15MW變速恒頻控制技術

1、一 交流勵磁發(fā)電機變速恒頻運行原理1.風力機最大風能捕獲運行機理風力是一種取之不盡，用之不竭的可再生能源，但又是一種具有隨機性爆發(fā)性不穩(wěn)定性特征的動力源，因而存在一個如何使用風力機實現(xiàn)風能的高效采集高效利用的問題。由空氣動力學原理，通過葉輪旋轉面的風能只能被風力機吸收一部分，可用風能利用系數(shù)Cp來描述：Cp=Pm/ Pw （1）其中：Pm為風力機吸收且輸出的機械功率；Pw為通過漿葉輸入風力機的功率。故系數(shù)Cp反映了風力機吸收利用風能的效率。風力機的風能利用系數(shù)Cp與風力機的一個重要運行參數(shù)葉尖速比密切相關，如圖1所示。葉尖速比即葉輪的葉尖線速度與風速之比，即=R/V=R2n/(60V) （2）

2、式中R為葉輪的半徑，為葉輪旋轉的角速度，n為葉輪的轉速，V為風速。風力機的風能利用系數(shù)Cp與葉尖速比密切相關，風能利用系數(shù)與葉尖速比的關系曲線如圖1所示。圖1風力機的風能利用系數(shù) 從圖中可以看出只有在一個特定的葉尖速比m下，風能利用系數(shù)才能達最大值Cpmax，即獲得最大風能利用（捕獲）。風力機從風能中吸收的功率，即風力機的輸出功率為： （3）式中為空氣密度，S為風力機葉輪的掃掠面積，V為風速。對于一個確定的風力機，從不同的風速和轉速查得對應的Cp值，計算出不同風速下的輸出功率，獲得不同風速下風力機輸出功率和風力機軸轉速之間的關系曲線，如圖2所示。可以看出，不同風速下風力機輸出機械功率隨葉輪轉速

3、而變化，每一個風速下存在一個最大輸出功率點Pmax，對應于圖1的最大風能利用系數(shù)Cpmax。將各個風速下的最大功率點連接成線，即可得到最佳功率曲線Popt，運行在這條曲線上，風力機將會獲得最大風能捕獲，有最大功率輸出Pmax（4）2) 式中n為風力機軸轉速，m為風力機機械角速度。由此可見，實現(xiàn)最大風能捕獲的關鍵是控制風力機轉速。風力機按漿葉節(jié)距角調(diào)節(jié)方式分定漿距和變漿距兩種類型。由于在極對數(shù)一定的情況下，若要輸出電能頻率恒定，必須要求發(fā)電機作恒速運行，這樣定漿距風力機額定風速以下恒速運行時只有一個風速對應于Cpmax點，輸出功率最大，其他風速下Cp值偏離最佳值。即使利用雙速風力發(fā)電機也只能捕獲

4、兩個風速下的最大風能，輸出最大功率，比如圖2中兩個風速：V1=6m/s，V2=8m/s。變漿距風力機在額定風速下可作變速運行，控制風力機的軸轉速，使之始終跟蹤最大風能曲線Popt，從而在不斷變化的風速下均能獲得最大風能的捕獲和利用，這就是風力機變漿距變速運行的基本出發(fā)點。隨著風電機組單機容量的增大，運行成本已被提到重要的地位，追蹤最大風能以提高發(fā)電效率的控制方式才是風力發(fā)電的最優(yōu)發(fā)電方式。圖2 風力機的能量曲線 2.風力機最大風能捕獲運行機制 變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)運行控制的總體方案是：額定風速以下風力機按優(yōu)化漿矩角定漿距運行，由發(fā)電機控制子系統(tǒng)來控制轉速，調(diào)節(jié)風力機葉尖速比，從而實現(xiàn)最佳功率曲

5、線的追蹤和最大風能的捕獲；在額定風速以上風力機變漿距運行，由風力機控制系統(tǒng)通過調(diào)節(jié)節(jié)距角來改變風能系數(shù)，從而控制風電機組的轉速和功率，防止風電機組超出轉速極限和功率極限運行而可能造成的事故。因此，額定風速以下運行是變速恒頻發(fā)電運行的主要工作方式，也是經(jīng)濟高效的運行方式，這種情況下變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)的控制目標就是追蹤與捕獲最大風能。為此，必須研究風電系統(tǒng)最大風能捕獲運行的控制機理和控制方法。實現(xiàn)最大風能捕獲運行的關鍵是風電機組的轉速控制。本研究中，風電機組轉速的控制是通過調(diào)節(jié)發(fā)電機輸出有功功率，從而調(diào)節(jié)發(fā)電機電磁阻轉矩實現(xiàn)的。交流勵磁變速恒頻發(fā)電方案中采用雙饋異步發(fā)電機，由由雙饋發(fā)電機的功率關

6、系可知：（5）式中：P1 ，Pcu1, ，Pfe1分別為發(fā)電機定子的輸出功率，銅耗，鐵耗；Pe為發(fā)電機電磁功率；s為發(fā)電機轉差率；PM ，Pm分別為發(fā)電機輸入機械功率，機械損耗和吸收的凈機械功率；P2，為發(fā)電機轉子功率和轉子損耗。令上式中的PM= Pmax=K3m，可得：(6)在變速發(fā)電運行中，通過實時檢測轉速m，按（6）式計算出P1作為發(fā)電機的有功功率指令P*，實現(xiàn)最大風能的追蹤和捕獲。追蹤最大風能的過程可由圖3定性地解釋：假設原先在風速V3下風力機穩(wěn)定運行在Popt曲線的A點上,此時風力機的輸出功率和發(fā)電機的輸入機械功率相平衡為Pa，風力機將穩(wěn)定運行在轉速1上。如果某時刻風速升高至V2，風

