高性能功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器(三)

1、 UC3855A/B 高性能功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器（三）德州儀器（TI）作者：Jim Noon 4.4 振蕩器頻率計(jì)算 CT 值：所選擇的開關(guān)頻率為 250kHz。4.5 乘法器/分壓器電路計(jì)算 VRMS 電阻分壓器值：在低線壓條件下 (85 VRMS)，將 VRMS 設(shè)置為 1.5V如果確定了其中一個電阻器（因?yàn)榇颂幱袃蓚€方程式，三個未知量），就可求解電壓分壓器。假設(shè)分壓器中值較低的電阻器為 18 K，則：RTOTAL=18k51=918 k設(shè)置 R10=120 k，得出：R9=918k-120k-18 k=780kR9 被分成 2 個電阻器（每一個為 390 k），以降低其電壓應(yīng)力。計(jì)算出電容值

2、，將濾波器極置于 18Hz，則：其中：REQ=R9II(R10+R11)=117k為了在不降低系統(tǒng)性能的情況下合并電容值，可以將 C4 選擇為 0.1F。計(jì)算 IAC 電阻值：在高線壓情況下，將 IIAC 設(shè)置為 500A。將 2 個 390k 電阻器串聯(lián)，以降低電壓應(yīng)力。4.5.1 RIMO 的計(jì)算 在低線壓條件下，IIAC=156A 且乘法器輸出應(yīng)等于 1V。低線壓與最大負(fù)載情況下，VEA 為其最大值 6V，因此使用乘法器輸出方程式：一個 1000pF 的電容器與 RIMO 并聯(lián)放置，以實(shí)現(xiàn)噪聲過濾。由于 RIMO 兩端的電壓為乘法器輸出，且為電流誤差放大器的參考電壓，因此 RC 極點(diǎn)頻率

3、應(yīng)設(shè)置為高于 120Hz 的乘法器信號。4.6 電流合成器首先，應(yīng)為變流器選擇一個匝比。變流器是設(shè)計(jì)用來在峰值輸入電流情況下產(chǎn)生 1V 的電壓。在達(dá)到電流極限跳變點(diǎn) (1.4V) 之前，這樣就能容許足夠的裕度。如果 IPK為 9.5A，那么比較合適的匝比為 50：1。這一匝比使感應(yīng)網(wǎng)絡(luò)損耗低于 150 mW，并且允許使用一個 1/4W 的電阻器。對檢測電阻器求解，得出：在前面的電流合成器章節(jié)中提到 RVS 等于 22 k?，F(xiàn)在就可以計(jì)算出電流合成器的電容：4.7 控制環(huán)路設(shè)計(jì)4.7.1 小信號模型ZVT PFC 升壓轉(zhuǎn)換器的小信號模型與標(biāo)準(zhǔn)的 PFC 升壓轉(zhuǎn)換器模型相似。在大多數(shù)開關(guān)循環(huán)情況下

4、，兩種轉(zhuǎn)換器運(yùn)作基本一樣，但是在開關(guān)瞬態(tài)時，兩者略有不同。這就使得控制環(huán)路的設(shè)計(jì)應(yīng)按照 9 中概述的標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)進(jìn)行。4.7.2 電流環(huán)路設(shè)計(jì)可在 5、9、11 中找到較好的電流環(huán)路設(shè)計(jì)參考方案。平均電流模式控制環(huán)路的設(shè)計(jì)以交叉頻率的選用開始。在這一示例中開關(guān)頻率為 250 kHz，因此單位增益交叉頻率可以選擇為 40 kHz（開關(guān)頻率的 1/6）。但是，在該電路中，所選用的交叉頻率為 10 kHz。由于電流環(huán)路主要用于跟蹤線電流，因此對于該應(yīng)用而言，一個 10 kHz 的帶寬就足夠了。一旦確定了交叉頻率 (fC)，接下來要做的就是計(jì)算出功率級的增益。包括電流感應(yīng)網(wǎng)絡(luò)在內(nèi)的功率級的小信號模型已在下

5、面給出。該模型不包括開關(guān)頻率為一半 12 情況下的采樣結(jié)果，但卻是一個在相關(guān)頻率下較好的近似值。UC3855A/B 的振蕩器斜坡為 5.2 VPP (VSE)。術(shù)語 RSENSE 是指實(shí)際輸入電流到感應(yīng)電流的衰減（即，其包括變流器的匝比）。使用前面所確定的分量值并求出功率級增益在 fC 時的解，可得出 10 kHz 下的增益為 0.63。為了在 fC 時得到一個的值為 1 的增益，誤差放大器必須在 10 kHz 時具有一個 1/0.63 的增益。圖 12A 顯示了誤差放大器，其頻率響應(yīng)如圖 12B 所示。電阻器 RI 等于 3.3 k，因此所選用的反饋電阻器為 5.6k。在交叉頻率下放置一個零

