單片開關(guān)電源的設(shè)計(jì)終

1、單片開關(guān)電源的設(shè)計(jì)摘 要當(dāng)今開關(guān)電源正向著集成化、智能化的方向發(fā)展,高度集成、功能強(qiáng)大的 單片開關(guān)電源代表著當(dāng)今開關(guān)電源發(fā)展的主流方向。本論文圍繞當(dāng)前流行的單 片開關(guān)電源芯片進(jìn)行了開關(guān)電源的研究和設(shè)計(jì)。在對(duì)單片開關(guān)電源的基本原理 了解的基礎(chǔ)上,從理論上較為深入地研究了單片集成開關(guān)穩(wěn)壓電源的特性,設(shè) 計(jì)出一種實(shí)用的 電流型反激式開關(guān)電源 。本文采用三端單片開關(guān)電源芯片 TOPSwitch-系列器件作為核心,對(duì) 電流 型反激式開關(guān)電源進(jìn)行設(shè)計(jì),對(duì) 電源的變壓、濾波、整流、反饋、及保護(hù)電路 等分別作了詳細(xì)的設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)過程中,選用電流型 PWM 控制方式,開關(guān)電 源的反饋電路采用光耦反饋電路,增加保

2、護(hù)電路,用以吸收尖峰電壓等一系列 措施使電路能更加穩(wěn)定。 本文主要在掌握單片開關(guān)電源設(shè)計(jì)的核心技術(shù)基礎(chǔ)上, 對(duì)單片開關(guān)電源的外圍電路進(jìn)行設(shè)計(jì), 分析了開關(guān)電源的紋波和損耗并給出了 些減少紋波和損耗的有效措施 , 并對(duì)開關(guān)電源的各個(gè)部分進(jìn)行了測(cè)試, 掌握了 開關(guān)電源的測(cè)試技術(shù)。關(guān)鍵詞:單片開關(guān)電源 TOPSwitch-II 紋波 損耗Design of Single-chip Switching Power SupplyABSTRACTNowadays, the develop direction of switching power supply tends towards integrati

3、on and intelligence, the switching power supply of high integration and powerful function stands for the mainstream develop direction of switching power supply. Thispaper introduces a design of switching power supply based on prevalent chip. The paper understands the principle of single chip switchi

4、ng power supply, and has a deep study on the characteristic of single chip steady voltage switching powerIsupply. Then the paper designsa single chip switching power supply, and the design gives a practical current-mode fly back switching power supply.This paper adopts the three-terminal chip for si

5、ngle chip switching power supply of TOPSwitch-II series as the core, and proposes a kind of design of fly back type of current-mode switching power supply. The variable pressure, filtering, by-pass, feedback, and protecting circuit are respectively designed in detail.In the design process, it choose

6、s the current-mode PWM control mode, uses light decoupling feedback circuit as its feedback circuit, and adds the protecting circuit to absorb peak voltage to make circuits more stable. This paper mainly designs the periphery of the switching power supply on the base of a good command of the core te

7、chnology of the single-chip switching power supply, analyzes the ripple and loss of the circuit and some effective measures to reduce the ripple and loss are given. What s more , each part of the switching power supply is tested and the test technology is mastered.Key words: Single-chip Switching Po

8、wer Supply TOPSwitch-II Ripple LossII目 錄III參考文獻(xiàn) . . 30附 錄 . . 32致 謝 . . 31IV天津理工大學(xué) 2011屆本科畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書第 1章 緒 論1.1單片開關(guān)電源的概述開關(guān)電源已經(jīng)有幾十年的發(fā)展歷史。早期的產(chǎn)品開關(guān)頻率很低,成本昂貴,僅用于衛(wèi)星 電源等少數(shù)領(lǐng)域。 20世紀(jì) 60年代出現(xiàn)過硅閘管(舊稱可控硅相位控制式開關(guān)電源, 70年 代由分立元件制成的開關(guān)電源,均因效率不夠高,開關(guān)頻率低,電路復(fù)雜,調(diào)試?yán)щy而難于 推廣,使之應(yīng)用受到限制。 70年代后期以來,隨著集成電路設(shè)計(jì)及其制造技術(shù)的進(jìn)步,各種 開關(guān)電源專用芯片大量問世,新型

9、節(jié)能電源才重獲發(fā)展。目前,開關(guān)頻率已經(jīng)從 20KHz 左右 提高到幾百千赫甚至幾兆赫。與此同時(shí),供開關(guān)電源使用的元?dú)饧搏@得長足發(fā)展。 MOS 功 率開關(guān)管(MOS-FET 、肖特基二極管(SBD 、超快恢復(fù)二極管(SRD 、瞬間電壓抑制器 (TVS 、壓敏電阻器(VSR 、熔斷電阻器(FR 、自恢復(fù)保險(xiǎn)絲(RF 、線性光耦合器、可 調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器(TL431 、電磁干擾濾波器(EMI Filter 、高導(dǎo)磁率磁性材料、由非晶 合金制成的磁珠(magnetic bead 、三重絕緣線(Triple Insulated Eire 、玻璃珠(glass bead 膠合劑等一大批新器件、新材料正