7、力機運行至B點，其輸出功率由Pa突變至Pb，由于調(diào)節(jié)過程的滯后，發(fā)電機仍將暫時運行在A點，此時發(fā)電機的輸入功率大于輸出功率，功率的失恒導致轉速上升。在轉速增加的過程中，風力機和發(fā)電機分別沿著BC和AC曲線增速。到達風力機功率曲線與最佳曲線相交的C點時，功率將再一次達到平衡，轉速穩(wěn)定在對應于風速V2的最佳轉速2上。同理也可以分析從風速V1到V2的逆調(diào)節(jié)過程。圖3風力機的功率特性3交流勵磁變速恒頻發(fā)電原理 變速恒頻發(fā)電可采用兩種形式。一是使用傳統(tǒng)直流勵磁的同步發(fā)電機，在追蹤最大風能捕獲的變速運行中，發(fā)電機輸出變頻的交流電能，經(jīng)過整流，得到直流形式的電能，再經(jīng)過有源逆變，變?yōu)殡娋W(wǎng)頻率的恒頻交流電能。

8、這種交直交變換形式的變速恒頻發(fā)電方式需要采用發(fā)電機全額功率的變頻裝置，這對機組容量日益增加大的大型風力發(fā)電系統(tǒng)是難以實現(xiàn)的，因為變頻裝置成本高，制造困難。另外一種方式是采用雙饋型異步發(fā)電機，轉子側供以三相交流勵磁。發(fā)電機控制系統(tǒng)根據(jù)風力機的轉速變化實時地調(diào)節(jié)轉子勵磁電流的頻率，實現(xiàn)發(fā)電機定子側電能的恒頻輸出。作為發(fā)電機轉子側勵磁電源的變頻器的容量為發(fā)電機的轉差功率，隨發(fā)電機變速范圍而定。例如在同步速上下30%范圍變速恒頻發(fā)電運行時，變頻器功率容量為大約發(fā)電機額定容量的1/3。由此可見，交流勵磁應是變速恒頻發(fā)電的優(yōu)選方案。交流勵磁變速恒頻雙饋發(fā)電系統(tǒng)原理性示意圖如圖4所示，發(fā)電機一般為三相繞線式

9、異步發(fā)電機，定子繞組并網(wǎng)，轉子繞組外接三相轉差頻率的變頻器，實現(xiàn)交流勵磁。當風速變化引起發(fā)電機轉速變化時，應控制轉子電流的頻率使定子輸出頻率恒定。根據(jù) (7)關系，當發(fā)電機的轉速低于氣隙旋轉磁場的轉速時，發(fā)電機處于亞同步速運行，此時變頻器向發(fā)電機轉子提供正相序勵磁，式（7）取正號；當發(fā)電機轉速高于氣隙旋轉磁場的轉速時，發(fā)電機處于超同步速運行，式（7）取負號；當發(fā)電機轉速等于氣隙旋轉磁場的轉速時，發(fā)電機處于同步速運行，變頻器應向轉子提供直流勵磁。在不計鐵耗和機械損耗的情況下，可以得到轉子勵磁雙饋發(fā)電機的能量流動關系：（8）式中為轉子軸上輸入的機械功率，為轉子勵磁變頻器輸入的電功率，為定子輸出的電

10、功率，為定子繞組銅耗，為轉子繞組銅耗，為轉差率。圖4交流勵磁發(fā)電機 等號左側以輸入功率為正，右側以輸出功率為正，在忽略定、轉子繞組銅耗條件下，可近似為（9） 由式（9）可知，當電機處于亞同步狀態(tài)時，變頻器向轉子繞組輸入電功率；當電機處于超同步狀態(tài)時，變頻器向轉子繞組輸入電功率。綜上可知，在變速恒頻風力發(fā)電中，由于風能的不穩(wěn)定性和追蹤最大風能的要求，電機轉速在不斷地變化，而且經(jīng)常在同步速上、下波動，這就要求轉子交流勵磁電源不僅要有要良好的變頻輸入輸出特性，而且要有能量雙向流動的能力。4.交流勵磁變速恒頻發(fā)電運行實驗變速恒頻發(fā)電實驗在一臺實驗室3KW4極雙饋異步發(fā)電機上進行，轉子采用雙PWM變頻器

11、作交流勵磁電源，分別進行了亞同步速（n=1200r/min）同步速（n=1500r/min）及超同步速（n=1650r/min）發(fā)電運行，圖5圖7分別給出了變頻器輸出的交流勵磁電流勵磁電壓PWM波形發(fā)電機輸出電壓和電網(wǎng)的波形。(a)n=1200r/min(a)n=1500r/min(a)n=1650r/min圖5亞同步同步和超同步速下發(fā)電機轉子勵磁電流(a)n=1200r/min(a)n=1500r/min(a)n=1650r/min圖6亞同步同步和超同步速下發(fā)電機轉子勵磁線電壓PMW波形(a)n=1200r/min(a)n=1500r/min(a)n=1650r/min圖7亞同步同步和超同步

