻率是固定的，因此用LC并聯(lián)回路作負載的小信號放大器電路。緩沖放大級采用諧振放大，L2和G。諧振在振蕩載波頻率上。若通頻帶太窄或出現(xiàn)自激 可得, VBB=U-U on UonVBB cos二二 Ubm cosi-0.7-9.4cos70o=-2.5Vbm 取標稱值 R15:40 (2)高頻旁路電容 C12=0.01uF。 CT=(5-20)pFZL2

13、=47uH R14=40c C12=0.01uF 2-2小信號功率放大 可選用普通的小功率高頻晶體管，如9018等1、計算電路參數(shù) (1)對于諧振回路Ci0,L2,由 fosc=5MHz本次課題C10 二LC 取100pF則 ,11“ L10uH (2二f0)2C10(2*3.14*5*106)2*100*102 (2)有效輸出功率PH和輸出電阻RH 放大器的輸出功率PH應等于下級丙類功放的輸入功率Pi=25mW,其輸出負載RH等于丙類功放的輸入的輸入阻抗|Zi|二86Q即 PH=25mW RH=86Q (3)設集電極電壓振幅Ucm和等效負載電阻RH 若取功放的靜態(tài)電流ICQ=ICm二8mA,

14、貝U Ucm=2Po/ICQ=2P。/ICm=6.25V RH=-UcmI=781.2777800 2Po 高頻變壓器匝數(shù)比N1/N2 N1 N2 取變壓器次極線圈匝數(shù)N2=2,則初級線圈匝數(shù)N1=6。 (5)發(fā)射極直流負反饋電阻R13 12-6.25-0.6V643.751 8mA取標稱值650Q (6)功放輸入功率Pi 本級功放采用3DG130晶體管，若取功率增益Ap=13dB(20彳),則輸入功率 Pi=Po/AP=1.25mW (7)功放輸入阻抗Ri R定%+PR交負=25+20*R交負 若取交流負反饋電阻為20Q,則 R=425 (8)本級輸入電壓振幅Uim Uim=2RPi=2*4

15、25*1.25*1041.0V 2、計算電路靜態(tài)工作點 RHC 3 RH Vcc-Ucm-VCES小二 ICQ (取rbb=25c =20) 7 VEQ=ICQR13=8*10*643.75=5.15V VBQ=VEQ0.7=5.87V IBQ=ICQ/-=8/20=0.4mA R11、R12(II=510倍IBQ) 若取基極偏置電路的電流II=10|BQ=10*0.4mA=4mA,則 取標稱值R12=1.5kQ。 R11可由標稱值為1kQ的電阻和2kQ 的電位器成。 （3）高頻旁路電容C10=0.02uF （4）輸入耦合電容C9=0.02uF。 止匕外，還可以在直流電源VCC支路上加高頻電源

16、去耦濾波網(wǎng)絡，通常采用LC的口型低通濾波器。電容可取0.01uF,電感可取47uH的色碼電感或環(huán)形磁芯繞制。還可在輸出變壓器次級和負載之間插入LC 濾波器，以改善負載輸出波形。 3、元件清單 C9=0.02uFC10=0.02uFR11=1.0kO+29電包器R12=1.5K 緩沖隔離級電路（射極輸出器）設計 從振蕩器的什么地方取輸出電壓也是十分重要的。一般盡可能從低阻抗點取出信號，并加入隔離、緩沖級如射極輸出器，以減弱外接負載對振蕩器幅度、波形以及頻率穩(wěn)定度的影響。 射極輸出器的特點是輸入阻抗高，輸出阻抗低，放大倍數(shù)接近于1。 1、電路形式 由于待傳輸信號是高頻調(diào)頻波，主要考慮的是輸入抗高，

