雙面板布線技巧_圖文

1、雙面板布線技巧雙面板布線技巧在當今激烈競爭的電池供電市場中, 由于成本指標限制, 設(shè)計人員常常使用雙面板。 盡管多 層板 (4層、 6層及 8層 方案在尺寸、噪聲和性能方面具有明顯優(yōu)勢,成本壓力卻促使工程師 們重新考慮其布線策略, 采用雙面板。 在本文中, 我們將討論自動布線功能的正確使用和錯 誤使用,有無地平面時電流回路的設(shè)計策略,以及對雙面板元件布局的建議。自動布線的優(yōu)缺點以及模擬電路布線的注意事項設(shè)計 PCB 時,往往很想使用自動布線。通常,純數(shù)字的電路板 (尤其信號電平比較低,電 路密度比較小時 采用自動布線是沒有問題的。但是,在設(shè)計模擬、混合信號或高速電路板 時, 如果采用布線軟件的

2、自動布線工具, 可能會出現(xiàn)一些問題, 甚至很可能帶來嚴重的電路 性能問題。例如,圖 1中顯示了一個采用自動布線設(shè)計的雙面板的頂層。此雙面板的底層如圖 2所示, 這些布線層的電路原理圖如圖 3a 和圖 3b 所示。設(shè)計此混合信號電路板時,經(jīng)仔細考慮,將 器件手工放在板上,以便將數(shù)字和模擬器件分開放置。采用這種布線方案時,有幾個方面需要注意,但最麻煩的是接地。如果在頂層布地線,則頂 層的器件都通過走線接地。 器件還在底層接地, 頂層和底層的地線通過電路板最右側(cè)的過孔 連接。當檢查這種布線策略時,首先發(fā)現(xiàn)的弊端是存在多個地環(huán)路。另外,還會發(fā)現(xiàn)底層的 地線返回路徑被水平信號線隔斷了。這種接地方案的可取

3、之處是,模擬器件 (12位 A/D轉(zhuǎn)換 器 MCP3202和 2.5V 參考電壓源 MCP4125 放在電路板的最右側(cè), 這種布局確保了這些模擬 芯片下面不會有數(shù)字地信號經(jīng)過。圖 3a 和圖 3b 所示電路的手工布線如圖 4、圖 5所示。在手工布線時,為確保正確實現(xiàn)電路, 需要遵循一些通用的設(shè)計準則:盡量采用地平面作為電流回路; 將模擬地平面和數(shù)字地平面 分開; 如果地平面被信號走線隔斷, 為降低對地電流回路的干擾, 應(yīng)使信號走線與地平面垂 直; 模擬電路盡量靠近電路板邊緣放置, 數(shù)字電路盡量靠近電源連接端放置, 這樣做可以降 低由數(shù)字開關(guān)引起的 di/dt效應(yīng)。這兩種雙面板都在底層布有地平面

4、, 這種做法是為了方便工程師解決問題, 使其可快速明了 電路板的布線。 廠商的演示板和評估板通常采用這種布線策略。 但是, 更為普遍的做法是將 地平面布在電路板頂層,以降低電磁干擾。 0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 1 采用自動布線為圖 3所示電路原理圖設(shè)計的電路板的頂層 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.wid

5、th=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 2 采用自動布線為圖 3所示電路原理圖設(shè)計的電路板的底層0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 3a 圖 1、圖 2、圖 4和圖 5中布線的電路原理圖 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=7

6、00;this.height=image.height*700/image.width;">圖 3b 圖 1、圖 2、圖 4和圖 5中布線的模擬部分電路原理圖有無地平面時的電流回路設(shè)計對于電流回路,需要注意如下基本事項:1. 如果使用走線,應(yīng)將其盡量加粗。PCB 上的接地連接如要考慮走線時,設(shè)計應(yīng)將走線盡量加粗。這是一個好的經(jīng)驗法則,但 要知道, 接地線的最小寬度是從此點到末端的有效寬度, 此處 “ 末端 ” 指距離電源連接端最遠 的點。2. 應(yīng)避免地環(huán)路。3. 如果不能采用地平面,應(yīng)采用星形連接策略 (見圖 6 。通過這種方法, 地電流獨立返回電源連接端。 圖 6中, 注意到

7、并非所有器件都有自己的回路, U1和 U2是共用回路的。如遵循以下第 4條和第 5條準則,是可以這樣做的。4. 數(shù)字電流不應(yīng)流經(jīng)模擬器件。數(shù)字器件開關(guān)時, 回路中的數(shù)字電流相當大, 但只是瞬時的, 這種現(xiàn)象是由地線的有效感抗 和阻抗引起的。對于地平面或接地走線的感抗部分,計算公式為 V = Ldi/dt,其中 V 是產(chǎn) 生的電壓, L 是地平面或接地走線的感抗, di 是數(shù)字器件的電流變化, dt 是持續(xù)時間。對地 線阻抗部分的影響,其計算公式為 V= RI, 其中, V 是產(chǎn)生的電壓, R 是地平面或接地走線 的阻抗, I 是由數(shù)字器件引起的電流變化。經(jīng)過模擬器件的地平面或接地走線上的這些電