12、速下發(fā)電機定子輸出電壓（上）和電網(wǎng)電壓（下） 從實驗波形可以看出，它們的頻率關系符合交流勵磁變速恒頻發(fā)電理論。二交流勵磁發(fā)電機變速恒頻運行控制實現(xiàn)最大風能捕獲和追蹤的關鍵是根據(jù)風速調(diào)節(jié)發(fā)電機的轉速，這是通過調(diào)節(jié)發(fā)電機輸出有功功率，控制發(fā)電機電磁阻轉矩來實現(xiàn)的。變速恒頻發(fā)電運行發(fā)電機輸出有功功率P無功功率Q的獨立調(diào)節(jié)又是通過矢量變換控制策略對發(fā)電機進行控制，進而控制勵磁用雙PWM變頻器的輸出電壓來完成的。 實現(xiàn)交流勵磁發(fā)電機矢量變換控制涉及定子磁鏈定向時發(fā)電機的數(shù)學模型，矢量變換控制系統(tǒng)結構優(yōu)化。1 定子磁鏈定向m-t坐標系中雙饋型異步發(fā)電機數(shù)學模型按發(fā)電機慣例選擇如圖1所示坐標系。圖中，m-t

13、為兩相同步速旋轉坐標系， m軸定在定子磁鏈矢量的方向。這樣mt軸上的磁鏈分量分別為：m1=1，t1=0。忽略發(fā)電機定子電阻，發(fā)電機感應電動勢E1等于定子側端電壓U1。因為落后于90°，故和位于t軸的負方向，從而有Um1=0，Ut1=-U1關系。忽略定子電阻時發(fā)電機電壓和磁鏈方程為91324圖1 坐標變換系統(tǒng) （1）（2）式中Ls，L r，Lm為發(fā)電機定、轉子等效自感和互感；r2為轉子繞組電阻；Im1，It1，Im2，It2為定、轉子電流的m、t軸分量；1,s為同步角速度及轉差角速度；p為微分算子。從（1）式可看出，不計定子電阻影響時，發(fā)電機的定子磁鏈1為常數(shù)，其值為定子電壓與同步角速

14、度之比。2發(fā)電機矢量變換控制系統(tǒng)按Um1=0，Ut1=-U1關系，發(fā)電機的功率方程為（3）可以看出，有功功率P無功功率Q分別與定子電流在m、t軸上的分量成正比，調(diào)節(jié)轉矩電流分量It1和勵磁電流分量Im1可分別獨立調(diào)節(jié)P和Q。（4）由前面發(fā)電機的電壓和磁鏈方程可以導出其中是分別與Im2It2具有一階微分關系的電壓分量，Um2Ut2為電壓補償分量。即（5）（6） 其中：a=-Lm/Ls，b=Lr-Lm2/Ls。為實現(xiàn)轉子電壓電流解耦控制的解耦項，Um2Ut2為消除轉子電壓電流交叉耦合的補償項。這樣將轉子電壓分解為解耦項和補償項后，既簡化了控制，又能保證控制的精度和動態(tài)響應的快速性。按（1）式（6）

15、式可設計出變速恒頻發(fā)電機定子磁鏈定向的矢量變換控制系統(tǒng)框圖，如圖2所示。圖2 變速恒頻風力發(fā)電機矢量控制系統(tǒng)框圖系統(tǒng)采用雙閉環(huán)結構，外環(huán)為功率控制環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流控制環(huán)。在功率環(huán)中，有功功率指令P*按（6）式計算得到，無功功率指令Q*可根據(jù)電網(wǎng)對無功功率的要求計算，也可從發(fā)電機的功率消耗角度來計算2。指令P*Q*與功率反饋值P 、Q進行比較，差值經(jīng)PI型功率調(diào)節(jié)器運算，輸出定子電流無功分量及有功分量指令I*m1和I*t1。I*m1和I*t1按（2）式計算得到轉子電流的無功分量和有功分量指令I*m2和I*t2，I*m2和I*t2和轉子電流反饋量比較后的差值送入PI型電流調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)后輸出電壓分量U

16、m2Ut2，加上電壓補償分量就可獲得轉子電壓指令Um2*Ut2*，旋轉變換后得到發(fā)電機轉子三相電壓控制指令Ua*Ub*Uc*。系統(tǒng)所采用的定子磁鏈觀測器為較為實用的u-型磁鏈觀測器，其運算關系如圖3所示。由于發(fā)電機定子磁鏈矢量超前于定子端電壓矢量 90°空間角，若電壓矢量相角為u，則定子磁鏈矢量的相角s為（7）定子磁鏈矢量的幅值1可根據(jù)（1）式求出。圖3 u-型定子磁鏈觀測器 3變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)運行仿真（1）仿真參數(shù)三相繞線式異步發(fā)電機 四極，額定功率2.1kw額定電壓220V/額定頻率60Hz定子電阻r1和漏感L1分別為0.435ohm，2mH轉子電阻r2和漏感L2分別為0.8

17、16ohm，2mH互感Lm=69.31mH轉動慣量J=0.089 kg·m2風力機 漿葉半徑R=2.3m額定功率2.2kw最佳風能系數(shù)Cpmax和最佳葉尖速比opt分別為0.43和9 變速齒輪箱 增速比K=7.846（2）風力機模型風力機模型如圖4所示。輸入為角速度m和風速v，輸出為驅動轉矩TL。圖 4 風力機模型結構設空氣密度=1.25kg/m3，無功功率參考值Q*=350w。由于風力機與發(fā)電機軸間通過一增速比N=7.864的變速齒輪箱連接，故發(fā)電機角速度r和風力機角速度m關系為r=Nm=7.846m。對應風速v的發(fā)電機理論最佳角速度ropt為假定第10秒時風速由4m/s升至6.8