10、被廣泛應(yīng)用。所有這些,都為開關(guān)電源的推廣普及提供了 必要條件。近 20年來,集成開關(guān)電源沿著下述兩方向不斷發(fā)展 1:第一個(gè)方向是對(duì)開關(guān)電源的核心 單元控制電路實(shí)現(xiàn)集成化。 1977年國外首先研制成功脈寬調(diào)制 (PWM 控制器集成電路。 第二個(gè)方向則是對(duì)中、小開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)單片集成化。 1994年美國電源集成公司,在世界上首 先研制成功三端隔離,脈寬調(diào)制型反激式單片開關(guān)電源,被人們譽(yù)為“頂級(jí)開關(guān)電源” 2。 單片開關(guān)電源屬于 AC/DC電源轉(zhuǎn)換器。 芯片的集成度很高, 外圍電路簡(jiǎn)單, 通過輸入整 流濾波器,適配 85265V、 47440Hz的交流電,可構(gòu)成世界通用的開關(guān)電源和電源模塊。它 在價(jià)格

11、上完全可以和同等功率的線性穩(wěn)壓電源相競(jìng)爭(zhēng),而且電源效率顯著提高,體積和重量 則大為減小。單片開關(guān)電源的迅速發(fā)展和應(yīng)用,使人們多年來所追求的高性價(jià)比、無工頻變 壓器式開關(guān)電源變成現(xiàn)實(shí)?，F(xiàn)在,開關(guān)電源技術(shù)方興未艾,而近年來又被大的市場(chǎng)需求所推動(dòng),必將帶來開關(guān)電源 技術(shù)的大發(fā)展。目前,開關(guān)電源已經(jīng)形成具有 6大系列, 67種型號(hào)的產(chǎn)品。這幾年,隨著通 信行業(yè)的發(fā)展,以開關(guān)電源技術(shù)為核心的通信電源,國內(nèi)將有較大的市場(chǎng)需求。開關(guān)電源代 替線性電源和相控電源是大勢(shì)所趨,因此同樣具有幾十億產(chǎn)值需求的電力操作電源系統(tǒng)的國 內(nèi)市場(chǎng)正在起動(dòng),并將很快發(fā)展起來。還有其他許多以開關(guān)電源技術(shù)為核心的專用電源、工 業(yè)電源

12、,也將得到迅速發(fā)展。11.按輸入輸出電壓分開關(guān)電源技術(shù)就是隨著電力電子器件、開關(guān)頻率技術(shù)發(fā)展而發(fā)展的,兩者相互促進(jìn)推動(dòng) 著開關(guān)電源每年以超過兩位數(shù)字的增長率向著體積小、重量輕、噪聲低、可靠性高、抗干擾 能力強(qiáng)的方向發(fā)展。 開關(guān)電源按輸入輸出電壓可分為 AC/DC和 DC/DC兩大類。 DC/DC變換 器現(xiàn)已實(shí)現(xiàn)模塊化,且設(shè)計(jì)技術(shù)及生產(chǎn)工藝在國內(nèi)外均己成熟和標(biāo)準(zhǔn)化,已得到廣大用戶的 認(rèn)可 ; 但 AC/DC變換器因其自身特性,使得在模塊化的進(jìn)程中遇到較復(fù)雜的技術(shù)和工藝制造 問題。以下分別對(duì)兩類開關(guān)電源作簡(jiǎn)要地介紹。(1 DC/DC變換器隨著電力電子的發(fā)展,開關(guān)電源的 DC/DC變換器型式和種類越

13、來越多,主要類型為:反激式:電路拓?fù)浜?jiǎn)單,元件數(shù)少,因此成本較低。但該電路變換器的磁芯單向磁化, 利用率低, 而且開關(guān)器件承受的電流峰值很大, 廣泛用于數(shù)瓦至數(shù)十瓦的小功率開關(guān)電源中。 特別是其不需要輸出濾波電感,成為小功率多路輸出開關(guān)電源優(yōu)先考慮的拓?fù)湫问?3。 正激式 :拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)形式和反激式變換器相似,雖然磁芯也是單向磁化,卻存在著嚴(yán)格 意義上的區(qū)別,變壓器僅起電氣隔離作用,而且電路變壓器的工作點(diǎn)僅處于磁化曲線的第 1象限,沒有得到充分的利用,因此同樣的功率,其變換器體積、重量和損耗大于半橋式、全 橋式、推挽式變換電路。廣泛用于功率為數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的開關(guān)電源中。半橋式:電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜,但

14、磁芯利用率高,沒有偏磁的問題,且功率開關(guān)管的耐 壓要求低,不超過線路的最高峰值電壓。克服了推挽式的缺點(diǎn)。適合數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的開關(guān) 電源中,高輸入電壓的場(chǎng)合。全橋式:電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜,但在所有隔離型開關(guān)電源中,采用相同電壓和電流容量的開 關(guān)器件時(shí),全橋型電路可以達(dá)到最大的功率,目前,全橋型電路多被用于數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的 各種工業(yè)用開關(guān)電源中。推挽式:電路形式實(shí)際上是兩只對(duì)稱正激式變換器的組合,只是工作時(shí)相位相反。變 壓器的磁芯雙向磁化,因此相同鐵芯尺寸的輸出功率是正激式的近一倍,但如果加在兩個(gè)原 邊繞組上的 V-S 極稍有偏差就會(huì)導(dǎo)致鐵芯偏磁現(xiàn)象的產(chǎn)生,應(yīng)用時(shí)需要特別注意。適合中功 率輸出。(2 AC