8、壓 變化,將改變信號鏈中信號和地之間的關(guān)系 (即信號的對地電壓 。5. 高速電流不應(yīng)流經(jīng)低速器件。與上述類似, 高速電路的地返回信號也會造成地平面的電壓發(fā)生變化。 此干擾的計算公式和 上述相同,對于地平面或接地走線的感抗, V = Ldi/dt ;對于地平面或接地走線的阻抗, V = RI 。與數(shù)字電流一樣,高速電路的地平面或接地走線經(jīng)過模擬器件時,地線上的電壓 變化會改變信號鏈中信號和地之間的關(guān)系。0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/ima

9、ge.width;">圖 4 采用手工走線為圖 3所示電路原理圖設(shè)計的電路板的頂層 0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 5 采用手工走線為圖 3所示電路原理圖設(shè)計的電路板的底層0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.wi

10、dth;">圖 6 如果不能采用地平面,可以采用 “ 星形 ” 布線策略來處理電流回路 0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 7 分隔開的地平面有時比連續(xù)的地平面有效,圖 b 接地布線策略比圖 a 的接地策略理 想6. 不管使用何種技術(shù),接地回路必須設(shè)計為最小阻抗和容抗。7. 如使用地平面,分隔開地平面可能改善或降低電路性能,因此要謹慎使用。分開模擬和 數(shù)字地平面的有效方法如圖 7

11、所示。圖 7中,精密模擬電路更靠近接插件,但是與數(shù)字網(wǎng)絡(luò)和電源電路的開關(guān)電流隔離開了。 這是分隔開接地回路的非常有效的方法,我們在前面討論的圖 4和圖 5的布線也采用了這種 技術(shù)。二工程領(lǐng)域中的數(shù)字設(shè)計人員和數(shù)字電路板設(shè)計專家在不斷增加,這反映了行業(yè)的發(fā)展趨勢。 盡管對數(shù)字設(shè)計的重視帶來了電子產(chǎn)品的重大發(fā)展, 但仍然存在, 而且還會一直存在一部分 與模擬或現(xiàn)實環(huán)境接口的電路設(shè)計。 模擬和數(shù)字領(lǐng)域的布線策略有一些類似之處, 但要獲得 更好的結(jié)果時, 由于其布線策略不同, 簡單電路布線設(shè)計就不再是最優(yōu)方案了。 本文就旁路 電容、電源、地線設(shè)計、電壓誤差和由 PCB 布線引起的電磁干擾 (EMI等幾

12、個方面,討論 模擬和數(shù)字布線的基本相似之處及差別。模擬和數(shù)字布線策略的相似之處旁路或去耦電容在布線時, 模擬器件和數(shù)字器件都需要這些類型的電容, 都需要靠近其電源引腳連接一個電 容,此電容值通常為 0.1mF 。系統(tǒng)供電電源側(cè)需要另一類電容,通常此電容值大約為 10mF 。 這些電容的位置如圖 1所示。電容取值范圍為推薦值的 1/10至 10倍之間。但引腳須較短,且 要盡量靠近器件 (對于 0.1mF 電容 或供電電源 (對于 10mF 電容 。在電路板上加旁路或去耦電容, 以及這些電容在板上的位置, 對于數(shù)字和模擬設(shè)計來說都屬 于常識。但有趣的是,其原因卻有所不同。在模擬布線設(shè)計中,旁路電容

13、通常用于旁路電源 上的高頻信號,如果不加旁路電容,這些高頻信號可能通過電源引腳進入敏感的模擬芯片。 一般來說, 這些高頻信號的頻率超出模擬器件抑制高頻信號的能力。 如果在模擬電路中不使 用旁路電容的話,就可能在信號路徑上引入噪聲,更嚴重的情況甚至會引起振動。0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 1 在模擬和數(shù)字 PCB 設(shè)計中,旁路或去耦電容 (1mF應(yīng)盡量靠近器件放置。供電電源去 耦電容 (1

14、0mF應(yīng)放置在電路板的電源線入口處。所有情況下,這些電容的引腳都應(yīng)較短0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 2 在此電路板上,使用不同的路線來布電源線和地線,由于這種不恰當?shù)呐浜?電路板 的電子元器件和線路受電磁干擾的可能性比較大 0&&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.h

15、eight*700/image.width;">圖 3 在此單面板中,到電路板上器件的電源線和地線彼此靠近。此電路板中電源線和地線 的配合比圖 2中恰當。電路板中電子元器件和線路受電磁干擾 (EMI的可能性降低了 679/12. 8倍或約 54倍對于控制器和處理器這樣的數(shù)字器件, 同樣需要去耦電容, 但原因不同。 這些電容的一個功 能是用作 “ 微型 ” 電荷庫。在數(shù)字電路中,執(zhí)行門狀態(tài)的切換通常需要很大的電流。由于開 關(guān)時芯片上產(chǎn)生開關(guān)瞬態(tài)電流并流經(jīng)電路板, 有額外的 “ 備用 ” 電荷是有利的。 如果執(zhí)行開關(guān) 動作時沒有足夠的電荷, 會造成電源電壓發(fā)生很大變化。 電壓變化太

16、大, 會導致數(shù)字信號電 平進入不確定狀態(tài), 并很可能引起數(shù)字器件中的狀態(tài)機錯誤運行。 流經(jīng)電路板走線的開關(guān)電 流將引起電壓發(fā)生變化,電路板走線存在寄生電感,可采用如下公式計算電壓的變化: V = LdI/dt其中, V = 電壓的變化; L = 電路板走線感抗; dI = 流經(jīng)走線的電流變化; dt =電流變化 的時間。因此,基于多種原因,在供電電源處或有源器件的電源引腳處施加旁路 (或去耦 電容是較好 的做法。電源線和地線要布在一起電源線和地線的位置良好配合,可以降低電磁干擾的可能性。如果電源線和地線配合不當, 會設(shè)計出系統(tǒng)環(huán)路,并很可能會產(chǎn)生噪聲。電源線和地線配合不當?shù)?PCB 設(shè)計示例如

