CMOS差分放大器(共6頁)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上CMOS差分放大器 一、 差分放大器的基本電路結(jié)構(gòu)CMOS差分放大器的基本電路結(jié)構(gòu)如圖 (a)、（b）所示二、 工作原理假設(shè)M3與M4完全一致，則有：ID3ID4，即 ID1ID3ID4。根據(jù)輸入狀態(tài)來分析該電路的工作原理： （1）VGS1VGS2，則M1與M2的電流相等，即有：ID1ID2，所以ID4ID2，此時的輸出電流為IoID4ID20。 （2）VGS1VGS2，ID1ID2，則ID4ID2，輸出電流IoID4ID20。（3）VGS1VGS2，ID1ID2，則ID4ID2，輸出電流IoID4ID20。且由于ID1ID2IS，所以ID1的增加量（或減小量）等于I

2、D2的減小量（或增加量），這樣輸出電流Io等于差分對管的漏極電流ID1與ID2之差，它的最大電流值為IS，從而實現(xiàn)了差分放大器的差分輸出信號轉(zhuǎn)換成單端輸出信號。圖(b)則是另一種形式的CMOS差分放大器，PMOS管M1與M2作為差分對管，NMOS管M3與M5構(gòu)成電流源電路，作為差分放大器的負載。差分放大器的工作電流由電流源IS所提供，該電路的工作原理如同圖 (a)的電路結(jié)構(gòu)一致。三、 電路分析大信號分析以處于飽和區(qū)的NMOS管M0作為電流源。轉(zhuǎn)換特性 （1） Vi1Vi2：VGS2Vth2，M2截止，M1、M3、M0飽和，M4工作于深線性區(qū) ，并為零電流，故Vo=VDD。注：當Vi1 VAVt

3、h時，M1 進入線性區(qū)。 （4） CMOS差分放大器的輸入輸出特性可以用前圖表示 CMOS差分放大器的輸入輸出特性可以用前圖表示。四、 電路分析輸入共模電壓由以上的分析可知，只有電路中的所有MOS管都處于飽和區(qū)時，電路的增益為最大，而為了保證MOS 管處于飽和區(qū)，則必須對電路的輸入共模電壓進行合理的設(shè)定。由圖（a）可以看出，M2飽和的條件是VDS2不小于VGS2Vth2，因此為了得到大允許輸出壓擺，輸入的共模電平越小越好，但其小值為：VGS2+VDS0,min，此時放大器的輸出最小為：VGS2VDS0minVth。 CMOS差分放大器中輸入共模電平與輸出壓擺間的直接相關(guān)是這種電路的一個明顯的缺

4、點。五、 電路分析平衡輸入時的輸出電壓平衡輸入是指Vi1=Vi2，假設(shè)電路中M1與M2，M3與M4完全對稱，存在溝道制效應為保則根據(jù)但由于存在溝道調(diào)制效應，為了保證ID1ID2 ID3 ID4，則根據(jù)飽和薩氏方程可知：Vo的電位必須與VA的電位相等，以確保VDS1VDS2，VDS3VDS4，所以輸出電壓應為：但在實際的CMOS差分放大器中，存在著電路的非對稱性，這就會導致Vo與VA之間的很大偏差，可能促使M2或M4進入線性區(qū)。例 如，當M2的閾值電壓略小于M1的閾值電壓，即使Vi1=Vi2，前者的電流就大于后者，造成Vo明顯下降，由于這個原因，該電路很少使用在開環(huán)狀態(tài)放大小信號。六小信號分析對

5、圖(a)中電路進行小信號分析，為了簡化分析，忽略襯底偏置效應，在小信號差分輸入時，由于二極管連接的器件M3在節(jié)點Q處的電壓增益遠小于從輸入到節(jié)點B處的電壓增益， 在節(jié)點A和B處的壓擺有很大的不同，因此在節(jié)點 Q處的VO1與VO2的所產(chǎn)生的效應(分別通過ro1與 ro2)不能相互抵消，即節(jié)點Q不能認為是實際地， 所以在計算該電路的差分增益時不能采用半電路概念?？梢杂脙煞N方法求解小信號電壓增益：（1）采用戴維南等效電路的方法求解；（2）根據(jù)基本單極放大器的增益公式|Av|=GmRo 來求解。七、小信號分析等效跨導Gm的計算考慮前圖(a)中的電路，雖然該電路結(jié)構(gòu)不是完全對稱，但由于從節(jié)點A看進去的電