15、/DC變換AC/DC變換電路是指能夠直接將交流電能變換為直流電能的電路,泛稱整流電路。 AC/DC變換器輸入為 50/60HZ的交流電, 其頻率為工頻, 以致整流濾波時(shí)需要體積較大的濾 波電容器,另外,整流器和電容濾波電路是一種非線性元件和儲(chǔ)能元件的組合,因此,雖然 輸入交流電壓為正弦波, 但輸入交流電流波形卻嚴(yán)重畸變, 呈脈沖狀。 交流輸入側(cè)必須加 EMC 濾波及使用符合安全標(biāo)準(zhǔn)的元件, 這樣就限制 AC/DC電源體積的小型化; 同時(shí), 由于內(nèi)部的 高頻、高壓、大電流開關(guān)動(dòng)作,使得解決電磁兼容 (EMC問題難度加大,也就對(duì)內(nèi)部高密度 電路設(shè)計(jì)提出了很高的要求,從而限制了 AC/DC變換的模塊

16、化。2.按控制方式分開關(guān)電源按控制方式主要可分為電壓控制和電流控制, 以對(duì)這兩種控制方法做簡(jiǎn)要介紹。 (1電壓控制型基本原理目前開關(guān)電源普遍采用電壓型脈寬調(diào)制 (PWM4, 其結(jié)構(gòu)框圖如圖 1.1所示。 從圖可以看 出,電壓型控制方法是利用電源輸出電壓 U O 與基準(zhǔn)電壓 Uref 進(jìn)行比較,并將比較的結(jié)果放 大生成誤差電壓 Ue 。 誤差電壓與振蕩器生成的鋸齒波 Ur 進(jìn)行比較生成一脈寬與 Ue 大小成正 比的方波,該方波經(jīng)過鎖存器和驅(qū)動(dòng)電路 (圖中未畫出驅(qū)動(dòng)電路 來驅(qū)動(dòng)開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷, 以實(shí)現(xiàn)開關(guān)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。電壓型控制方法只有一個(gè)控制環(huán),因而設(shè)計(jì)和分析相對(duì) 比較簡(jiǎn)單。由于鋸齒

17、波的幅值比較大,所以抗干擾能力比較強(qiáng)。但最大缺點(diǎn)是在控制過程中 電源電路內(nèi)的電流值沒有參與進(jìn)去。因開關(guān)電源的輸出電流是要流經(jīng)電感的,故對(duì)信號(hào)電壓 有 900的相位延遲,然而對(duì)于穩(wěn)壓電源來說,應(yīng)當(dāng)考慮電流的大小,以適應(yīng)輸出電壓的變化 和負(fù)載的需求,從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的,因此,僅采用輸出電壓采樣的方法其響應(yīng)速 度慢穩(wěn)定性差甚至在大信號(hào)變化時(shí)會(huì)產(chǎn)生振蕩,造成功率管損壞等故障。 圖 1.1電壓控制型結(jié)構(gòu)框圖(2電流控制型電流控制型正是針對(duì)電壓控制型的缺點(diǎn)發(fā)展起來的,其原理框圖如圖 1.2所示,它除了 保留電壓控制型的輸出電壓反饋外,又增加了一個(gè)電流反饋環(huán)節(jié)。所謂電流控制型就是在脈 寬比較器的輸入

18、端將電流采樣信號(hào)與誤差放大器的輸出信號(hào)進(jìn)行比較,以此來控制輸出脈沖 的占空比,使輸出的峰值電流跟隨誤差電壓變化。其工作原理是采用恒頻時(shí)鐘脈沖置位鎖存器輸出脈沖驅(qū)動(dòng)功率管導(dǎo)通,使電源回路中的 電源脈沖逐漸增大,當(dāng)電流在采樣電阻 R 上的幅度達(dá)到 Ue 時(shí),脈寬比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn),鎖位 器復(fù)位,驅(qū)動(dòng)撤除,功率管截止,這樣逐個(gè)檢測(cè)和調(diào)節(jié)電流脈沖,就可達(dá)到控制電源脈沖的 目的。電流控制型的主要優(yōu)點(diǎn)是:線性調(diào)整率非常好,可與優(yōu)良的線性穩(wěn)壓器相媲美。明顯的改善了負(fù)載調(diào)整率,因?yàn)檎`差放大器專門用于控制由于負(fù)載變化而造成的輸出 電壓的變化。特別是使輕載時(shí)電壓升高的幅度大大減少。從 1/3負(fù)載至滿載,負(fù)載調(diào)整率降

19、至 8%, 2/3負(fù)載至滿載,負(fù)載調(diào)整率降至 3%以下。簡(jiǎn)化了過流保護(hù)電路。由于 R 上感應(yīng)出峰值電感電流,所以自然形成脈沖限流電路。 這種峰值電感電流感應(yīng)檢測(cè)技術(shù)可以靈敏的限制最大輸出電流,所以整個(gè)開關(guān)電源中的磁性 元件和功率元件不必設(shè)計(jì)較大的裕量,就能保證穩(wěn)壓電源工作可靠,成本降低。誤差放大器的外補(bǔ)償電路簡(jiǎn)化,改善了頻響,具有更大的增益。由于電感電流是連續(xù) 的,所以 R 上檢測(cè)出的峰值電流能代表平均電流。整個(gè)電路可看做是一個(gè)誤差電壓控制電流 源。轉(zhuǎn)換器的幅頻特性由雙極點(diǎn)變成單節(jié)點(diǎn),因而可以改善整個(gè)穩(wěn)壓器的特性。 圖 1.2 電流控制型原理框圖1.2本課題選題的現(xiàn)實(shí)意義隨著開關(guān)電源的發(fā)展,電