17、圖 2所示。此電路板上,設(shè)計出的環(huán)路面積為 697cm2。采用圖 3所示的方法,電路板上或電路板外的 輻射噪聲在環(huán)路中感應(yīng)電壓的可能性可大為降低。模擬和數(shù)字領(lǐng)域布線策略的不同之處地平面是個難題電路板布線的基本知識既適用于模擬電路, 也適用于數(shù)字電路。 一個基本的經(jīng)驗準則是使用不間斷的地平面, 這一常識降低了數(shù)字電路中的 dI/dt(電流隨時間的變化 效應(yīng), 這一效應(yīng)會 改變地的電勢并會使噪聲進入模擬電路。 數(shù)字和模擬電路的布線技巧基本相同, 但有一點除 外。 對于模擬電路, 還有另外一點需要注意, 就是要將數(shù)字信號線和地平面中的回路盡量遠 離模擬電路。 這一點可以通過如下做法來實現(xiàn):將模擬地平

18、面單獨連接到系統(tǒng)地連接端, 或 者將模擬電路放置在電路板的最遠端, 也就是線路的末端。 這樣做是為了保持信號路徑所受 到的外部干擾最小。對于數(shù)字電路就不需要這樣做,數(shù)字電路可容忍地平面上的大量噪聲, 而不會出現(xiàn)問題。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 4 (a將數(shù)字開關(guān)動作和模擬電路隔離, 將電路的數(shù)字和模擬部分分開。 (b 要盡可能將 高頻和低頻分開,高頻元件要靠近電路板的接插件 0&am

19、p;&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 5 在 PCB 上布兩條靠近的走線,很容易形成寄生電容。由于這種電容的存在,在一條 走線上的快速電壓變化,可在另一條走線上產(chǎn)生電流信號 0&&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">

20、圖 6 如果不注意走線的放置, PCB 中的走線可能產(chǎn)生線路感抗和互感。 這種寄生電感對于 包含數(shù)字開關(guān)電路的電路運行是非常有害的元件的位置如上所述,在每個 PCB 設(shè)計中,電路的噪聲部分和 “ 安靜 ” 部分 (非噪聲部分 要分隔開。一 般來說,數(shù)字電路 “ 富含 ” 噪聲,而且對噪聲不敏感 (因為數(shù)字電路有較大的電壓噪聲容限 ; 相反,模擬電路的電壓噪聲容限就小得多。兩者之中,模擬電路對開關(guān)噪聲最為敏感。在混 合信號系統(tǒng)的布線中,這兩種電路要分隔開,如圖 4所示。PCB 設(shè)計產(chǎn)生的寄生元件PCB 設(shè)計中很容易形成可能產(chǎn)生問題的兩種基本寄生元件:寄生電容和寄生電感。設(shè)計電 路板時,放置兩條彼

21、此靠近的走線就會產(chǎn)生寄生電容?？梢赃@樣做:在不同的兩層,將一條 走線放置在另一條走線的上方; 或者在同一層, 將一條走線放置在另一條走線的旁邊, 如圖 5所示。在這兩種走線配置中,一條走線上電壓隨時間的變化 (dV/dt可能在另一條走線上產(chǎn) 生電流。如果另一條走線是高阻抗的,電場產(chǎn)生的電流將轉(zhuǎn)化為電壓?？焖匐妷核沧冏畛０l(fā)生在模擬信號設(shè)計的數(shù)字側(cè)。 如果發(fā)生快速電壓瞬變的走線靠近高阻抗 模擬走線, 這種誤差將嚴重影響模擬電路的精度。 在這種環(huán)境中, 模擬電路有兩個不利的方 面:其噪聲容限比數(shù)字電路低得多;高阻抗走線比較常見。采用下述兩種技術(shù)之一可以減少這種現(xiàn)象。 最常用的技術(shù)是根據(jù)電容的方程,

22、改變走線之間 的尺寸。要改變的最有效尺寸是兩條走線之間的距離。應(yīng)該注意,變量 d 在電容方程的分 母中, d 增加,容抗會降低?？筛淖兊牧硪粋€變量是兩條走線的長度。在這種情況下,長度 L 降低,兩條走線之間的容抗也會降低。另一種技術(shù)是在這兩條走線之間布地線。 地線是低阻抗的, 而且添加這樣的另外一條走線將 削弱產(chǎn)生干擾的電場,如圖 5所示。電路板中寄生電感產(chǎn)生的原理與寄生電容形成的原理類似。 也是布兩條走線, 在不同的兩層,將一條走線放置在另一條走線的上方; 或者在同一層, 將一條走線放置在另一條的旁邊, 如 圖 6所示。在這兩種走線配置中,一條走線上電流隨時間的變化 (dI/dt,由于這條走