6、點(diǎn)，從而得到一個 45 度的相位裕度。為了減少開關(guān)噪聲，應(yīng)在一半開關(guān)頻率的放置一個極點(diǎn)。下面對設(shè)計(jì)步驟作了總結(jié)。圖 12 電流誤差放大器示意圖4.7.3 電壓環(huán)路設(shè)計(jì)電壓環(huán)路的設(shè)計(jì)應(yīng)遵循 5 中給出的步驟。第一步是確定輸出電容器上的紋波量。為了滿足 3% 的 THD 規(guī)范，由于饋通至電壓誤差放大器的輸出紋波電壓產(chǎn)生的失真極限為 0.75%，這就允許乘法器的失真為 1.5%，其他失真為 0.75%。誤差放大器上一個 1.5% 的二階諧波將會導(dǎo)致輸入端上的 0.75% 的三階諧波失真。在滿負(fù)載情況下，所允許的峰值誤差放大器紋波電壓為：120 Hz 時誤差放大器增益為所容許的誤差放大器紋波電壓除以輸

7、出紋波電壓，或?yàn)?0.009 (41 dB)。所選用的誤差放大器輸入電阻為 1.36 M，以來保持較低的功耗，并容許一個較小的補(bǔ)償電容值。使用兩個值為 681-k 的串聯(lián)電阻器來減少電壓應(yīng)力。圖 13 為電壓誤差放大器示意圖，該放大器的增益為 120-Hz，由 CF 和 RI 積分函數(shù)確定。該網(wǎng)絡(luò)具有一個單極角色完成 (role off)，并可以輕易的找到電容值，以給出在 120 Hz 時所需的增益。圖 13 電壓誤差放大器現(xiàn)在可以計(jì)算出交叉頻率，從而確認(rèn)在交叉頻率下放置了一個電極（由于 Cf 和 Rf的合并），以提供足夠的相位裕度。由于功率級隨著與其關(guān)聯(lián)的 90 度相位滯后有一個單極響應(yīng)，因

8、此極點(diǎn)的放置決定了相位裕度的大小。如果在交叉頻率下放置誤差放大器極點(diǎn)，那么環(huán)路的總體增益具有一個 45 度的相位裕度。功率級增益可由下式得出：電壓環(huán)路增益 (TV) 為功率級增益和誤差放大器增益的乘積。為了得出交叉頻率，應(yīng)對 f 求解，并設(shè)為 1。誤差放大器增益為：那么交叉頻率大約為 11 Hz，從而可以計(jì)算出電阻 Rf，以在 f 上放置極點(diǎn)。最后，電阻器 RD (10 k) 將 dc 輸出電壓設(shè)置為 410 V。4.8 OVP/ENABLE輸出電壓高于 450 V 則被定義為過壓狀態(tài)。為了避免出現(xiàn) OVP，450V 情況下的比較器所需的分壓器為：將分壓器中的下層電阻器設(shè)定為 33 k，頂層的

9、電阻器則為 2 M，兩個 1M 的電阻器串聯(lián)放置，以降低電壓應(yīng)力。一個 10nF 的電容器與 33k 的電阻器并聯(lián)放置，以進(jìn)行噪聲過濾。借助該分壓器，轉(zhuǎn)換器在 76 VRMS 時開始啟動，這就實(shí)現(xiàn)了在大大低于低線壓情況下的啟動。5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果示例轉(zhuǎn)換器是構(gòu)建用來展示電路性能的。該電路性能良好，并在全線壓和負(fù)載范圍內(nèi)進(jìn)行了測試。圖 14 顯示了 ZVT 與一個傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器的效率數(shù)據(jù)，其是通過簡單移除一些 ZVT 組件得到的。為了穩(wěn)定功率半導(dǎo)體的溫度，傳統(tǒng)電路需要一個風(fēng)扇進(jìn)行降溫。從該數(shù)據(jù)中可以看出，低線壓情況下，ZVT 電路比傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器更具優(yōu)勢。在更高線電壓情況下，直到兩個功率級達(dá)到高線壓時，