18、m/s，按上式得到兩風速下發(fā)電機的理論最佳轉速分別為122.8rad/s和208.7rad/s。（3）仿真結果在仿真中采用空載并網(wǎng)方式并網(wǎng)（詳情參見第三部分），并網(wǎng)前，發(fā)電機空載運行角速度為167.5rad/s，0.5秒時刻并入電網(wǎng)。圖5 風速v和發(fā)電機角速度r·圖5 風速變化時發(fā)電機轉速調(diào)節(jié)的過程。第一次調(diào)節(jié)是從并網(wǎng)時刻的167.5rad/s開始，5秒后轉速達到穩(wěn)定；第二次調(diào)節(jié)開始于風速發(fā)生階躍的10秒時刻，在15秒時刻轉速趨于平穩(wěn)，調(diào)節(jié)后兩個最佳角速度分別穩(wěn)定在122.6rad/s和207.92rad/s，與理論計算值非常吻合。圖6 發(fā)電機的電磁轉矩Te和風力機拖動轉矩TL圖7

19、發(fā)電機輸出有功功率P1和風力機輸出機械功率Pm·圖6和圖7 追蹤最大風能過程中發(fā)電機和風力機功率和轉矩的調(diào)節(jié)過程。圖8 發(fā)電機定子電流i1·圖8 發(fā)電機定子電流波形。在最大風能追蹤控制下，發(fā)電機輸出有功功率相應地變化，在電網(wǎng)電壓恒定情況下表現(xiàn)為定子電流的幅值相應地變化，整個過程中定子電流頻率始終保持恒定（60Hz）。圖9 發(fā)電機轉子電流i2·圖9 轉子電流的變化過程。隨著發(fā)電機轉速的變化，轉子電流頻率相應地變化，轉速過同步點時其頻率為零圖10 發(fā)電機輸出有功功率P和無功功率Q。·圖10 發(fā)電機定子側的輸出功率功率。隨著風速的變化發(fā)電機輸出有功功率相應變化

20、的時候，無功功率不受其影響，保持設定的350Var不變，實現(xiàn)了P和Q的解耦控制圖11 發(fā)電機轉子側有功功率P2·圖11 追蹤最大風能過程中發(fā)電機轉子側功率P2的流向的變化。當發(fā)電機亞同步速運行時，P2>0，表示功率從電網(wǎng)流向發(fā)電機；超同步運行時時，P2<0，表示功率從發(fā)電機流向電網(wǎng)，采用功率可雙向流動的雙PWM變頻器作為發(fā)電機轉子側的交流勵磁電源，不但改善了電能的質量，而且很好地解決了發(fā)電機運行在亞同步和超同步轉速下的功率流向問題。三變速恒頻風力發(fā)電機并網(wǎng)控制技術 傳統(tǒng)的恒速恒頻發(fā)電方式下發(fā)電機和電力系統(tǒng)之間為“剛性連接”，即發(fā)電機輸出頻率完全取決于原動機的速度，與電網(wǎng)和

21、發(fā)電機勵磁無關。因此，發(fā)電機并網(wǎng)之前必須經(jīng)過嚴格的整步和（準）同步，并網(wǎng)后也須嚴格保持轉速恒定。如果發(fā)電機運行中由于故障而失步，也就很難被牽入同步，必須脫網(wǎng)再次進行整同步操作，重新并網(wǎng)。 異步發(fā)電機并網(wǎng)的方式比較多3，如直接并網(wǎng)，準同期并網(wǎng)和降壓并網(wǎng)，但它們都要求在轉速接近同步速（90%100%）時進行并網(wǎng)，對轉速有一定的限制。軟并網(wǎng)技術是最近國外研究比較多的先進并網(wǎng)方式34，它是通過控制發(fā)電機與系統(tǒng)之間用作并網(wǎng)開關的雙向可控硅的觸發(fā)角而減小沖擊電流。采用交流勵磁變速恒頻方式運行后，發(fā)電機和電力系統(tǒng)之間構成了“柔性連接”。此時只要根據(jù)電網(wǎng)電壓電流和發(fā)電機的轉速來調(diào)節(jié)勵磁電流，就可精確地調(diào)節(jié)發(fā)電

22、機輸出電壓，滿足并網(wǎng)要求。1變速恒頻風力發(fā)電機的并網(wǎng)方式 根據(jù)發(fā)電機并網(wǎng)前的運行狀態(tài)，并網(wǎng)控制方式可有兩種：并網(wǎng)前發(fā)電機空載，調(diào)節(jié)發(fā)電機的空載電壓以實現(xiàn)并網(wǎng)稱空載并網(wǎng)方式；并網(wǎng)前發(fā)電機接獨立負載（如電阻），調(diào)節(jié)發(fā)電機的端電壓實現(xiàn)并網(wǎng)稱獨立負載并網(wǎng)方式。兩種并網(wǎng)方式如圖1所示。 (a)圖1變速恒頻發(fā)電機并網(wǎng)方式(a) 空載并網(wǎng)方式 (b) 獨立負載并網(wǎng)方式 (b)2變速恒頻風力發(fā)電機并網(wǎng)控制策略并網(wǎng)前為調(diào)制發(fā)電機輸出電壓滿足并網(wǎng)條件,，交流勵磁變速恒頻發(fā)電機須采用定子磁鏈定向矢量變換控制。（1）并網(wǎng)控制分析用電機數(shù)學模型圖2為發(fā)電機并網(wǎng)分析用參考坐標系示意圖5，其中1-1為定子兩相靜止坐標系，1