23、線的感 抗, 會在同一條走線上產(chǎn)生電壓; 并由于互感的存在, 會在另一條走線上產(chǎn)生成比例的電流。 如果在第一條走線上的電壓變化足夠大,干擾可能會降低數(shù)字電路的電壓容限而產(chǎn)生誤差。 并不只是在數(shù)字電路中才會發(fā)生這種現(xiàn)象, 但這種現(xiàn)象在數(shù)字電路中比較常見, 因為數(shù)字電 路中存在較大的瞬時開關(guān)電流。為消除電磁干擾源的潛在噪聲,最好將 “ 安靜 ” 的模擬線路和噪聲 I/O端口分開。要設(shè)法實現(xiàn) 低阻抗的電源和地網(wǎng)絡(luò),應(yīng)盡量減小數(shù)字電路導線的感抗,盡量降低模擬電路的電容耦合。結(jié)語數(shù)字和模擬范圍確定后,謹慎地布線對獲得成功的 PCB 至關(guān)重要。布線策略通常作為經(jīng)驗 準則向大家介紹, 因為很難在實驗室環(huán)境中

24、測試出產(chǎn)品的最終成功與否。 因此, 盡管數(shù)字和 模擬電路的布線策略存在相似之處,還是要認識到并認真對待其布線策略的差別。 三寄生元件危害最大的情況印刷電路板布線產(chǎn)生的主要寄生元件包括:寄生電阻、寄生電容和寄生電感。例如:PCB 的寄生電阻由元件之間的走線形成; 電路板上的走線、 焊盤和平行走線會產(chǎn)生寄生電容; 寄 生電感的產(chǎn)生途徑包括環(huán)路電感、互感和過孔。當將電路原理圖轉(zhuǎn)化為實際的 PCB 時,所 有這些寄生元件都可能對電路的有效性產(chǎn)生干擾。本文將對最棘手的電路板寄生元件類型 寄生電容進行量化,并提供一個可清楚看到寄生電容對電路性能影響的示例。0 &&im age.height

25、>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image. width;">0&&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 1 在 PCB 上布兩條靠近的走線,很容易產(chǎn)生寄生電容。由于這種寄生電容的存在,在 一條走線上的快速電壓變化會在另一條走線上產(chǎn)生電流信號。 0&&image

26、.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 2 用三個 8位數(shù)字電位器和三個放大器提供 65536個差分輸出電壓,組成一個 16位 D/A轉(zhuǎn)換器。如果系統(tǒng)中的 VDD 為 5V ,那么此 D/A轉(zhuǎn)換器的分辨率或 LSB 大小為 76.3mV 。 0 &&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/i

27、mage.width;">圖 3 這是對圖 2所示電路的第一次布線嘗試。此配置在模擬線路上產(chǎn)生不規(guī)律的噪聲,這 是因為在特定數(shù)字走線上的數(shù)據(jù)輸入碼隨著數(shù)字電位器的編程需求而改變。寄生電容的危害大多數(shù)寄生電容都是靠近放置兩條平行走線引起的?？梢圆捎脠D 1所示的公式來計算這種電 容值。在混合信號電路中, 如果敏感的高阻抗模擬走線與數(shù)字走線距離較近, 這種電容會產(chǎn)生問題。 例如,圖 2中的電路就很可能存在這種問題。為講解圖 2所示電路的工作原理,采用三個 8位數(shù)字電位器和三個 CMOS 運算放大器組成一 個 16位 D/A轉(zhuǎn)換器。 在此圖的左側(cè), 在 VDD 和地之間跨接了兩個數(shù)字電

28、位器 (U3a和 U3b , 其抽頭輸出連接到兩個運放 (U4a和 U4b 的正相輸入端。 數(shù)字電位器 U2和 U3通過與單片機 (U1之間的 SPI 接口編程。在此配置中,每個數(shù)字電位器配置為 8位乘法型 D/A轉(zhuǎn)換器。如 果 VDD 為 5V ,那么這些 D/A轉(zhuǎn)換器的 LSB 大小等于 19.61mV 。這兩個數(shù)字電位器的抽頭都分別連接到兩個配置了緩沖器的運放的正相輸入端。在此配置 中, 運放的輸入端是高阻抗的, 將數(shù)字電位器與電路其它部分隔離開了。 這兩個放大器配置 為其輸出擺幅限制不會超出第二級放大器的輸入范圍。 0 &&image.height>0if(i m

29、age.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 5 采用這種新的布線,將模擬線路和數(shù)字線路隔離開了。增大走線之間的距離,基本消 除了在前面布線中造成干擾的數(shù)字噪聲。 0&&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 4 在此示波器照片中,最上面的波形取自 JP1(到數(shù)字電位器的數(shù)字碼 ,第

30、二個波形取自 JP5(相鄰模擬走線上的噪聲 ,最下面的波形取自 TP10(16位 D/A轉(zhuǎn)換器輸出端的噪聲 。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 6 圖中示出了采用新布線的 16位 D/A轉(zhuǎn)換器的單個碼轉(zhuǎn)換結(jié)果, 對數(shù)字電位器編程的數(shù) 字信號沒有造成數(shù)字噪聲。為使此電路具有 16位 D/A轉(zhuǎn)換器的性能,采用第三個數(shù)字電位器 (U2a跨接在兩個運放 (U4 a 和 U4b 的輸出端之間。 U3

