諧振功率放大器練習(xí)題分析

1、十、本節(jié)練習(xí)計算及問答題：Q1：什么是交流信號最大功率傳輸定理？A1：交流信號最大功率傳輸定理是用來描述對于交流源如何輸出最大功率給負載的問題。當交流源的內(nèi)阻抗和負載的阻抗互為共軛時，輸出到負載上的功率可以達到最大，稱此時負載為匹配負載。隱含的前提條件是負載阻抗的變化不會影響到交流源的標稱輸出，因此對于放大器的匹配負載的分析應(yīng)用該定理時需要特別的注意，因為負載的變化有時會明顯的改變放大器的輸出，從而使隱含條件無法成立。比如，對于丙類諧振功率放大器，負載的改變可能會使電路的工作狀態(tài)發(fā)生改變，此時把放大器看作是交流源的話，該交流源的輸出就會隨負載變化而變化，需要通過別的方式來尋找最合適的負載值，這

2、一問題可以參看對丙類諧振功率放大器電路匹配電阻的分析。Q2：若激勵信號頻率為10MHz？放大器的交流輸入電阻為50，則以下哪個電容量適合輸入耦合電容（2pF；20pF；200pF；2nF；2uF）？A2：耦合電容的作用首先是實現(xiàn)交流激勵和直流偏置的疊加，其次也起到電路隔離、濾波等作用，有時簡單的用隔直通交來形容其作用。要達到隔直通交的目的，那就要滿足耦合電容對工作信號的阻抗要遠遠小于其后回路中串接的器件的阻抗（或輸入阻抗）。就本題而言，電容在10MHz下的阻抗應(yīng)該遠遠小于放大器的交流輸入電阻，|XC|50，而XC=越大，將電容充滿需要的時間越長，而在電源接通的瞬間，給電容充電的大電流有時也會對

3、電路造成損傷。一般耦合電容的電抗值選擇為串聯(lián)電阻的1/10到1/100即可。本題條件下2uF的電容其電抗絕對值為|XC|=C。但是電容的阻抗也不是越小越好，因為電抗越小，意味著電容量越大，電容量C電容量偏大，選擇2nF的電容，電抗絕對值變大1000倍約為8，又略微偏大，所以最好是使用10nF的電容，電抗絕對值為1.6，滿足遠小于50的條件，又不過小。 =2×10×2×10=8×103，說明該阻值偏低，Q3：若電感的串聯(lián)內(nèi)阻大小為0.2，電感量為1mH，電路中射頻信號的頻率為100MHz，則該電感的品質(zhì)因數(shù)為多少？A3：根據(jù)品質(zhì)因數(shù)的物理含義及其計算方法知

4、，在串聯(lián)結(jié)構(gòu)下，Q等于電抗絕對值和電阻的比值，所以Q=0.2Q4：若有一并聯(lián)結(jié)構(gòu)LC濾波器，當負載增大時，濾波性能有何變化？A4：根據(jù)品質(zhì)因數(shù)的物理含義及其計算方法知，在并聯(lián)結(jié)構(gòu)下，Q等于電阻比上電抗絕對值，所以當電阻（負載）增大時，Q值會增大，選頻性能會提高（通帶帶寬會減?。?。 Q5：有一丙類諧振功率放大電路，對該電路中功率管的集電極電流進行測量，發(fā)現(xiàn)其波形為尖峰脈沖波形，對該信號進行傅立葉分解，得到平均分量IC0=1A，基波分量振幅為=5×105。 IC1M=1A，已知輸出回路直流電源電壓VCC=20V，功率管飽和壓降VCE(sat)=0.3V，輸出諧振負載Re=10，試判斷此時

5、電路的工作狀態(tài)（欠壓/過壓/臨界？），計算輸出功率和最大狀態(tài)，輸出功率可以達到多少（近似值）？效率為多少（近似值）？ 電路效率；若想進一步提高輸出功率，應(yīng)該如何改變諧振負載值（估計近似值）？若調(diào)到A5：（1）由臨界狀態(tài)的定義可知，臨界是指輸出電壓負峰值正好在飽和區(qū)和放大區(qū)的邊界上，也即近似等于飽和壓降，所以有VCM+VCE(sat)=𝑉𝐶𝐶，所以VCM=VCCVCE(sat)=19.7𝑉。又知IC的基波分量幅度為1A，所以匹配負載值為Re=I=19.7。因為實際諧振負載值小于匹配負載值，所以知電路工作于欠壓工作狀態(tài)（根據(jù)負載特性）

6、.2C1M（2）已知輸出電流和諧振負載，可算輸出功率：PO=IC1m×Re=5WD和直流電壓，可求直流電源輸出功率：PD=IC0×VCC=20W；所以效率為=25%。 P（3）根據(jù)負載特性，在欠壓區(qū)，負載越大，輸出功率越大，所以為提高輸出功率，應(yīng)該2近似增大負載到匹配負載值19.7，此時輸出功率近似為PO=IC1MVCM=9.85W，效率近似為=不變的，其峰值會略有變大，從而使IC0和IC1M都略有變大，所以導(dǎo)致上述計算只能是近似PD=20=49.25%。（這里計算的值為近似值，是因為當負載增大時，IC并不是計算。如果想在當前的基礎(chǔ)上繼續(xù)提高效率，調(diào)整負載已經(jīng)沒用了，再增大