23、軸取定子A相繞組軸線正方向。2-2為轉子兩相坐標系，2取轉子a相繞組軸線正方向。2-2坐標系相對于轉子靜止，相對于定子繞組以轉子角速度r逆時針方向旋轉。M-T坐標系是兩相旋轉坐標系，以同步速1逆時針旋轉。2軸與1軸的夾角為r，M軸與1軸夾角為S。為實現(xiàn)發(fā)電機有功無功的解耦和獨立調(diào)節(jié)，控制系統(tǒng)采用了發(fā)電機定子磁鏈定向矢量變換控制，所采用的M-T坐標系的M軸與定子磁鏈矢量的方向重合，并按電動機慣例建立發(fā)電機數(shù)學模型。忽略定子電阻時發(fā)電機端電壓矢量應該超前定子磁鏈矢量90º，即位于T軸正方向。圖2 坐標變換示意圖在M-T坐標系中，發(fā)電機的電壓方程為1324：（1）（2） 發(fā)電機的磁鏈方程為

24、1324：（3）（4） 式中，R1R2為定子，轉子繞組電阻。L1L2Lm分別為定轉子等效繞組的自感以及同軸等效繞組間互感。Um1Ut1Um2Ut2分別為定子和轉子電壓在M軸和T軸上的分量，下標12分別代表定子轉子。Im1It1Im2It2分別為定轉子電流在M軸和T軸上的分量。m1t1m2t2分別為定轉子磁鏈在M軸和T軸上的分量。Ims為定子等效勵磁電流。1sr分別為發(fā)電機的同步速絕對轉差和轉子轉速，其中s=1-r。p為微分算子。在上述磁場定向的條件下，m1=1，t1=0，Um1=0，Ut1=U1，則（1）式和（3）式分別變?yōu)椋海?）（6） 忽略定子電阻，（5）式變?yōu)椋海?） 由（7）式知，工頻

25、下磁鏈定向時的發(fā)電機定子磁鏈為定值，端電壓U1正比于定子磁鏈1。（2）發(fā)電機空載并網(wǎng)控制發(fā)電機空載時，定子電流為零，即Im1=It1=0，則（6）式和（4）式分別簡化為：（8） （9） 將（8）和（9）式代入（2）式，得到：（10） （7）（8）（10）式為變速恒頻發(fā)電機空載并網(wǎng)的控制依據(jù)，以此可形成如圖3所示并網(wǎng)控制框圖。圖3 變速恒頻發(fā)電機空載并網(wǎng)控制框圖（3）發(fā)電機帶獨立負載并網(wǎng)控制 并網(wǎng)前發(fā)電機帶有獨立負載，此時發(fā)電機定子側有電壓及電流，并網(wǎng)控制所需的參數(shù)不但取自于電網(wǎng)側，同時還取自發(fā)電機定子，這時應根據(jù)電網(wǎng)電壓的信息控制發(fā)電機運行狀態(tài)使其滿足并網(wǎng)條件。 由于同步速一定條件下發(fā)電機電壓

26、U1和定子磁鏈1成正比，根據(jù)（6）式定子磁鏈1與定子等效勵磁電流Ims成正比關系，所以通過調(diào)節(jié)Ims可以調(diào)節(jié)發(fā)電電壓U1。(11) Im2和Ims的關系可由（6）式推得： 考慮到勵磁用PWM逆變器為電壓源型，故需將轉子勵磁電流轉換成逆變器輸出電壓的表達式。根據(jù)（6）式有： (12)將（12）式代入（4）式得： (13)其中a，b為與發(fā)電機參數(shù)有關的常數(shù)(14) 將（13）式代入（2）式經(jīng)整理得： (15) 其中，分別是4與Im2It2具有一階微分關系的分量，簡稱電流分量： (16)Um2Ut2則是電壓補償分量：(17) 圖4變速恒頻發(fā)電機帶獨立負載并網(wǎng)方式控制框圖是實現(xiàn)轉子電壓電流解耦控制的解

27、耦項，Um2Ut2是為消除轉子電壓電流MT分量交叉耦合關系而設的耦合補償項。將轉子電壓分解為解耦項和耦合補償項后，簡化了控制算法，提高了控制精度和響應快速性。帶獨立負載并網(wǎng)控制框圖如圖4所示。整個系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)為電壓環(huán)（發(fā)電機定子電壓矢量控制），內(nèi)環(huán)為電流環(huán)（發(fā)電機轉子電流控制）。由于并網(wǎng)前發(fā)電機帶有負載，因而發(fā)電機可以參與整個系統(tǒng)的能量控制和速度調(diào)節(jié)。設三相星形連接負載每相電阻為R，電網(wǎng)相電壓有效值為Uequ，則穩(wěn)態(tài)時發(fā)電機輸出能量P1為：（18） 雙饋發(fā)電機的能量關系可表示為（19）式中Pcu1, Pfe1為發(fā)電機定子銅耗和鐵耗，Pe為 電磁功率，s為轉差率，PM Pm分別為輸入

28、發(fā)電機機械功率機械損耗和發(fā)電機獲得的凈機械功率，P2為轉子功率和轉子功耗。由式（18），（19）可得到：（20）'112)3)(1(mfecuequMPPPRUsP+-=如果發(fā)電機的變速范圍設定為同步速的±35%，則風力機的輸出機械功率上下限PMmax，PMmin為：（21） 3兩種并網(wǎng)方式的仿真研究 仿真所用參數(shù)同第二部分。圖7 發(fā)電機的角速度 ·圖7所示表示空載并網(wǎng)時由風力機控制的發(fā)電機的轉速。為模擬變速發(fā)電過程，假定發(fā)電機的轉速按0.1Hz的頻率作正弦變化，變化幅度為同步速的±35%。 (a)(b)圖8 空載并網(wǎng)時發(fā)電機端電壓U1，電網(wǎng)電壓U1*(上