31、a 和 U3b 的編程設(shè)定經(jīng)數(shù)字電位器后的電壓值。如果 VDD為 5V ,可以將 U3a 和 U3b 的輸出編程為相差 19.61mV 。此電壓大小經(jīng)第三個 8位數(shù)字電位器 R3,則自左至右整個電路的 LSB 大小為 76.3mV。此電路獲得最優(yōu)性能所需的嚴格器件規(guī) 格如表 1所示。此電路有兩種基本工作模式。 第一種模式可用于獲得可編程、 可調(diào)節(jié)的直流差分電壓。 在此 模式中, 電路的數(shù)字部分只是偶爾使用, 在正常工作時不使用。 第二種模式是可以將此電路 用作任意波形發(fā)生器。 在此模式中, 電路的數(shù)字部分是電路運行的必需部分。 此模式中可能 發(fā)生電容耦合的危險。圖 2所示電路的第一次布線如圖

32、3所示。此電路是在實驗室中快速設(shè)計出的,沒有注意細節(jié)。 在檢查布線時, 發(fā)現(xiàn)將數(shù)字走線布在了高阻抗模擬線路的旁邊。 需要強調(diào)的是, 第一次就應(yīng) 該正確布線,本文的目的是為了講解如何識別問題及如何對布線做重大改進?？匆幌麓瞬季€中不同的走線,可以明顯看到哪里可能存在問題。圖中的模擬走線從 U3a 的 抽頭連接到 U4a 放大器的高阻抗輸入端。圖中的數(shù)字走線傳送對數(shù)字電位器設(shè)置進行編程 的數(shù)字碼。在測試板上經(jīng)過測量,發(fā)現(xiàn)數(shù)字走線中的數(shù)字信號耦合到了敏感的模擬走線中,參見圖 4。 系統(tǒng)中對數(shù)字電位器編程的數(shù)字信號沿著走線逐漸傳輸?shù)捷敵鲋绷麟妷旱哪M線路。 此噪聲 通過電路的模擬部分一直傳播到第三個數(shù)字

33、電位器 (U5a。第三個數(shù)字電位器在兩個輸出狀 態(tài)之間翻轉(zhuǎn)。解決這個問題的方法主要是分隔開走線,圖 5示出了改進的布線方案。改變布線的結(jié)果如圖 6所示。 將模擬和數(shù)字走線仔細分開后, 電路成為非常 “ 干凈 ” 的 16位 D /A轉(zhuǎn)換器。圖中的波形是第三個數(shù)字電位器的單碼轉(zhuǎn)換結(jié)果 76.29mV 。結(jié)語數(shù)字和模擬范圍確定后,謹慎布線對獲得成功的 PCB 是至關(guān)重要的。尤其是有源數(shù)字走線 靠近高阻抗模擬走線時,會引起嚴重的耦合噪聲,這只能通過增加走線之間的距離來避免。四AD 轉(zhuǎn)換器的精度和分辨率增加時使用的布線技巧最初,模數(shù) (A/D轉(zhuǎn)換器起源于模擬范例,其中物理硅的大部分是模擬。隨著新的設(shè)計

34、拓撲 學發(fā)展,此范例演變?yōu)?在低速 A/D轉(zhuǎn)換器中數(shù)字占主要部分。盡管 A/D轉(zhuǎn)換器片內(nèi)由模 擬占主導轉(zhuǎn)變?yōu)橛蓴?shù)字占主導, PCB 的布線準則卻沒有改變。當布線設(shè)計人員設(shè)計混合信 號電路時,為實現(xiàn)有效布線,仍需要關(guān)鍵的布線知識。本文將以逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器和 - 型 A/D轉(zhuǎn)換器為例,探討 A/D轉(zhuǎn)換器所需的 PCB 布線策略。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 1. 12位 CMOS

35、逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器的方框圖。此轉(zhuǎn)換器使用了由電容陣列形成的電 荷分布。0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 2. 逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器,無論其分辨率是多少位,通常至少有兩個地連接端:AGND 和 DGND 。此處以 Microchip 的 A/D轉(zhuǎn)換器 MCP4008和 MCP3001為例。 0 &&image.height>0if(i mage.width>

36、;=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 3.對于高分辨率的逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器,轉(zhuǎn)換器的電源和地應(yīng)該連接到模擬平面。然 后, A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字輸出應(yīng)使用外部的三態(tài)輸出緩沖器緩沖。 這些緩沖器除了具有高驅(qū)動 能力外,還具有隔離模擬和數(shù)字側(cè)的作用。逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器的布線逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器有 8位、 10 位、 12位、 16位以及 18位分辨率。最初,這些轉(zhuǎn)換器的 工藝和結(jié)構(gòu)是帶 R-2R 梯形電阻網(wǎng)絡(luò)的雙極型。 但是最近, 采用電容電荷分布拓撲將這些器 件移植到了 CMO

37、S 工藝。顯然,這種移植并沒有改變這些轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)布線策略。除較高 分辨率的器件外, 基本的布線方法是一致的。 對于這些器件, 需要特別注意防止來自轉(zhuǎn)換器 串行或并行輸出接口的數(shù)字反饋。從電路和片內(nèi)專用于不同領(lǐng)域的資源來看,模擬在逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器中占主導地位。 圖 1是一個 12位 CMOS逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器的方框圖。此轉(zhuǎn)換器使用了由電容陣列形成的電荷分布。在此方框圖中,采樣 /保持、比較器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC 的大部分以及 12位逐次逼近型 A/ D 轉(zhuǎn)換器都是模擬的。 電路的其余部分是數(shù)字的。 因此, 此轉(zhuǎn)換器所需的大部分能量和電流 都用于內(nèi)部模擬電路。此器件需要很小的數(shù)字電