17、傳輸系數(shù)大且工作穩(wěn)定。選擇電路的固定分壓偏置和自給偏壓相結合，具有穩(wěn)定工作點特點的偏置電路。如圖2-3所示。射極加RW2可改變輸入阻抗。(1)VBQ、IBQ R12 VBQ 103Q 5.87V 4.0mA 1.46k RII= VCC-VBQ II 12-5.87V 4.0mA ：1.53kJ 為了調(diào)節(jié)電路的靜態(tài)工作點, R13=20 N1=6,N2=2 RI4=650Q3DG130管子 2、估算偏置電路元件 (1)已知條件：Vcc=+12V,負載電阻RL=425Q前帶放大器輸入電阻)，輸出電壓振幅等于高頻寬帶放大器輸入電壓振幅，即Uom=1V,晶體管為3DG100(3DG6)。3DG100

18、的參數(shù)如表3-2所示。 表2-23DG100參數(shù)表 PCM ICM VcES hfe fT AP 100nW 30mA 30200 150MHz 例=60。晶體管的靜態(tài)工作點應位于交流負載線的中點，一般取 UCEQ=7V,IcQ=(310)mA。 根據(jù)已知條件選取IcQ=5mA,VCEQ=0.6VCC=7V,則 R10、Rw2：取RIO=500Q,Rw2為1kQ的電位器 VEQ ICQ Vcf-7V=1.0 ICQ5mA R8、R9 9 VEQ=7.0V VBQ=VEQ+0.7=7.7V IBQ=ICQ/0=83.3uA Rg-VBQ9kJ 10IBQ RL-VBJ5.1k10IBQ 取標稱值

19、R8=5.1kQ (4)輸入電阻Ri 若忽略晶體管基取體電阻的影響，有 R=(R8|R9)I-(RI Rw2)|RL2.75k11 (5)輸入電壓Uim. Uim-42RPi=42*2750*1.25*10之 2.6V (6)耦合電容C8、Cg 為了減小射極跟隨器對前一級電路的影響，C8的值不能過大，一 般為數(shù)十pF,這里取C8=20pF,Cg=0.02uF。 3、元件清單 R&=5.1k11 C8=20pFC9=0.02UF RIO=500QRW2為IkQ的電位器 調(diào)頻振蕩器設計 調(diào)頻振蕩電路的作用是產(chǎn)生頻堇%=5MHz的高頻振蕩信號。變?nèi)荻O管為線性調(diào)頻，最大頻偏3m=75kH，發(fā)

20、射機的頻率穩(wěn)定度由該級決定。調(diào)頻振蕩器電路如圖2-4示。取標稱值Rg=9kQ (RL=425Q) R9=9k11 晶體管為3DG100 LC調(diào)頻振蕩器是直接調(diào)頻電路， 是利用調(diào)制信號直接線性地改變載波瞬時頻率。 如果為LC振蕩器，則振蕩頻率主要取決于諧振回路電感和電容。 將受到調(diào)制信號 控制的可變電抗和諧振回路連接，就可以使振蕩頻率按調(diào)制信號規(guī)律變化，實現(xiàn)直 接調(diào)頻。 1、LC振蕩器 主要技術指標：工作中心頻率：f0=5MHz; 最大頻偏：f=75KHz; 頻率穩(wěn)定度：曲0/憶5*10”/小時 (1)確定電路形式，設置靜態(tài)工作點 本題對頻率穩(wěn)定度N/f。要求不是很高，故選用圖1-7所示的改進型

21、電容三點式振蕩器和變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 (2)三點式振蕩器設計：基極偏置電路元件R、R2、R3、R4、C1 的計算 圖中，晶體管V1和C2、C3、C4、C5、Cj、L1組成改進型電容三點式振蕩器，V1為共基組態(tài)，C1為基級耦合電容。具靜態(tài)工作點由RPR2、R3、R4共同決定。晶體管V1選擇3DG100,其參數(shù)見表2-2所示。 小功率振蕩器的集電極靜態(tài)工作電流ICQ一般為（14）mA。ICQ偏大，振蕩幅度增加，但波形失真嚴重，頻率穩(wěn)定性降低。ICQ偏小對應放大倍數(shù)減小，起振困難。為了使電路工作穩(wěn)定，振蕩器的靜態(tài)工 作點取ICQ=3mA,VcEQ=6V,測得三極管的一：=60 由（1-3）可得R3