20、源的小型化、模塊化、綠色化越來越受到人們的關(guān)注。以致于 20世紀(jì) 90年代中期,單片開關(guān)電源問世了。美國電源集成 (PI公司率先于 1994年研制成三 端隔離式脈寬調(diào)制型單片開關(guān)電源。 其第一代產(chǎn)品為 TOPSwitch 系列, 隨后于 1997年, 2000年 1月和 11月相繼推出了 TOPSwitch-II 系列, TOPSwitch-XF , TOPSwitch-GX 系列。這幾 種芯片都為電流控制型芯片, 該系列芯片集 PWM 信號(hào)控制電路和功率開關(guān)器件 MOSFET 于 一體。該系列開關(guān)電源集成電路有高集成度、高性能價(jià)格比、最簡(jiǎn)外圍電路、最佳性能指標(biāo) 等特點(diǎn),能構(gòu)成高效率無工頻變壓

21、器的隔離式開關(guān)電源。鑒于電流控制型有電壓控制型無與 倫比的優(yōu)點(diǎn)。所以,本課題選擇了基于 TOPSwitch-II 芯片控制的單端反激式開關(guān)電源。 單片開關(guān)集成芯片一經(jīng)問世便顯示出強(qiáng)大的生命力,目前已成為國際上開發(fā) 290W 以下 中、 小功率開關(guān)電源、 精密開關(guān)電源、 特種開關(guān)電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。 TOPSwitch-II 系列產(chǎn)品優(yōu)點(diǎn)如下:(1采用高壓 CMOS 電路的先進(jìn)技術(shù), 實(shí)現(xiàn)高壓 MOSFET 與低壓控制電路的單片集成化, 將 PWM 控制系統(tǒng)的全部功能集成到三端芯片中;(2它屬于漏極開路輸出并且利用電流來線性調(diào)節(jié)占孔比的電源變換器,即電流控制型開 關(guān)電源;(3輸入交流電

22、壓和頻率的范圍極寬;(4此芯片只有 3個(gè)引出端,可以同三端線性集成穩(wěn)壓器相媲美,能以最簡(jiǎn)方式構(gòu)成無工 頻變壓器的反激式開關(guān)電源;(5外圍電路簡(jiǎn)單、效率高、成本低;(6若將它配以低壓差線性集成穩(wěn)壓器,則可構(gòu)成一種新型復(fù)合式開關(guān)電源,既保留了開 關(guān)電源體積小、效率高之優(yōu)點(diǎn),又具有線性穩(wěn)壓電源穩(wěn)定性好、紋波電壓低等優(yōu)良特性;(7開關(guān)頻率高達(dá) 110KHz ,采用這種芯片能夠降低開關(guān)電源所產(chǎn)生的的電磁干擾;(8其工作溫度范圍為 070,芯片最高結(jié)溫為 135。1.3研究的主要內(nèi)容及工作1.研究的工作本課題研究的是基于 TOPSwitch-II 芯片的開關(guān)電源,主要有以下工作:(1 分析電流型反激式開關(guān)

23、電源的工作原理,并介紹了電流控制型中的峰值電流型控制 方法的優(yōu)缺點(diǎn)。(2進(jìn)行電流型反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)。(3元器件的選型及制作,包括變壓器的繞制、穩(wěn)壓器及光耦合器的選型、其他元器件參 數(shù)的確定。(4電路圖的搭建及制作。(5對(duì)電路輸出紋波和電源損耗進(jìn)行分析并提出改善措施。(6對(duì)電路進(jìn)行測(cè)試。2.課題擬解決的主要問題電壓型控制方法只有一個(gè)控制環(huán),因而設(shè)計(jì)和分析相對(duì)比較簡(jiǎn)單。由于鋸齒波幅值比較 大,所以抗干擾能力比較強(qiáng)。其主要缺點(diǎn)是輸入或輸出的變化只能在輸出改變時(shí)才能檢測(cè)到 并反饋回來進(jìn)行糾正,因此響應(yīng)速度比較慢,造成輸出電壓穩(wěn)定性差 ; 另外,傳統(tǒng)開關(guān)電源的 開關(guān)功率管與控制芯片是分開的,這

24、樣做成的開關(guān)電源體積大、外圍電路復(fù)雜。本課題設(shè)計(jì) 的基于 TOPSwitch-II 的開關(guān)電源可以解決以上問題。使電源具有外圍電路簡(jiǎn)單、體積小、輸 出電壓穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)。3.課題的創(chuàng)新點(diǎn)與難點(diǎn)(1課題創(chuàng)新點(diǎn)本課題設(shè)計(jì)的基于 TOPSwitch-II 的開關(guān)電源與傳統(tǒng)的開關(guān)電源相比,有電壓調(diào)整率好、 系統(tǒng)穩(wěn)定性高、動(dòng)態(tài)特性得到改善等優(yōu)點(diǎn);并在電源后級(jí)增加了一個(gè)三端線性穩(wěn)壓器(FH78L12,使輸出電壓更平穩(wěn),而且輸出紋波電壓較小。(2課題的難點(diǎn)本課題設(shè)計(jì)的開關(guān)電源頻率較高、體積小,所以在研制時(shí)主要存在以下幾個(gè)難點(diǎn):開關(guān)損耗隨電源開關(guān)頻率的升高而增大,如何較好地降低開關(guān)損耗是一個(gè)難點(diǎn)。 電源開關(guān)頻率高