7、會進入飽和，使輸出功率下降變快，效率提高不明顯。此時需要進一步增大負偏置，使導(dǎo)通角繼續(xù)下降，同時配合著提高輸入激勵，避免由于輸入總電壓水平的下降導(dǎo)致輸出減小，則可以在保持輸出功率的基礎(chǔ)上，提高效率）Q6：試畫出丁類諧振功率放大電路的原型電路，若電路中功率管工作在接近理想的開關(guān)狀態(tài)，已知直流電源電壓為5V，三極管飽和壓降為0.3V，假設(shè)LC串聯(lián)濾波電路濾波性能理想，輸出諧振負載Re=50，計算輸出功率、電路效率。 A6：原型電路如下所示：K1K_LinearR1VOFF = 0VAMPL = 1VR250因為在輸出點輸出為電壓信號（方波信號，高電平為（50.3=）4.7V，低電平為0.3V），L

8、C串聯(lián)濾波電路可以將諧波分量隔斷（在諧波頻率上，其阻抗相對于串聯(lián)的負載阻值而言相對較大），只有基波分量能夠通過（LC諧振頻率即設(shè)置為基波頻率，在此頻率上，其理想阻抗值為0）。要計算輸出功率，就需要計算輸出電壓的基波分量；要計算電路效率，就需要計算電源輸出功率，也就需要知道電源輸出的平均電流值（利用電源輸出電流和負載上電流之間的關(guān)系推算）。假設(shè)輸入激勵電壓信號振幅足夠大，三極管工作于理想的開關(guān)狀態(tài)，則可知A點處的電壓信號為方波信號：V該方波信號仍然是周期信號，根據(jù)信號分析的原理可知，該信號可分解為平均分量、基波分量和一系列的諧波分量（這些分量都是單一頻率的正/余弦波），而且方波信號更為特殊的一點

9、（相對于一般周期信號而言）是，它分解出來的諧波分量只有奇次諧波分量，沒有偶次諧波分量。以周期為1kHz的方波信號為例，它有平均分量，基波分量（1kHz的正/余弦波），3次諧波分量（3kHz的正/余弦波），5次諧波，7次諧波等等，而沒有2次諧波，4次諧波等，或者也可以說其偶次諧波分量振幅為0。對于計算輸出功率和效率而言，需要計算其基波分量的大小，利用傅立葉分解公式即可（由于合并了正負頻率分量，所以實際上是正/余弦分解公式，其理論部分在高頻中不作為討論的重點，可以應(yīng)用公式即可）。在圖中，方波的相位和正弦波是一致的，所以在計算公式中，需要將書中的cos函數(shù)改為sin函數(shù)。VCCVCE(sat) &#

10、119904;𝑖𝑛𝜔𝑡0（或0<） VA(t)=VCE(sat) 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡<0(或<2)其中等于2倍的方波的頻率（方波周期的倒數(shù)更恰當一些）已知LC串聯(lián)濾波性能理想，所以只有基波分量會全部分壓到負載上：VA1M2=VCCVCE(sat)sint dt+VCE(sat)𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 𝑑𝜔𝑡0=sint dt02

11、+sint dt =cost|cost|200=2.80V =所以負載上的信號為振幅為2.8V的正弦信號，則其電流也是正弦信號，振幅為50=0.056A=56mA，輸出功率PO=×2.8×0.056=0.0784W。 當Q1管導(dǎo)通時，電源輸出電流供給負載的輸出電流，此時Q2管截止；當Q1管2截止時，電源不輸出電流，反向電流經(jīng)LC串聯(lián)到Q2管流向地。由此可知，電源輸出電流在負載輸出電流正半周期和負載電流一樣，負半周期電流為0。0.056sint 0<<ID(t)= 0 <2所以電源輸出電流的平均分量（基波及諧波分量不會消耗電源能量，可以用積分計算得到這一結(jié)論

12、）為：ID1M=0.056sint dt=cost|0=17.83mA 0PD=VCC×ID1M=5×17.83×103=0.0892W=87.9% D所以電源輸出功率為： 所以放大電路的效率為： 解畢。=Q7：有一諧振功率放大電路，要放大的RF信號頻率為20MHz，帶寬為1MHz，需要放大的諧振功率放大器的匹配電阻值為1000，實際負載為50，試設(shè)計該電路的濾波匹配網(wǎng)絡(luò)電路。解：濾波匹配的網(wǎng)絡(luò)需要兼顧匹配和濾波兩個功能，其分析思路可以先考慮一級L網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)匹配的要求考察濾波性能（匹配的要求定了后，濾波的性能也就決定了），如果一級L網(wǎng)絡(luò)濾波性能不能滿足要求，那么就