29、)和電壓誤差err(下)圖9 發(fā)電機電壓電流波形(a)轉子勵磁電流I2(上)勵磁電壓U2(下) (b) 子電流I1(上)和轉子電流I2(下)(a)(b)· 圖8與圖9表示了發(fā)電機線電壓U1與電網(wǎng)線電壓U1*以及電壓誤差err=|U1- U1*|，其中圖圖8（a）為前0.06秒的波形，（b）為t=6.12秒6.18秒時的波形?？梢钥闯觯妷赫`差err隨時間逐漸變小，6秒后小于0.5伏，此時發(fā)電機電壓波形與電網(wǎng)電壓的波形誤差極小,符合并網(wǎng)條件。圖9（a）表示了發(fā)電機轉子勵磁電壓和勵磁電流的波形，當過同步速時轉子電流頻率為零。（b）為發(fā)電機空載并網(wǎng)時定轉子電流的變化，由于并網(wǎng)時發(fā)電機端電壓

30、與電網(wǎng)電壓已非常接近，準確地符合并網(wǎng)條件，合閘時沖擊電流很小。圖10 風力機輸出機械功率PM和 發(fā)電機角速度r(a)(b)圖11 發(fā)電機端電壓U1，電網(wǎng)電壓U1*(上)和電壓誤差err(下) (a)t=0-0.06秒(b)t=6.12-6.18秒圖12 發(fā)電機轉子勵磁電壓U2和勵磁電流I2·圖10圖12為發(fā)電機帶獨立負載并網(wǎng)的仿真結果。風力機按照（21）式控制其輸出機械功率PM，發(fā)電機則根據(jù)風力機提供的功率和獨立負載的大小自動調(diào)節(jié)轉速達到功率平衡。風力機的輸出功率按0.1Hz的頻率±35%同步速的幅值作正弦變化。圖10（a）和（b）分別為風力機的輸出功率和發(fā)電機轉速，可以看

31、出，隨著風力機輸出功率的變化，發(fā)電機的轉速也進行調(diào)整，圖中發(fā)電機的轉速復蓋了亞同步速，同步速和超同步速，類似于空載并網(wǎng)，圖12發(fā)電機轉子電壓電流波形的變化反映了這一過程。圖11為帶獨立負載并網(wǎng)方式下發(fā)電機電壓U1與電網(wǎng)電壓U1*以及電壓誤差err 的波形。 3兩種并網(wǎng)方式的比較發(fā)電機空載并網(wǎng)方式控制簡單，電壓誤差衰減迅速，沖擊電流小，在發(fā)電機允許的轉速范圍內(nèi)變轉速不影響發(fā)電機的并網(wǎng)控制。發(fā)電機帶負載并網(wǎng)時電壓誤差的衰減稍慢于空載并網(wǎng)方式，但發(fā)電機可以通過吸收原動機的輸出能量而自動調(diào)節(jié)轉速，對原動機調(diào)速能力的依賴性小。四變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)交流勵磁變頻電源 交流勵磁變速恒頻風力發(fā)電子系統(tǒng)中，發(fā)電

32、機轉子側采用變頻器勵磁。由于變頻器只需供給轉差功率，大大減少了對變頻器容量的要求。發(fā)電系統(tǒng)根據(jù)風力機的轉速變化調(diào)節(jié)轉子勵磁電流的頻率，實現(xiàn)恒頻輸出；再通過矢量變換實現(xiàn)發(fā)電機的有功、無功功率的獨立調(diào)節(jié)，進而控制發(fā)電機組轉速實現(xiàn)最大風能捕獲方式運行。由此可知，高質量的轉子變頻電源是雙饋發(fā)電機運行性能及生產(chǎn)高質量電能的保證。實現(xiàn)交流勵磁變速恒頻風力發(fā)電技術的關鍵在于尋求一種輸入、輸出特性好，無電力諧波，功率可雙向流的“綠色”變頻器。1 交流勵磁用變頻器類型由于交流勵磁雙饋發(fā)電機在追蹤最大風能曲線時可能在同步速上、下甚至同步速運行，這就要求變頻器輸出的勵磁電壓在大小、頻率和相位上均可調(diào)，甚至輸出直流。

33、此外發(fā)電機在同步速上、下運行時，交流勵磁繞組的功率將有輸入、輸出的雙向流動，從而要求變頻器具有功率雙向流動的能力。更為重要的是，作為勵磁電源的變頻器要有優(yōu)良的輸入、輸出特性，確保發(fā)出電能符合電網(wǎng)質量要求，目前采用電力電子技術手段構造的有：(1).交-交變頻器晶閘管相控交-交變頻器通常由反并聯(lián)的晶閘管相控整流電路構成，改變兩組變流器的切換頻率，就可以改變輸出頻率，改變變流電路工作時的控制角，就可以改變交流輸出電壓的幅值。它的輸出電壓是由若干段電源電壓拼接而成。因而除基波外含有豐富的低次諧波，輸入、輸出特性一般不理想，但功率可雙向流動。通常6脈波三相橋式電路輸入功率因數(shù)低，輸出電壓中低次諧波含量大

