整流電路的諧波和功率因數(shù)

1、整流電路的諧波和功率因數(shù)隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，其應用日益廣泛，由此帶來的諧波(harmonics)和無功(reactive power)問題日益嚴重，引起了關(guān)注。 無功的危害：Øa 導致設(shè)備容量增加。b 使設(shè)備和線路的損耗增加。c 線路壓降增大，沖擊性負載使電壓劇烈波動。諧波的危害：a 降低設(shè)備的效率。b 影響用電設(shè)備的正常工作。c 引起電網(wǎng)局部的諧振，使諧波放大，加劇危害。d 導致繼電保護和自動裝置的誤動作。e 對通信系統(tǒng)造成干擾(1) 諧波和無功功率分析基礎(chǔ)正弦波電壓可表示為：對于非正弦波電壓，滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)：基波（fundamental）頻率與

2、工頻相同的分量諧波頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示電流諧波總畸變率THDi（Total Harmonic distortion）定義為在正弦電路中，電路的有功功率就是其平均功率：視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI 在非正弦電路中，有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式        jj=cos l定義為有功功率P和視在功率S的比值：此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有

3、如下關(guān)系：功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差決定的： jj功率因數(shù)cosj無功功率定義為：Q=UIsin 定義。1 功率因數(shù)：基波因數(shù)：nj不考慮電壓畸變，研究電壓為正弦波、電流為非正弦波的情況有很大的實際意義。非正弦電路的有功功率：P=UI1 cos =I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比1功率因數(shù)由基波電流相移和電流波形畸變這兩個因素共同決定的。非正弦電路的無功功率：j位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）：cos            1j無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接

4、受。忽略電壓中的諧波時有：Qf =UI1 sin 在非正弦情況下，            因此引入畸變功率D，使得：Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。(2)帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析a、單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，在阻感負載且電感L足夠大時電流i2的波形見下圖。             

5、60;                              （2-36）其中：由變壓器二次側(cè)電流諧波分析可知：電流中僅含奇次諧波。 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)?；娏饔行е禐椋?#216; i2的有效值I=Id，結(jié)合上式可得基波因數(shù)為：電流基波與電壓

6、的相位差就等于控制角a，故位移因數(shù)為所以，功率因數(shù)為：b、三相橋式全控整流電路以a =30°為例，在阻感負載時，忽略換相過程和電流脈動，且直流電感L為足夠大。此時，電流為正負半周各120°的方波，如下圖所示，其有效值與直流電流的關(guān)系為：圖2-25  三相橋式全控整流電路帶阻感負載a =30°時的波形由變壓器二次側(cè)電流諧波分析可知，電流基波和各次諧波有效值分別為：電流中僅含6k±1（k為正整數(shù)）次諧波。 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)?；ㄒ驍?shù)：位移因數(shù)仍為：功率因數(shù)為：Ø(3) 電容濾波

7、的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析a、單相橋式不可控整流電路實用的單相不可控整流電路常采用感容濾波。電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律： 諧波次數(shù)為奇次。Ø 諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。Ø 諧波與基波的關(guān)系是不固定的。Ø       Ø 越大，則諧波越小。電容濾波的單相不可控整流電路的功率因數(shù)具有如下結(jié)論：位移因數(shù)接近1，輕載超前，重載滯后。 諧波大小受負載和濾波電感的影響。b、三相橋式不可控整流電路Ø常用的電容

8、濾波三相不可控整流電路中通常都帶有濾波電感。其交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律： 諧波次數(shù)為6k±1次，kØ =1，2，3。 諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。Ø 諧波與基波的關(guān)系是不固定的。Ø電路的功率因數(shù)有如下結(jié)論： 位移因數(shù)通常是滯后的,但與單相時相比,位移因數(shù)更接近1。Ø 隨負載加重（wRC的減小），總的功率因數(shù)提高；同時，隨濾波電感加大，總功率因數(shù)也提高。(4)Ø 整流輸出電壓和電流的諧波分析整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的。a、a

9、 =0°時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析時，m脈波整流電路的整流電壓和電流中的諧波有如下規(guī)律：°如圖2-26，當a=0m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3.）次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次。當m一定時，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速。當m增加時，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。 b、a不為0 °時的情況整流電壓諧波的一般表達式十分復雜，下面只說明諧波電壓與a 角

10、的關(guān)系。以n為參變量，n次諧波幅值對a 的關(guān)系如圖2-27所示：帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路在電解電鍍等工業(yè)中，常用到低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬安）可調(diào)直流電源。圖2-28 為帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路。其變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路。變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除圖2-28 帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路圖2-29 雙反星形電路，a=0°時兩組整流電壓、電流波形鐵芯的直流磁化，設(shè)置電感量為Lp的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時導電。與三相橋式電路相比，在采用相同晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可

11、大一倍。平衡電抗器的作用： 兩個直流電源并聯(lián)時，只有當電壓平均值和瞬時值均相等時，才能使負載均流，Ø 雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等，Ø 兩個星形的中點n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負載中去，稱為環(huán)流或平衡電流，Ø 考慮到ip后，每組三相半波承擔的電流分別為 Ø 。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負載額定電流的1%2%以內(nèi)。圖2-30 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上

12、電壓的波形 雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路，只能有一個晶閘管導電，其余五管均阻斷，每管最大導通角60o ，平均電流Id/6。當=0時，Ud 為1.35U2，比三相半波時的1.17U2略大些。六相半波整流電路因晶閘管導電時間短，變壓器利用率低，極少采用。    雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別就在于有無平衡電抗器，對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵。由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時導電的，平衡電抗器Lp承擔了n1、n2間的電位差，它補償了ub和ua的電動勢差，使得兩相的晶閘管能同時導電 將圖

13、2-29中ud1和ud2的波形用傅氏級數(shù)展開，可得當a =0°時的ud1、ud2，即ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。    需要分析各種控制角時的輸出波形時，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后做出波形( ud1+ud2 ) / 2。圖2-32 為a =30°、60°、90°時，雙反星形電路的輸出電壓波形。    雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動程度減小了，脈動頻率加大一倍，f=300Hz    電感負載情況下，a = 90°時, 輸出電壓波形正負面積相等，Ud=0，移相范圍是90°    如果是電阻負載，則ud波形不應出現(xiàn)負值，僅保留波形中正的部分。同樣可以得出，當a =120°時，Ud=0，因而電阻負載要求的移相范圍為