22、+R4=2kQ,為了提高電路的穩(wěn)定性，R4的值可適當增大，取R4=1kQ,則R3=1kQ。 VEQ二VBQ.VBEICQR4=3mA*1kI=3V Vcc-VcEQ R3R4 12-6 R3R4 =3mA R2 R1R2 Vcc= 12R2 R1R2 =VEQ0.7=3.7V IBQ=ICQ/-=3mA/60=50.0uA 為了提高電路的穩(wěn)定性，取流過電阻R2上的電流 l2=10IBQ=0.5mA =5.4 取標稱值R2=5.5kQ。 據(jù)公式 RiV V。=2*V”則 R=(CC1)“R=12.1KC BBRIR2CC1VBQ2 得 RI=12.1KQ 實際運用時R1M10kQ電阻和20kQ電

23、位器串聯(lián)，以便調(diào)整靜態(tài)工作點。CI為基極旁路電容，可取CI=0.01UF。C8=0.01uF輸出耦合電容。 2、調(diào)頻電路設計 變?nèi)荻O管利用PN結的結電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結電容（勢壘電容），而且這個結電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定范圍內(nèi)變 化，其關系曲線稱Cj，曲線，如圖所示。圖2-5 Cj曲線 由圖可見：未加調(diào)制電壓時，直流反偏VQ所對應的結電容為CjC 當調(diào)制信號為正半周時，變?nèi)荻O管負極電位升高，即反偏增加時, R2 2.7V 0.5mA 12 變?nèi)荻O管的電容Cj減小；當調(diào)制信號為負半周時，變?nèi)荻O管負極電位降低，即反偏減小時，a增大，其變化具有一定的非線性，當調(diào)制電壓

24、較小時，近似為工作在勒以曲線的線性段，將隨調(diào)制電壓線Cj性變化，當調(diào)制電壓較大時，曲線的非線性不可忽略，它將給 調(diào)頻帶來一定的非線性失真。 調(diào)頻電路由變?nèi)荻O管Cj和耦合電容C5組成，R6和R7為變?nèi)?VQVcc 二極管提供靜態(tài)時的反向偏置電壓VQ,R6+R7VCC。R5為隔離電 阻， 為了減小調(diào)制信號Ui對VQ的影響， 一般要求R5遠遠大于R和R7。C6和高頻扼流圈ZLI對Ui相當于短路，C7為濾波電容。 變?nèi)荻O管Cj通過C5部分接入振蕩回路，有利于提高主振頻率 _C5 f0的穩(wěn)定性，減小調(diào)制失真。變?nèi)荻O管的接入系數(shù)p=C5+Cj,式中，Cj為變?nèi)荻O管的結電容，它和外加電壓的關系為 C

25、j= （1 上） UD（Cj0為變?nèi)莨?偏時結電容，UD為其PN結內(nèi)建電位差，丫為變?nèi)葜笖?shù)） 變?nèi)荻O管參數(shù)選擇 測變?nèi)荻O管的O-V特性曲線，設置合適的靜態(tài)工作點VQ。本題給定變?nèi)荻O管為2CC1C,并取變?nèi)莨莒o態(tài)反向偏壓VQ=4V,由特性曲線可得變?nèi)莨艿撵o態(tài)電容CQ=75pF。 計算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、LI C2、C3、C4、C5、Cj、LI組成并聯(lián)諧振回路， 其中C3兩端的電壓構成振蕩器的反饋電壓，滿足相位平衡條件。 比值C2/C3=F,決定反饋系數(shù)的大小，F(xiàn)一般取0.1250.5之間的值。 為了減小晶體管極間電容對振蕩器振蕩頻率的影響，C2、C3的值 要大。如果C4