34、，不適合用作交流勵磁電源，應采用12脈波變流電路，但72管結構的12脈波變頻器結構、控制復雜。因此交-交變頻電路主要用于大功率的變速恒頻水力發(fā)電中，而不適合于風力發(fā)電的應用。(2).矩陣式交-交變頻器這也是一種直接變頻電路，所用開關器件為全控型，主電路結構簡單。輸出頻率不受限制，可獲得正弦波的輸入和輸出電流，可在接近于1的功率因數(shù)下運行，能量可雙向流動。目前因無商品化雙向開關器件而使其電路結構較復雜，控制方法還不成熟。但其優(yōu)良的輸入、輸出特性和緊湊的結構，配合無刷雙饋發(fā)電機的最佳組合將能構成極具潛力的變速恒頻發(fā)電機組。（3）.交-直-交變頻器不控整流-PWM逆變電路的型式可以使輸出電壓正弦化，

35、改善了輸出特性。但不控整流加電容濾波的變換會造成輸入電流畸變、諧波增大，輸入功率因數(shù)低下。這種變流方式不具備能量雙向流動的能力，也不能用作變速恒頻雙饋發(fā)電機的勵磁電源。（4）.雙PWM變頻器雙PWM交-直-交變頻器不僅有良好的輸出性能，而且大大改善了輸入性能，可獲得任意功率因數(shù)的正弦電流。同時它又具有能量雙向流動的能力，是一種理想的變速恒頻風力發(fā)電機轉子勵磁要求的變頻電源，是本交流勵磁變速恒頻發(fā)電系統(tǒng)研究中的關鍵技術。2雙PWM變頻器的基本原理交流勵磁用雙PWM變頻器的主電路如圖2所示，圖中、為三相電網(wǎng)電壓，、為轉子三相繞組的反電勢，、分別為交流進線電抗器的電感和電阻，、分別為轉子一相繞組的漏

36、感和電阻。交流勵磁變速恒頻發(fā)電系統(tǒng)運行時發(fā)電機轉子繞組中能量經(jīng)常地雙向流動，變頻器的整流部分和逆變部分經(jīng)常變換運行狀態(tài)，在不同的能量流向下實現(xiàn)整流和逆變的功能，分別稱之為變換器和變換器。兩變換器結構對稱，僅對變換器進行詳細的分析，變換器可以作類似推理。圖1轉子交流勵磁用雙PWM變頻器的主電路圖2 三相PWM整流器的主電路結構設變換器接電網(wǎng)側，工作在整流狀態(tài)（PWM整流器），結構如圖2所示。功率開關按正弦規(guī)律作脈寬調(diào)制。由于輸入電感L的濾波作用，整流器交流側的輸入可近似認為是三相正弦電流，輸出呈直流電壓源特性，穩(wěn)態(tài)時的輸出直流電壓可保持不變。 圖3是整流器輸入電壓Us、輸入電流Is和施加在整流器

37、交流側電壓Ur間的向量圖，控制Ur電壓幅值和相位，可獲得所需大小和相位的輸入電流，也控制了直流側輸出電壓。通常采用直流電壓外環(huán)和輸入電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，電壓外環(huán)保證穩(wěn)定的直流輸出，電流內(nèi)環(huán)用于提高系統(tǒng)的動態(tài)性能和實現(xiàn)限流保護。圖3 PWM整流器的向量圖從原理上看，三相PWM整流器的能量傳輸是可逆的，整流運行時，能量從交流側向直流側流動。當直流側輸出電壓高于給定值時，電路工作于逆變狀態(tài)，能量從直流側流向交流側。由于輸入側設置有三相電感，整流運行時主電路工作于升壓狀態(tài)（boost電路）；逆變運行時主電路工作于降壓狀態(tài)（buck電路），直流輸出電壓總是高于交流輸入線電壓的峰值。這種特性導致PW

38、M整流器的直流輸出電壓過高，輸入應采用降壓變壓器。3雙PWM變頻器的控制為了實現(xiàn)三相PWM整流器的高性能控制，首先建立它的數(shù)學模型。設功率開關器件為理想開關，根據(jù)圖2，有ïïïïîïïïïíì+=-=-=-=-iSiSiSiidtduCuSRdtdiLuuSRdtdiLuuSRdtdiLuccbbaaLdcdcdccicccdcbibbbdcaiaaa（1）式中、為是三相橋臂的開關函數(shù)：S1表示下標所對應的橋臂上管導通，下管關斷；S0表示下標所對應的橋臂下管導通，上管關斷；其它各量參見

39、圖2。同步速dq軸系中，上式變?yōu)椋海?） 可以看出，dq軸電流不獨立，存在交叉耦合關系，只有經(jīng)過解耦才能使其靜、動態(tài)性能達到最優(yōu)。式（2）中輸入電流滿足下式： （3） 式中d、q軸電流除受控制量urd、urq的影響外，還受交叉耦合電壓Liq、-Lid擾動和電網(wǎng)電壓usd和usq擾動。需要尋找一種解除d、q軸之間電流耦合的控制方法。假設整流器交流側電壓矢量Ur中包含三個分量：（4） 其中urd1 = usd, urd2 =Liq；urq1=usq, urq2 =-Lid。由式（3）和式（4）可得： （5）可見，d、q軸電流已實現(xiàn)了解耦，可分別獨立控制。圖4為實現(xiàn)以上PWM整流器解耦的雙閉環(huán)控制系