38、流,只有 D/A轉(zhuǎn)換器和數(shù)字接口會發(fā)生少 量開關(guān)。這些類型的轉(zhuǎn)換器可以有多個地和電源連接引腳。 引腳名經(jīng)常會引起誤解, 因為可用引腳標 號區(qū)分模擬和數(shù)字連接。這些標號并非意在描述到 PCB 的系統(tǒng)連接,而是確定數(shù)字和模擬 電流如何流出芯片。 知道了此信息, 并了解了片內(nèi)消耗的主要資源是模擬的, 就會明白在相 同平面(如模擬平面上連接電源和地引腳的意義。例如, 10位和 12位轉(zhuǎn)換器典型樣片的引腳配置如圖 2所示。圖 2. 逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器,無論其分辨率是多少位,通常至少有兩個地連接端:AGND 和 DGND 。此處以 Microchip 的 A/D轉(zhuǎn)換器 MCP4008和 MCP300

39、1為例。對于這些器件,通常從芯片引出兩個地引腳:AGND 和 DGND 。電源有一個引出引腳。當 使用這些芯片實現(xiàn) PCB 布線時, AGND 和 DGND 應(yīng)該連接到模擬地平面。模擬和數(shù)字電 源引腳也應(yīng)該連接到模擬電源平面或至少連接到模擬電源軌, 并且要盡可能靠近每個電源引 腳連接適當?shù)呐月冯娙?。?MCP3201這樣的器件,只有一個接地引腳和一個正電源引腳, 其唯一的原因是由于封裝引腳數(shù)的限制。 然而, 隔離開地可增大轉(zhuǎn)換器具有良好和可重復精 度的可能性。對于所有這些轉(zhuǎn)換器,電源策略應(yīng)該是將所有的地、正電源和負電源引腳連接到模擬平面。 而且,與輸入信號有關(guān)的 COM 引腳或 IN 引腳應(yīng)該

40、盡量靠近信號地連接。對于更高分辨率的逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器(16位和 18位轉(zhuǎn)換器 ,在將數(shù)字噪聲與 “ 安靜 ” 的模擬轉(zhuǎn)換器和電源平面隔離開時, 需要另外稍加注意。 當這些器件與單片機接口時, 應(yīng)該 使用外部的數(shù)字緩沖器,以獲得無噪聲運行。盡管這些類型的逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器通常 在數(shù)字輸出側(cè)有內(nèi)部雙緩沖器, 還是要使用外部緩沖器, 以進一步將轉(zhuǎn)換器中的模擬電路與 數(shù)字總線噪聲隔離開。這種系統(tǒng)的正確電源策略如圖 3所示。圖 3. 對于高分辨率的逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器, 轉(zhuǎn)換器的電源和地應(yīng)該連接到模擬平面。 然后, A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字輸出應(yīng)使用外部的三態(tài)輸出緩沖器緩沖。 這些緩沖器除了

41、具有高驅(qū)動能力 外,還具有隔離模擬和數(shù)字側(cè)的作用。高精度 - 型 A/D轉(zhuǎn)換器的布線策略高精度 - 型 A/D轉(zhuǎn)換器硅面積的主要部分是數(shù)字。早期生產(chǎn)這種轉(zhuǎn)換器的時候,范例中 的這種轉(zhuǎn)變促使用戶使用 PCB 平面將數(shù)字噪聲和模擬噪聲隔離開。 與逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換 器一樣,這些類型 A/D轉(zhuǎn)換器可能有多個模擬地、數(shù)字地和電源引腳。數(shù)字或模擬設(shè)計工 程師一般都傾向于將這些引腳分開,分別連接到不同的平面。但是,這種傾向是錯誤的,尤 其是當您試圖解決 16位到 24位精度器件的嚴重噪聲問題時。對于有 10Hz 數(shù)據(jù)速率的高分辨率 - 型 A/D轉(zhuǎn)換器,加在轉(zhuǎn)換器上的時鐘(內(nèi)部或外部時 鐘可能為 10

42、MHz 或 20MHz 。此高頻率時鐘用于開關(guān)調(diào)制器和運行過采樣引擎。對于這些 電路,與逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器一樣, AGND 和 DGND 引腳也是在同一地平面上連接在一 起。 而且, 模擬和數(shù)字電源引腳也最好在同一平面上連接在一起。 對模擬和數(shù)字電源平面的 要求與高分辨率逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器相同。必須要有地平面, 這意味著至少需要雙面板。 在此雙面板上, 地平面至少要覆蓋整個板面積 的 75%。地平面層的用途是為了降低接地阻抗和感抗,并提供對電磁干擾(EMI 和射頻干 擾(RFI 的屏蔽作用。如果在電路板的地平面?zhèn)刃枰袃?nèi)部連接走線,那么走線要盡可能 短并與地電流回路垂直。結(jié)論對于低

43、精度的 A/D轉(zhuǎn)換器,如六位、八位或甚至可能十位的 A/D轉(zhuǎn)換器,模擬和數(shù)字引腳 不分開是可以的。 但當您選擇的轉(zhuǎn)換器精度和分辨率增加時, 布線要求也更嚴格了。 高分辨 率逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器和 - 型 A/D轉(zhuǎn)換器,都需要直接連接到低噪聲模擬地和電源平 面。五要解決信號完整性問題,最好有多個工具分析系統(tǒng)性能。如果在信號路徑中有一個 A/D轉(zhuǎn) 換器, 那么當評估電路性能時, 很容易發(fā)現(xiàn)三個基本問題:所有這三種方法都評估轉(zhuǎn)換過程, 以及轉(zhuǎn)換過程與布線及電路其它部分的交互作用。 三個關(guān)注的方面涉及到頻域分析、 時域分 析和直流分析技術(shù)的使用。本文將探討如何使用這些工具來確定與電路布線有關(guān)問題的