25、,高頻變壓器繞制較復(fù)雜。第 2章 電流型反激式開關(guān)電源的工作原理2.1引 言隨著電流型控制技術(shù)的不斷發(fā)展和日臻完善,電流型反激式開關(guān)電源以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、無 輸出濾波電感、易實(shí)現(xiàn)多路輸出等優(yōu)越性廣泛應(yīng)用于小功率多輸出的場(chǎng)合 5。由于反激式開 關(guān)電源的功率開關(guān)管 MOSFET 在截止期間承受的最大電壓較高,適于高輸入電壓的應(yīng)用場(chǎng) 合,因此本文設(shè)計(jì)適合高輸入電壓應(yīng)用場(chǎng)合的單端反激式開關(guān)電源。開關(guān)電源設(shè)計(jì)中常用的控制方法主要有電壓型和電流型。電流型控制方法是近十年來發(fā) 展起來的一種新穎的控制方法,按頻率是否恒定可分為:恒頻控制和變頻控制兩種,后者又 可進(jìn)一步分為恒導(dǎo)通時(shí)間和恒關(guān)斷時(shí)間兩種。其中恒頻控制應(yīng)

26、用較多。按控制對(duì)象的不同可 以分為:峰值電流控制、電流滯環(huán)控制和平均電流控制,前者的電路實(shí)現(xiàn)比后者簡(jiǎn)單。 本章首先根據(jù)電流型單端反激式開關(guān)電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖介紹其工作原理,然后對(duì)峰值 電流控制方法作進(jìn)一步深入分析。2.2電流型反激式開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)框圖由 TOPSwitch -II 芯片構(gòu)成的單端反激式開關(guān)電源框圖如圖 2.1所示。它主要包括:輸入整 流濾波電路、主變換電路、輸出濾波電路、電壓和電流采樣反饋控制電路及控制電路。其中控 制電路是 TOPSwitch -II 芯片來實(shí)現(xiàn)電流型控制電路的功能。 圖 2.1由 TOPSwitch-II 芯片構(gòu)成的單端反激式開關(guān)電源框圖電源簡(jiǎn)要工作原理如下

27、:交流電 Ui 經(jīng)輸入整流濾波電路后輸入到高頻變壓器一次側(cè), 電 壓經(jīng)反激后,二次側(cè)上的高頻電壓經(jīng)過輸出整流濾波電路整流濾波后,獲得輸出電壓 U O 。圖 中鉗位電路是用來吸收高頻變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓,從而保護(hù)了 TOPSwitch-II 中功率管不被尖峰電壓燒毀。 穩(wěn)壓管和光耦合器組成反饋電路。 輸出電壓 U O 的穩(wěn)壓原理如下:當(dāng)由 于某種因致使 U O 上升, 則光耦中發(fā)光二極管的電流升高, 經(jīng)過光耦后, 使光耦中的接收管電 流也升高,使得 TOPSwitch-II 控制端電流升高,經(jīng) TOPSwitch-II 內(nèi)控制后,使控制脈寬占空 比降低,導(dǎo)致 U O 下降,從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓目的

28、;反之,當(dāng) U O 下降時(shí)也一樣穩(wěn)定。電流型控制技術(shù)是針對(duì)電壓型的缺點(diǎn)發(fā)展起來的一種新穎的控制思想,它以獨(dú)特的優(yōu)越 性替代電壓型控制被廣泛應(yīng)用于正激、 反激及推挽式等 DC/DC功率變換器的控制電路中, 雖 然這種控制方法優(yōu)點(diǎn)較突出,但也存在一些缺點(diǎn)。電流型控制方法可分為三種形式,即峰值電流控制、電流滯環(huán)控制以及平均電流控制。 由于電流滯環(huán)控制方法存在負(fù)載的大小對(duì)開關(guān)頻率影響甚大的問題,而平均電流型控制電路 實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜,所以本設(shè)計(jì)是采用峰值電流控制方法。下面對(duì)峰值電流型控制的特點(diǎn)進(jìn)行介紹。2.3峰值電流型控制方法的特點(diǎn)1.抵抗輸入電壓變化的能力輸入電壓變化時(shí), 由于副邊輸出電壓與副邊繞組的峰值

29、電壓及功率管的導(dǎo)通時(shí)間成正比, 為維持輸出電壓恒定必須改變占空比。電流型固有的輸入電壓前饋特性,使由于輸入電壓的 瞬態(tài)變化而導(dǎo)致輸出電壓瞬態(tài)變化的周期和幅值均減小,進(jìn)而改善動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)特性。假使輸入 電壓升高,原邊繞組電感電流的上升斜率增大,進(jìn)而電流檢測(cè)信號(hào)的上升斜率增大,較快的 電流上升斜率可提前達(dá)到給定的電流基準(zhǔn)值,使占空比減小,快速實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定輸出電壓的目 的。而在電壓型控制電路中,由于僅監(jiān)控輸出電壓,輸入電壓的變化只能通過所采樣的輸出 電壓反映出來,所以調(diào)節(jié)過程比電流型控制要慢。2.改善輸出負(fù)載電流的調(diào)節(jié)電流型控制能更好的改善輸出負(fù)載電流的變化。若主輸出負(fù)載電流迅速增大,主輸出電 壓也同步變