40、統(tǒng)結構圖。圖4 PWM整流器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)4PWM整流器的實驗研究針對10kw交流勵磁變速恒頻風力發(fā)電機實驗系統(tǒng)，設計了一臺4kw的雙PWM變頻器，重點對PWM整流器進行了實驗研究。整流器直流輸出電壓為120V-200V之間，為此采用了變比為380/76V的輸入變壓器作降壓輸入。開關元件采用PM100CVA060 IPM模塊，額定電流100A，耐壓600V。進線濾波電感為6mH，電阻忽略不計。直流母線濾波電容為450V/2200F。整流器采用TI公司的TMS320F240 DSP（數(shù)字信號處理器）作全數(shù)字控制。系統(tǒng)采用了直流電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，控制計算在以輸入電壓矢量定向的dq

41、旋轉坐標系內(nèi)完成。為了提高系統(tǒng)抗電網(wǎng)干擾能力，引入了電網(wǎng)電壓的前饋控制。PWM整流器實驗電路結構如圖5所示。整個控制系統(tǒng)硬件部分結構簡單，控制功能主要由軟件實現(xiàn)。圖5 PWM整流器硬件結構實驗運行參數(shù)如下：相電壓ua=ub=uc=44V，直流電壓udc=150V，負載電阻RL=30。為使所研究的PWM整流技術便于向大容量交流勵磁發(fā)電機組移植，整流器的開關頻率相對較低（7kHz）。(a) 電阻負載(b) 反電勢負載(c) 輸入電流頻譜圖6 整流器的穩(wěn)態(tài)特性·圖6 PWM整流器的穩(wěn)態(tài)運行波形。圖6 (a)為電阻負載時相電壓ua和相電流ia的波形，可以看出輸入電流正弦且和輸入電壓同相位，功

42、率因數(shù)近似為1；圖6 (b)為整流器直流側帶200V反電勢時的波形，由于負載電壓高于給定電壓，整流器運行在逆變狀態(tài)，輸入電流和輸入電壓反相位，能量反向流；圖6（c）給出了輸入電流的頻譜，從中看出基波分量占絕對主要成分。這些都表明PWM整流器具有良好的輸入特性，滿足交流勵磁應用中低諧波、高功率因數(shù)、能量雙向流的要求。圖7 整流器對給定電壓的階躍響應·圖7為整流器直流輸出電壓給定由120V躍變調(diào)節(jié)至160V時輸出直流電壓和輸入電流變化的波形，調(diào)整過渡過程持續(xù)約20ms，表明本文提出的采用了dq電流解耦和前饋電壓補償技術的整流器能快速跟蹤給定。同時由于電流內(nèi)環(huán)的限幅作用，過渡過程電流沖擊不

43、大。圖8 整流器對負載變化的動態(tài)響應·圖8是負載變化時整流器的運行情況，負載電阻RL由50變?yōu)?0,輸出功率增大，而直流輸出電壓基本保持不變，顯示了PWM整流器良好的輸出特性。5雙PWM變頻器交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻運行仿真采用定子磁場定向矢量變換控制的雙饋發(fā)電機系統(tǒng)框圖請參見第三章圖2?？刂葡到y(tǒng)采用功率電流雙閉環(huán)結構，系統(tǒng)的構成和控制原理已在第三章說明，這里重點是利用仿真研究雙PWM變頻器在變速恒頻運行控制系統(tǒng)的應用。整個仿真系統(tǒng)的MATLAB仿真模型如圖9所示。仿真所用雙饋發(fā)電機為10kw，380v，50Hz的6極電機，經(jīng)折算后的參數(shù)為：定子電阻0.0379，漏感1.1mH；轉

44、子電阻0.0314，漏感2.2mH，激磁電感（互感）42.8mH，轉動慣量0.932 kg·m2。整流器的輸入電感為2mH，直流電容4700F。圖9 基于PSB的雙饋電機調(diào)速系統(tǒng)仿真模型 圖10 雙饋電機控制子系統(tǒng)框圖控制部分的功能由SIMULINK模塊構成，主要包括位置計算、坐標變換、PI調(diào)節(jié)以及PWM調(diào)制等功能。控制子系統(tǒng)的框圖見圖10。電機的轉速首先設定為75rad/s，作亞同步速發(fā)電運行；1.2s時給定速度躍變?yōu)?40rad/s，作為超同步速發(fā)電運行。圖11 電機的轉矩和速度響應·圖11給出了電機的轉矩和速度響應，過渡過程沒有振蕩過程。圖12 逆變器的電壓和電流波形

45、·圖12是逆變器輸出和電流波形。圖中線電壓出現(xiàn)了瞬時尖峰，這是因為IGBT具有開通和關斷時間，而仿真中PWM調(diào)制未加死區(qū)，導致電壓沖擊。經(jīng)仿真驗證，若把IGBT改為理想開關或在控制中加上死區(qū)，即可消除電壓尖峰。圖13 PWM整流器輸入側的電壓和電流波形·圖13是發(fā)電機超同步和亞同步發(fā)電運行時PWM整流器輸入側的電壓和電流波形，可見輸入電流與輸入電壓同相位，且能實現(xiàn)功率的雙向流動。圖14 定子輸出電流的頻譜·圖14給出了亞同步和超同步發(fā)電運行中整流器輸入電流的頻譜，其中基波占絕對主要成分，說明了雙PWM變頻器良好的輸入特性。五變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)主機監(jiān)控管理 變速恒頻風力發(fā)電（實驗）系統(tǒng)設有一個主機（又稱上位機）。主機的任務是對發(fā)電機控制子系統(tǒng)的運行狀況和運行數(shù)據(jù)進行監(jiān)督和顯示，對運