26、取幾十皮法，則C2、C3在幾百皮法以上。 C5 一，、一P= 因接入系數(shù) C5+Cj,i般接入系數(shù)pC4、 C3C4決定，若取C2=330pF,由F=C2/C3=0.1250.5取C3=750pF。 13 則靜態(tài)時諧振回路的總電容為 代入元件值可得 CQi=35.78pF 由公式 ,1 fo=:=5MHz 2二LICQ三 可得 1 LI二二28uH 4二25*35.78 計算調(diào)頻電路元件值 變?nèi)莨艿撵o態(tài)反偏壓VQ由電阻 R6和 R7分壓決定,即 R7 VQ=Vcc R6R7 已知VQ=4V,若取 R7=10kQ,則 R6=20kQ。 實際運用時 R6=20kC可用10kQ電阻和47kQ電位器串

27、聯(lián)，以便調(diào)整靜態(tài)偏壓VQ。隔離電阻R5應遠大于、R7,取R5=150kQ。 低頻調(diào)制信號】的耦合支路電容C6及電感ZLI應對Ui提供通路，一般的頻率為幾十赫至幾十千赫茲，故取C6=4.7UF,ZLI=47UH（固定電感）。高頻旁路電容C7應對調(diào)制信號Ui呈現(xiàn)高阻，取C7=5100pF。 3、計算調(diào)制信號的幅度 為達到最大頻偏m75kHz的要求，調(diào)制信號的幅度UC,可由下列關系式求出。 .1.C三 fm二一fo 2CQ三 因式中，CQ工一一靜態(tài)時諧振回路的總電容，即 則回路總電容的變化量 CQ1= C2*C3*C4 C2C3C5CjQ C2*C3人 C4 C C C5CjQ C5CjQ=20 C

28、5.CjQ 20*75 2075 (pF) CQ3= C2*C3 C2C3 C4 C2*C3 C2C3 C4 C5*CjQ C5,CjQ =35.78pF 14 C三二 2fmCQ三/fo=27535.78/5000=1.04pF 變?nèi)莨艿慕Y電容的最大變化量 2_2_ Cj=ACWp=0.14pF/0.2=3.5pF 由變?nèi)荻O管2CC1C的。V 特性曲線可得，當VQ=4V時，特性曲線的斜率kc=CLV=12.5pF/V,故調(diào)制信號的幅度 Um=Cj/kc=3.5/12.5-0.287 則調(diào)制靈敏SF為 SF=.：fm/U.m=10/0.28=35.7kHz/V 4、元件清單 C1=0.01u

29、FR1為10KQ+20KQ電位器、R2=5.5KQ、R3=1KD、R4=1KQ3DG100管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=28uH、2CCIC變?nèi)荻O管、C8=0.01uF、C6=4.7uFC7=5100pFZL1=47uH、R5=150KQ、R6=2KQ、R7=10QK。 三、總的原理圖設計 根據(jù)前面的分析，還要考慮各級之間的隔離，以及濾波電路，可以設計出如圖4.4-1的原理圖。 其中，C14,C16為濾波電容，選C14為0.1F,C16為100F。C1為基極高頻旁路電容，R1,R2為Q1管的偏置電阻。采用分壓式偏置電路既有利于工作點穩(wěn)定，且振蕩建立后有利于振蕩幅度的穩(wěn)定。調(diào)節(jié)C7/C8可使調(diào)頻線性良好。R7,R8為變?nèi)荻O管提供直流偏置。調(diào)制音頻信號經(jīng)C17,LC加到變?nèi)荻O管改變振蕩頻率實現(xiàn)調(diào)頻。振蕩電壓經(jīng)電容C9耦合加至Q2緩沖放大級。 16 A1 1 1 T 1 Jc C 4J 1 l 1 1 一品 1 | 1 V1 1- -h | -1- / -f “I II I ( J 、 U J f V Z W ， ， ， 1 I 尸q q I 工， * F nn F 口 區(qū) I