13、采用兩級L網(wǎng)絡(luò)，此時可以將濾波和匹配的要求分步進行設(shè)計，一級用來滿足濾波性能的要求，另外一級則用來滿足匹配的要求。 首先看一級L網(wǎng)絡(luò)能否滿足要求。讓小的實際負載去匹配大的匹配電阻，只能采用下面的L網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)：RL50因為在后半電路進行串轉(zhuǎn)并的等效變換過程中，變換后的并聯(lián)電阻會大于當前狀態(tài)下的串聯(lián)電阻（這里串聯(lián)是指XS同RL是串聯(lián)的）。已知匹配電阻為1000，實際負載為50，所以局部電路品質(zhì)因數(shù)Qe=1=4.36 ，所以電路總的品質(zhì)因數(shù)Q=中心頻率通帶帶寬求為Q=50題，題目中給出信號帶寬，其含義是指通帶帶寬至少要大于等于該值，而Q值越小，通=1×10=20（注意，濾波器性能的要求要考慮

14、過大和過小兩個方面的問2=2.18。要求中對品質(zhì)因數(shù)的需帶帶寬越大，所以單級L網(wǎng)絡(luò)是可以滿足這一點要求的，但是射頻信號處理電路要考慮盡可能的濾除帶外信號的要求，也就是說通帶帶寬應(yīng)該適當?shù)拇笥谛盘柕膸?，但是不能過大，否則不能有效濾除帶外信號，所以就本題來說，通帶帶寬可以選擇1MHz，或者略大于1MHz，因為沒有更多更具體的指標要求，選擇1MHz，Q值按20進行設(shè)計，最終電路Q值應(yīng)該為20，或者比20略小就可以了），所以一級L網(wǎng)絡(luò)不能滿足濾波性能要求。下面考慮兩級L網(wǎng)絡(luò)。從公式Qe=R1可知，RP和RS的值相差越大，則Qe的值越大，上面分析說明S一級L網(wǎng)絡(luò)濾波性能不足，意味著實際負載和匹配負載的

15、差距還不夠大（目前的比值為20）。所以利用兩級L網(wǎng)絡(luò)來解決該問題的思路有兩個，一個是令中間級的等效電阻比實際電阻更小，從而使第一級的Q值增大，從而使整個電路的Q值增大，這時可以采用如下電路結(jié)構(gòu)：L1L2RL50另一個是令中間級的等效電阻比實際電阻大得多，等效電阻除以匹配電阻的結(jié)果比匹配電阻除以實際負載的結(jié)果還要大，也可以使第一級的Q值比單級電路時大，此時可以采用下面電路結(jié)構(gòu)：L1L2先討論第一種方法。在RF信號中心頻率上，前后兩級L網(wǎng)絡(luò)都應(yīng)該正好發(fā)生諧振（則整個電路當然也正好諧振），所以后一級電路就等效為一個諧振電阻，記作R2，等效后電路如下圖所示：L1R2要使該級電路的Q值就達到濾波性能要求

16、（后級只要Q值大于1就可以保證整個電路的Q值大于第一級電路的Q值，從而滿足整體要求），Q要為20，則Qe是Q的兩倍，S實際負載RL匹配，該級電路的部分電路品質(zhì)因數(shù)為Qe2=即為40。由Qe1=1知1601，假設(shè)令R2為0.5R2同RRS的物理含義，其值正比于諧振回路存儲能量和一個周期內(nèi)消耗能量的大小，匹配條件下，內(nèi)阻和負載消耗的能量恰好是一樣多的，而前后兩級都和同一個R2中間等效電阻匹配，0.5110。根據(jù)品質(zhì)因數(shù)所以Rs和RL上消耗的能量是一樣多的，Qe1表示第一級電路中存儲能量同Rs上消耗能量之比，Qe2表示的是第二級電路中存儲能量同RL上消耗能量之比，所以整體電路的Q值應(yīng)該滿足第一級存儲

17、的能量+第二級存儲的能量Rs上消耗的能量+RL上消耗的能量=2×第一級存儲的能量2×Rs上消耗的能量2Q=2×+2×第二級存儲的能量2×RL上消耗的能量=所以整體電路的Q值Q=20或略小于20不符合，必須重新設(shè)計。從上面的結(jié)論可以知道，兩級中間的等效電阻R2應(yīng)該滿足以下關(guān)系式：=20 >25，這同前面分析所說，電路的Q值應(yīng)該為 嘗試帶入R2=1，則 Q=XL1=R2×Qe1=1×31.6=31.6XL2e2=7C1=2×20×10滿足條件，故取R2值為1。則第一級電路Qe1=31.6，故XC1=Q=31.6；e1Q=19.320 前后電抗值基本不變的規(guī)律）第二級電路Qe2=7，故C2=251nH，C2=7.14×2×20×10L1=中間的兩個電感直接串聯(lián)在一起，也可以用一個電感代替，只需令F=F1+F2=306.7nH。 第二種思路請自行分析。解畢。=1.11uF，F(xiàn)2=31.6×2×Qe12×20&#