44、根 源。我們將研究如何決定找什么;到哪里找;如何通過測試檢驗問題;以及如何解決發(fā)現(xiàn)的 問題等。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 1 SCX015壓力傳感器輸出端的電壓由儀表放大器 (A1和 A2 放大。在儀表放大器之后, 添加了一個低通濾波器 (A3,以消除來自 12位 A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換的混疊噪聲0 &&im age.height>0if(image.width>

45、;=700this.width=700;this.height=image.height*700/image. width;">圖 2 來自于 12位 A/D轉(zhuǎn)換器 MCP3201的數(shù)據(jù)的時域表示,產(chǎn)生了有趣的周期信號。此信號源可追溯到電源dth;">圖 3 電源噪聲充分降低后, MCP3201的輸出碼一直是一個碼, 2108本文要論述的電路如圖 1所示。電源噪聲電路應(yīng)用中的常見干擾源來自電源, 這種干擾信號通常通過有源器件的電源引腳引入。 例如, 圖 1中 A/D轉(zhuǎn)換器輸出的時序圖如圖 2所示。在此圖中, A/D轉(zhuǎn)換器的采樣速度是 40ksps , 進行了 4

46、096次采樣。在此例中,儀表放大器、參考電壓源和 A/D轉(zhuǎn)換器上沒有加旁路電容。另外,電路的輸入 都是以一個低噪聲、 2.5V 的直流電壓源作為基準。對電路的深入研究表明, 時序圖上看到的噪聲源來自于開關(guān)電源。 電路中添加了旁路電容和 扼流環(huán)。 電源上加了一個 10mF 的電容, 并且在盡可能靠近有源元件的電源引腳旁放置了三 個 0.1mF 的電容。在產(chǎn)生的新時序圖上可以看到,產(chǎn)生了穩(wěn)定的直流輸出,圖 3所示的柱狀 圖可驗證這一點。數(shù)據(jù)顯示,電路的這些更改消除了來自電路信號路徑的噪聲源。造成干擾的外部時鐘其它系統(tǒng)噪聲源可能來自時鐘源或電路中的數(shù)字開關(guān)。 如果這種噪聲與轉(zhuǎn)換過程有關(guān), 它不 會作

47、為轉(zhuǎn)換過程中的干擾出現(xiàn)。但是,如果這種噪聲與轉(zhuǎn)換過程無關(guān),采用 FFT(快速傅立 葉變換 分析,可以很容易發(fā)現(xiàn)這種噪聲。 0 &&im age.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image. width;">圖 4 耦合到模擬走線的數(shù)字噪聲有時被誤解為寬帶噪聲。 FFT 圖可以很容易識別這種所謂 “ 噪聲 ” 的頻率,因此可識別出噪聲源0&&ima ge.height>0if(image.width>=700this

48、.width=700;this.height=image.height*700/image.wi dth;">圖 5 放大器輕微過激勵,會使信號產(chǎn)生失真。通過這種轉(zhuǎn)換的 FFT 圖,可以很快發(fā)現(xiàn)信號 的失真時鐘信號干擾的示例可參見圖 4所示的 FFT 圖。此圖使用了圖 1所示的電路,并添加了旁路 電容。在圖 4所示的 FFT 圖中看到的激勵,由電路板上的 19.84MHz 時鐘信號產(chǎn)生。在此例 中,布線時幾乎沒有考慮走線之間的耦合作用,在 FFT 圖中可以看到忽略此細節(jié)的結(jié)果。 這個問題可以通過修改布線來解決, 將高阻抗模擬走線遠離數(shù)字開關(guān)走線; 或者在模擬信號 路徑中,在 A

49、/D轉(zhuǎn)換器之前加抗混疊濾波器。走線之間的隨機耦合在某種程度上更難以發(fā) 現(xiàn),在這種情況下,時域分析可能比較有效。放大器使用不恰當回到圖 1所示的電路,在儀表放大器的正相輸入端施加一個 1kHz 的交流信號。此信號不是 壓力傳感的特性,但是可以采用這個示例來說明模擬信號路徑中器件的影響。圖 5所示的 FFT 圖顯示了施加上述條件后的電路性能。 注意基波看起來有失真, 許多諧波也 有同樣的失真。 失真是由于使放大器輕微過激勵引起的。 解決此問題的方法是降低放大器增 益。結(jié)語解決信號完整性問題可能會花費很多時間,尤其是當工程師沒有工具來解決棘手的問題時。在 “ 竅門箱 ” 中有三種最佳的分析工具:頻域

50、分析工具 (FFT、 時域分析工具 (示波器照片 和直 流分析工具 (柱狀圖 。工程師可以用這些工具來識別電源噪聲、外部時鐘源和過激勵放大器 失真。六對于 12位傳感系統(tǒng)的布線,應(yīng)用的電路是一負載單元電路,該電路可精確測量傳感器上施 加的重量,然后將結(jié)果顯示在 LCD 顯示屏上。系統(tǒng)電路原理圖如圖 1所示。采用的負載單 元是 Omega 公司的 LCL-816G 。 LCL-816G傳感器模型是由四個電阻元件組成的橋, 需電 壓激勵。將 5V 激勵電壓加在傳感器高端,施加 900g 最大激勵時,滿刻度輸出擺幅為 ±10m V 差分信號。該小差分信號被雙運放儀表放大器放大。根據(jù)電路精度