10、優(yōu)勢才有所減少。這與其他報(bào)告數(shù)據(jù) 4、13 相吻合，也是可以理解的。在低線壓情況下，更高的輸入電流會導(dǎo)致傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器中更多的開關(guān)損耗，而 ZVT 轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗并不會增加（低線壓情況下兩種轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗均會增加）。圖 14 效率數(shù)據(jù)圖 15 顯示了 ZVT 和主開關(guān)柵極驅(qū)動，以及主開關(guān)漏-源電壓。ZVT 柵極驅(qū)動在主開關(guān)之前走高，同時主開關(guān)開啟前將漏極電壓驅(qū)動至零。此外，還應(yīng)該注意到，漏-源電壓波形圖非常清晰，沒有過沖或振鈴，這就減少了器件上的 EMI 和電壓應(yīng)力。圖 16 顯示了 ZVT 電路波形圖。頂層跡線顯示了 Lr 中的電流。該波形得到很好的抑制，峰值電流大約為 6A。圖 17 顯示

11、了電流合成器波形圖。頂層波形圖為再現(xiàn) CI 波形圖，底層的波形圖為電感電流。兩個波形圖顯示出較好的一致性。再現(xiàn)圖與實(shí)際波形圖之間的任何誤差在高線壓情況下都為最大，并且一般都是由合成器電路中一些微小的失調(diào)電壓誤差引起的。圖 15 ZVT 波形圖 16 功率級波形圖 17 電流合成器波形圖18顯示了低線壓及最大負(fù)載情況下的輸入線路電流。THD 和功率因數(shù)都處于容許極限內(nèi)。表 1 給出了帶有單個極點(diǎn)電流誤差放大器鉗位電路的幾種線壓及負(fù)載情況下的 THD 和功率因數(shù) (pf) 測量方法。表 2 顯示了帶有圖 9B 中所示的兩級鉗位電路的 THD 和 pf。圖 18 線路電流表 1 THD 和 PF與單

12、級誤差放大器鉗位電路線路的對應(yīng)關(guān)系線路 (VAC)THD 百分比Pf 1006.30.9981204.50.9992008.90.996230100.995表 2 THD 和 PF與兩級誤差放大器鉗位電路線路的對應(yīng)關(guān)系線路 (VAC)THD 百分比Pf1004.950.9991205.300.9982005.450.9982305.830.998表 3 功率級廠商L1、L2Magnetics、Butler、PA (412) 2828282尖峰抑制器Toshiba、Westboro、MA (508) 8363939QmainAPT、Bend、OR (503) 3828028D1Internati

13、onal Rectifier、El Segundo、CA (310) 3223331QZVT、D2、D3、 D4Motorola、Phoenix、AZ (602) 2443550圖 19 UC3855A/B 的典型應(yīng)用6 參考文獻(xiàn)1、諧振開關(guān)一種提高開關(guān)轉(zhuǎn)換器性的統(tǒng)一方法，作者：K. H. Liu 和 F. C. Lee，國際電信能源會議錄，1984 年 11 月2、零電壓轉(zhuǎn)換多諧振技術(shù)一種提升高頻準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器性能的全新方法，作者：W. A. Tabisz 和 F. C. Lee，IEEE 電力電子專家會議，1988 年3、DC/DC 轉(zhuǎn)換器電路中的零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)，作者：K. H. Liu 和

14、 F. C. Lee，電力電子專家會議錄，1986 年 6 月4、全新的零電壓轉(zhuǎn)換 PWM 轉(zhuǎn)換器，作者：G. C. Hua、C. S. Leu、Y. M. Jiang 以及 F. C. Lee，IEEE 電力電子專家會議，1992 年5、離線電源的高功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器，作者：L. H. Dixon，Unitrode 電源設(shè)計(jì)研討會手冊 SEM600，1988 年（連續(xù)出版）6、開關(guān)電源的平均電流模式控制，作者：L. H. Dixon，電源設(shè)計(jì)研討會手冊 SEM600，1990 年（連續(xù)出版）7、零電壓轉(zhuǎn)換功率因數(shù)校正電路的分析與設(shè)計(jì)，作者：J. Bazinet 和 J. OConnor，IEEE 應(yīng)用電力電子會議，1994 年 2 月8、一款采用零電壓轉(zhuǎn)換的 250kHz、500W 功率因數(shù)校正電路，作者：J. P. Noon， Unitrode 電源設(shè)計(jì)研討會手冊 SEM1000，1994 年9、, 高功率因數(shù)開關(guān)預(yù)調(diào)計(jì)器設(shè)計(jì)優(yōu)化，作者：L. H. Dixon，Unitrode Unitrode 電源設(shè)計(jì)研討會手冊 SEM800，1991 年10、反激式電源變壓器和濾波器電感器的設(shè)計(jì)，作者：L. H. Dixon，Unitrode電源設(shè)計(jì)研討會手冊 SEM400，1985 年（連續(xù)出版）11、連續(xù)電流模式控制升壓功率因數(shù)校正電路中設(shè)計(jì)權(quán)衡，作者：C. Zhou