30、化,通過電壓反饋環(huán)獲得的誤差電壓信號(hào)立即減小,此時(shí)電流檢測(cè)信號(hào)將提前達(dá) 到誤差電壓,使占空比減小,以適應(yīng)負(fù)載變化要求,反之亦然。值得注意的是系統(tǒng)對(duì)負(fù)載電 流變化的響應(yīng)速度和誤差放大器的帶寬有關(guān)。3.簡(jiǎn)化反饋環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)電流型控制時(shí),電流控制內(nèi)環(huán)即脈沖檢測(cè)電路的峰值電流,用小信號(hào)法進(jìn)行系統(tǒng)的穩(wěn)定 性分析時(shí), 會(huì)發(fā)現(xiàn)輸出電感好像不存在, 電路像有一恒流源為負(fù)載電阻和輸出電容提供電流, 開關(guān)變換器成為一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)。一階系統(tǒng)只有單個(gè)極點(diǎn)和 90°的相位滯后,消除了 輸出電感帶來的極點(diǎn)和系統(tǒng)的二階特性,因而很容易不受約束而得到大的開環(huán)增益和完善的 小信號(hào)、大信號(hào)特性,簡(jiǎn)化了反饋環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)

31、,增強(qiáng)了反饋系統(tǒng)抗輸入輸出擾動(dòng)能力,提高 了系統(tǒng)可靠性。4.自動(dòng)消除變壓器偏磁的能力偏磁主要發(fā)生在推挽式和全橋變換器電路,對(duì)反激式、正激式變換器而言,其變壓器加 有氣隙及磁恢復(fù)繞組,變壓器的磁芯不會(huì)因嚴(yán)重偏磁飽和而產(chǎn)生電流尖峰而導(dǎo)致電路無法正 常工作。5.具有自動(dòng)限流作用,可靠性高電流型對(duì)瞬態(tài)沖擊電流的反向抑制作用及最大電流值限幅設(shè)定,使得通過功率開關(guān)管的 最大電流得到限制,因此電路的限流能力及抗短路沖擊能力強(qiáng),過載保護(hù)和短路保護(hù)措施得 到簡(jiǎn)化 6。雖然峰值電流型控制較好的解決了系統(tǒng)穩(wěn)定性和快速性問題,但控制方法也存在一些不 足之處:(1當(dāng)占空比大于 5%時(shí),由于電感電流上升斜率不夠大,但電感

32、電流中通常含有一些開 關(guān)過程產(chǎn)生的噪聲信號(hào),容易造成比較器的誤動(dòng)作,可能導(dǎo)致抗干擾能力差。(2該控制方法是電感電流的峰值而不是電感電流的平均值,并且兩者之間的差值隨著電 感電流的上升率和下降率的不同而改變。第 3章 開關(guān)電源的設(shè)計(jì)與硬件實(shí)現(xiàn)3.1方案設(shè)計(jì)高頻開關(guān)電源以其體積小,重量輕變換效率高等優(yōu)點(diǎn)被廣泛用于計(jì)算機(jī)、通信設(shè)備、控 制裝置及家用電器等電子設(shè)備中。目前各種新的電力電子器件、電磁材料、變換技術(shù)、控制 理論及軟件被不斷應(yīng)用于開關(guān)電源領(lǐng)域來進(jìn)一步提高效率,減小體積,降低成本,來滿足不 斷提高的使用要求。本設(shè)計(jì)中該電路輸出功率為 20W ,輸出直流電壓為 +12V?？稍诮涣鬏斎腚妷?185

33、-265V 范圍內(nèi)自動(dòng)穩(wěn)壓。交流電經(jīng)整流濾波后,產(chǎn)生一個(gè)直流脈動(dòng)電壓,輸入到變壓器初級(jí)線圈的 一端和芯片的漏極。 D1和 VS1構(gòu)成鉗位保護(hù)電路,用來抑制功率器件開關(guān)時(shí),由于變壓器 漏感引起的尖峰電壓的沖擊,以保護(hù)功率開關(guān)管。 D2為輸出整流管, C3為儲(chǔ)能電容, L2和 C6組成功率開關(guān)管所需的偏置電壓。 TL431并聯(lián)穩(wěn)壓器內(nèi)部集成了一個(gè) 2.5V 的精密基準(zhǔn)電 壓、 運(yùn)算放大器和驅(qū)動(dòng)器, 作次級(jí)基準(zhǔn)誤差放大器用。 輸出電壓經(jīng) R5、 R6分壓取樣后與 TL431的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓相比較,控制光耦的輸入電流,光耦 IC2不僅對(duì)輸入輸出起隔離作用,而且 通過控制開關(guān)管控制極電流 I C 的大小,

34、 來控制輸出脈沖寬度, 達(dá)到穩(wěn)壓的目的。 C2用來減少 輸入電源引進(jìn)的高頻干擾。 R3和 C6用來濾掉來自光耦的噪聲電流,并設(shè)定了自動(dòng)重新再啟 動(dòng)的周期。 R2限定了光耦二極管的電流并限定控制回路的直流增益 7。附錄是基于 TOPSwitch -II 芯片的單片開關(guān)電源的原理圖。3.2TOPSwitch-II 芯片簡(jiǎn)介本文采用的控制芯片是美國電源集成公司生產(chǎn)的 TOPSwitch-II 系列芯片,該系列芯片具 有高集成度、高性能價(jià)格比、最簡(jiǎn)外圍電路、最佳性能指標(biāo)等優(yōu)點(diǎn) 8。TOPSwitch-II 芯片外部有三個(gè)控制管腳,分別是 C(控制端 , D(漏極 , S (源極即電源 公共端,也是控制