51、要求,選擇一個 12位 A/D轉(zhuǎn)換器。當轉(zhuǎn)換器將輸入端的電壓進行數(shù)字化后,數(shù)字碼經(jīng)轉(zhuǎn)換器 SPI端口發(fā)送到單 片機。然后,單片機用查找表將來自 A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為重量。此時如需要的話, 線性化和標定工作可由控制器代碼實現(xiàn)。完成這一步后,結(jié)果送到 LCD 顯示器。最后一步 是為控制器寫固件。電路設(shè)計好之后,即可設(shè)計印刷電路板和布線了。查看這個完整的電路原理圖時,若使用自動布線工具,經(jīng)常要返回來對布線做很大的修改。 如果自動布線工具可以實現(xiàn)布線限制, 可能還有成功的可能性。 如果自動布線工具沒有限制 選項的話,最好不要使用自動布線工具。 0 &&image.height&

52、gt;0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 1 負載單元傳感器輸出端的信號由雙運放儀表放大器放大,然后由 12位 A/D轉(zhuǎn)換器 MC P3201濾波和數(shù)字化。每次轉(zhuǎn)換的結(jié)果顯示在 LCD 顯示屏上。 0&&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 2 在精度高于

53、12位的電路中, PCB 上有源元件的放置很重要。要將高頻元件 和數(shù)字器 件盡量靠近接插件放置。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;">圖 3 圖 1電路的頂層布線和底層布線,此布線中沒有地平面和電源平面。注意:為降低電 源線的感抗,電源線要比信號線寬很多。 0&&image.height>0if(image.width>=700this.width=700;this.h

54、eight=image.height*700/image.width;"> 圖 4 在沒有地平面或電源平面的 PCB(PCB 布線如圖3所示中， A/D 轉(zhuǎn)換器輸出4096次 對 采樣的柱狀圖。電路的噪聲碼寬度為15個碼。 布線的一般準則 器件布局 既然是采用手工布線， 那么第一個步驟是在板上放置器件。 將噪聲敏感器件和產(chǎn)生噪聲器件 分開放置。完成這個任務(wù)有兩個準則： 1. 將電路中器件分成兩大類：高速(>40MHz器件和低速器件。如果可能的話，將高速器件 盡量靠近板的接插件和電源放置。 2. 將上述大類再分成三個子類：純數(shù)字、純模擬和混合信號。將數(shù)字器件盡量靠近板的接

55、插件和電源放置。 電路板的布線策略要符合圖2所示的器件布局圖。注意圖2a 中高速器件、低速器件與電路板 的接插件和電源之間的關(guān)系。在圖2b 中，數(shù)字器件最靠近電路板的接插件和電源，與其它 數(shù)字和模擬電路分離開了。 純模擬器件距離數(shù)字器件最遠， 以確保開關(guān)噪聲不會耦合到模擬 信號路徑中。A/D 轉(zhuǎn)換器的布線策略在本刊2004年1月中有詳細論述。 地和電源策略 確定了器件的大體位置后， 就可以定義地平面和電源平面了。 實現(xiàn)這些平面是需要一些策略 技巧的。 在 PCB 中不使用地平面是很危險的，尤其是在模擬和混合信號設(shè)計中。其一，因為模擬信 號是以地為基準的，地噪聲問題比電源噪聲問題更難應(yīng)對。例如，

56、在圖1所示電路中，A/D 轉(zhuǎn)換器(MCP3201的反相輸入引腳是接地的；二，地平面還對噪聲有屏蔽作用。采用地平 面可以很容易解決這些問題，但是，如果沒有地平面，要克服這些問題幾乎是不可能的。 這里，假設(shè)不需要地平面。圖1所示的電路無地平面布線，如圖3所示。 “不需要地平面”的理論還行得通嗎？這可以通過數(shù)據(jù)來驗證。在圖4中，對 A/D 轉(zhuǎn)換器進行 了4096次采樣并記錄了數(shù)據(jù)。在采集數(shù)據(jù)時，沒有在傳感器上施加激勵。采用這種電路布 線，控制器專用于與轉(zhuǎn)換器接口，并將轉(zhuǎn)換器的結(jié)果發(fā)送到 LCD 顯示器。 0 &&image.height>0if(i mage.width>

57、=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 5 圖 1電路的頂層和底層布線。注意此布線中有地平面。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 6 在有地平面的 PCB(PCB 布線如圖5所示中， A/D 轉(zhuǎn)換器輸出4096次采樣的柱狀圖。 對 噪聲碼寬度為11個碼。 0&&imag

58、e.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 7 在 PCB 上將兩條走線靠近放置，就會產(chǎn)生寄生電容。信號會通過這種寄生電容在走 線之間耦合。 0 &&image.height>0if(i mage.width>=700this.width=700;this.height=image.height*700/image.width;"> 圖 8 顯示在圖1電路中添加一個四階抗信號混疊濾波器后的轉(zhuǎn)換結(jié)果。另外，電路板布線 中添加了地平面