6、阻較低且壓擺較小，從節(jié)點A 到節(jié)點Q的電流通過ro1的分量可以忽略，節(jié)點Q可以認為是實際地電位，因此可以得到如圖(b)所示的等效電路，則可以直觀得到：因此有：由上式可以得到，CMOS差分放大器的等效跨導|Gm|gm1,2。并且由于是有源電流鏡工作，該值為電阻負載差分放大器的跨導的兩倍。八、小信號分析等效輸出負載Ro的計算Ro不能直接計算，但可根據(jù)求等效電阻的方法求解，對于小信號而言可以認為電流源IS開路，所有流入M1的電流必定從M2流出，這兩個MOS管的作用可用一個電阻RAB=2ro1,2代替。通過RAB從A點流出的電流經(jīng)過M3鏡像到M4(增益為1)，則有：上式中的因子“2”表示M3與M4復制

7、電流的次數(shù)，由于2ro1,21/ gm3ro3，則有： 所以CMOS差分放大器的總的電壓增益為：九、CMOS差分放大器的共模特性理想的CMOS差分對，其共模抑制比應為無窮大。但在實際電路中由于存在各種誤差及器件的不對稱性，因而其共模抑制比為一有限量。首先只考慮尾電流源輸出負載為有限值的情況，如圖所示。當輸入共模電平改變時會引起所有MOS管的偏置電流的變化，從而產(chǎn)生了差模輸出。定義共模增益為：由于輸入共模信號的變化而產(chǎn)生的差分輸出分量，即為：假設(shè)圖(a)的電路中的器件是對稱的，則對于 任何輸入共模電平有：Vo=VA，即在共模輸入 時節(jié)點A與節(jié)點B可視為短路，則可得到如圖 (b)所示的等效電路 (

8、b)所示的等效電路。則有：假設(shè)1/(2gm3,4)ro3,4，忽略ro1,2/2影響，則有：根據(jù)共模抑比定義可得：因此，在尾電流源以飽和NMOS管代替時，即使電路完全對稱差模輸出信號也會被輸入共模信號的變化干擾 全對稱，差模輸出信號也會被輸入共模信號的變化干擾；而全差分電路中不存在此現(xiàn)象。 上式還表明，經(jīng)合理設(shè)計其共模抑制比是可以提高的，一般在設(shè)計CMOS差分放大器時，如果差模增益越高，則要求其共模抑制比也要高。如果共模抑制比較低，可采用共模負反饋進一步降低共模增益，而不影響差模增益，因此提高了共模抑制比 以上介紹的是電路完全對稱情況下的共模抑制比，若考慮差分放大器的不對稱性，其共模抑制比還要

9、下降。十、失調(diào)分析失調(diào)電壓對于CMOS差分放大電路，它的輸入失調(diào)電壓VOS由兩部分組成兩部分組成： （1）輸入差分對管M1、M2本身失配的影響。（2）有源負載M3、M4失配的影響。M1、M2對管失配引起的輸入失調(diào)電壓為：式中Vth1為M1、M2的閾值電壓差值，gm1是M1、M2的跨導，KN1 、KN1分別是M1、M2的參數(shù)KN的差值與平均值。負載對管M3、M4失配引起的輸入失調(diào)電壓記為VOS2， 它是由對管本身的失電引起它們的電流 它是由于M3、M4對管本身的失調(diào)電壓引起它們的電流 失配，即ID3不等于ID4，這個電流誤差使M1、M2對管 產(chǎn)生同樣的電流誤差，其失調(diào)電壓在輸入端產(chǎn)生的附 加電壓

10、就是VV與MM的失調(diào)電壓V 加電壓就是VOS2，VOS2與M3、M4的失調(diào)電壓VGS3 有如下關(guān)系：式中g(shù)m3為M3、M4的跨導，VGS3為M3、M4的失調(diào)電壓。VGS3可表示為：式中Vth3為M3、M4的閾值電壓差，KN3、KN3分別是M3、M4的參數(shù)KN的差值與平均值。則有：所以，CMOS差分放大器由于電路的不對稱性所引起的總的失調(diào)電壓為：把KN用器件的幾何尺寸代入上式可得：由上式可以看出，減小該差分放大器的輸入 失調(diào)電壓的方法有： （1） 減小輸入差分對管的閾值電壓之差值，增大溝道的寬度和長度；（2） 減小比值gm3/gm1，即減小M3、M4的溝道的寬長比與M1、M2的溝道寬長比之比值，以減小 M3、M4的失配對輸入失調(diào)電壓的影響。（3） 因此在版圖設(shè)計時應適當減小M3、M4的溝道寬長比，增大M1、M2的溝道寬長比。十一、總結(jié)CMOS差分放大器的主要性