35、電路的基準(zhǔn)點(diǎn)。共有三種封裝方式 TOP-220、 DIP-8、 SMD-8, 其引腳功能 如圖 3.1所示。 圖 3.1 TOPSwitch-II 的管腳封裝圖CONTROL 腳:誤差放大器或反饋電流的輸入端。該端的輸入電流可控制占空比。芯片 內(nèi)部連接于該端的分流式穩(wěn)壓器在正常工作期間能夠?yàn)閮?nèi)部的電路提供偏置電流。該端也為 關(guān)閉觸發(fā)器的輸入端。 另外, 該端還可作為電源旁路、 自動(dòng)復(fù)位啟動(dòng) /補(bǔ)償電容的外部連接端。 SOURCE 腳:芯片內(nèi)部 MOSFET 功率開關(guān)的源極引出端, 也是初級(jí)側(cè)電路的公共接地端, 或電源回零端,或基準(zhǔn)參考點(diǎn)。另外,該端被芯片內(nèi)部連接于自帶的金屬散熱片上。DRAIN

36、 腳:芯片內(nèi)部輸出端 MOSFET 高壓功率開關(guān)的漏極引出端。在上電啟動(dòng)期間, 該端通過內(nèi)部的一個(gè)高壓開關(guān)電流源為其內(nèi)部電路提供偏置電流。芯片參數(shù)如表 3.1所示:表 3.1芯片參數(shù)Table3.1 Chip parameters TOPSwitch-II 內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖 3.2所示,它主要包括控制電壓源、帶隙基準(zhǔn)電壓源、高壓 電流源、振蕩器、并聯(lián)調(diào)整器 /誤差放大器、脈寬調(diào)制器、門驅(qū)動(dòng)級(jí)和輸出級(jí)、過熱保護(hù)及上 電復(fù)位電路、過電流保護(hù)電路、關(guān)斷 /自動(dòng)重啟動(dòng)電路。1. 控制電壓源控制電壓源主要用于向并聯(lián)調(diào)整器和門驅(qū)動(dòng)級(jí)提供偏置電壓。它有兩種工作模式,一種 是滯后調(diào)節(jié)模式,用于啟動(dòng)和過載這兩種情況

37、,具有延遲控制作用; 另一種是并聯(lián)調(diào)節(jié)模式, 用于分離誤差信號(hào)和控制電路的高壓電流源。2. 帶隙基準(zhǔn)電壓源帶隙基準(zhǔn)電壓源除內(nèi)部提供各種基準(zhǔn)電壓之外,還產(chǎn)生一個(gè)具有溫度補(bǔ)償并可調(diào)整的電 流源,來精確設(shè)定振蕩器頻率和門驅(qū)動(dòng)級(jí)電流。3. 高壓電流源在啟動(dòng)或啟動(dòng)之后的調(diào)節(jié)模式下,高壓電流源可經(jīng)過電子開關(guān)給內(nèi)部電路提供偏置,并 對(duì)控制端與源極之間的旁路電容進(jìn)行充電。電源正常工作時(shí),電子開關(guān)改接內(nèi)部電源,并將 高壓電流源關(guān)斷。4. 振蕩器內(nèi)部振蕩電容在所設(shè)定的上、下閥值電壓之間周期性的線性充放電,產(chǎn)生了脈寬調(diào)制所 需要的鋸齒波,與此同時(shí)還產(chǎn)生最大占空比信號(hào)和時(shí)鐘信號(hào)。為減小電磁干擾,提高電源效 率,開關(guān)頻

38、率設(shè)計(jì)為 100kHz ,通過調(diào)節(jié)基準(zhǔn)電流可提高頻率準(zhǔn)確度。5. 并聯(lián)調(diào)整器 /誤差放大器并聯(lián)調(diào)整器的作用是當(dāng)加到控制端的反饋電流超過所需電流值時(shí),通過并聯(lián)調(diào)整器進(jìn)行 分流,從而保證控制電壓為典型值 5.7V 。誤差放大器的通向輸入端接 5.7V 作為參考電壓, 輸出端接一只 P 溝道場(chǎng)效應(yīng)管,起緩沖放大作用。反相輸入端接控制極反饋取樣電壓,誤差 放大器的增益由控制端的動(dòng)態(tài)阻抗設(shè)定。6. 脈寬調(diào)制器脈寬調(diào)制器是電流反饋式控制電路。它具有下述兩層含義:(1改變控制端電流的大小, 能連續(xù)調(diào)節(jié)脈沖占空比, 實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制。 D 與 I C 呈線性關(guān)系。 當(dāng) I C 上升時(shí) D 就下降;反之左下降時(shí) D

39、 就上升,成反比關(guān)系。(2差電壓 Ur 由 R A 、 C A 組成的頻率為 7kHz 的低通濾波器, 濾掉開關(guān)電壓噪聲后加至 PWM 比較器的同向輸入端和鋸齒波電壓進(jìn)行比較 , 產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號(hào) U PWM 。 U PWM 通過與門、或門 之后,可將觸發(fā)器 I 置零 , 使 Q=0,把功率 MOSFTE 關(guān)斷;而時(shí)鐘信號(hào)再把觸發(fā)器置位,使 Q=1,又使功率 MOSFET 導(dǎo)通,從而實(shí)現(xiàn)了脈寬調(diào)制信號(hào)的功率輸出。時(shí)鐘信號(hào)還起到同步 作用。7. 門驅(qū)動(dòng)級(jí)和輸出級(jí)門驅(qū)動(dòng)級(jí)用于驅(qū)動(dòng)功率管,按規(guī)定的開關(guān)頻率在一定時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。漏 -源極通態(tài)電阻與產(chǎn) 品型號(hào)及芯片結(jié)溫有關(guān)。8. 過熱保護(hù)及上電復(fù)位電路當(dāng)芯

40、片結(jié)溫大于 135度時(shí), 過熱保護(hù)電路就輸出高電平, 將觸發(fā)器置位并關(guān)斷輸出級(jí)。 此時(shí) U C 進(jìn)入滯后調(diào)節(jié)模式 U C 端波形也變成鋸齒波。若要重新啟動(dòng)電路,需斷電后再接通電 源開關(guān),或?qū)?U C 降至 3.3V 以下,再利用上電復(fù)位電路將觸發(fā)器置零,使功率開關(guān)管恢復(fù)正 常工作。9. 過電流保護(hù)電路過電流比較器的反相輸入端極限電壓,同相輸入端接功率開關(guān)管的漏極, I D 過大時(shí),過 電流比較器就翻轉(zhuǎn),輸出變成高電平,經(jīng)過 D A2, D O ,將觸發(fā)器置零,進(jìn)而使功率開關(guān)管 關(guān)斷,起到過電流保護(hù)。10. 關(guān)斷 /自動(dòng)重啟動(dòng)電路為了減少芯片的功耗,在電路調(diào)節(jié)失控時(shí),關(guān)斷 /自動(dòng)重啟動(dòng)電路會(huì)立即

41、以 5%的占空比 接通和關(guān)斷電源,故障排除后,控制電壓又回到并聯(lián)調(diào)節(jié)模式,此后自動(dòng)重啟動(dòng)電源恢復(fù)正 常工作,啟動(dòng)頻率為 1.2Hz 。 圖 3.2 TOPSwitch芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)3.3功率要求和性能指標(biāo)計(jì)算(1輸入電壓:Uac=220V(1±15% V(2輸出電壓:U O =12V(3輸出電流:I O =1.67A(4輸出功率:P O =20W(5輸出電壓頻率:f =50Hz(6開關(guān)頻率:100kHz(7電壓紋波:±60mv(8電壓調(diào)整率:S V =±1%(9電壓效率:n =85%(10工作溫度范圍:T A =050(11損耗因數(shù)(指二次繞組損耗與功率總損耗的比值

42、:0.5最大占空比 Dmax 是設(shè)計(jì)電路的一個(gè)重要參數(shù), 它對(duì)輸出二極管的耐壓與輸出保持時(shí)間、 功率開關(guān)管、變換率和輸出濾波器的大小等都有很大的影響。本設(shè)計(jì)中的 Dmax 選擇 0.5,則 最大導(dǎo)通時(shí)間可算出為:T ON max=TS ×Dmax=10us ×0.5=5us在輸入端先通過 EMI 濾波器來防止電磁干擾 9,能夠有效抑制電網(wǎng)噪聲提高電源的抗干 擾能力及系統(tǒng)的可靠性。在附錄 A 中的電路圖中 C1、 L1即為初級(jí)濾波器 整流橋額定的有效值電阻 R 應(yīng)滿足式:I BR 2I RMS (I RMS 為輸入有效值電流輸出整流電路如圖 3.3所示,輸出整流二極管的選擇取

43、決于每個(gè)元件承受的最大電壓, 承受的最大峰值下向電流及流過的平均電流和有效電流值。反激式功率變換器中所使用的輸 出整流二極管主要在開關(guān)功率管截止期間導(dǎo)通,具有提供全部的輸出負(fù)載電流的能力 10。 輸出整流管宜采用肖特基二極管,肖特基二極管是利用金屬和半導(dǎo)體接觸產(chǎn)生的勢(shì)壘作 用的二極管, 它是以多數(shù)載流子工作的, 因而在開關(guān)時(shí)沒有少數(shù)載流子存儲(chǔ)電荷和移動(dòng)效應(yīng)。 其壓降低、正向?qū)〒p耗小,能提高電源效率。此外肖特基二極管反向恢復(fù)時(shí)間短,在降低反向恢復(fù)損耗以及消除輸出電壓紋波方面有明顯的優(yōu)勢(shì)。本電源的輸出濾波電容 C3選為220u/35V。圖 3.3 輸出整流電路1. 輸出整流器的額定電流對(duì)于反激變

44、換器,在電流斷續(xù)工作狀態(tài)下,流過整流器的電流峰值為輸出電流平均值的 3倍以上,因此在選擇輸出整流器時(shí),應(yīng)以輸出電流平均值的 3-5倍作為輸出整流器的額定電 流。2. 輸出整流器的額定電壓在電流完全斷續(xù)工作狀態(tài)下(整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)均工作在電流斷續(xù)狀態(tài),輸出整流 Uinmax 最高輸入電壓Dmax 最大占空比n 變壓器變比最大占空比為 0.5,輸入電壓變化范圍為 1.5倍時(shí),輸出整流器的反向電壓峰值為輸出電 壓的 3.25倍,實(shí)際應(yīng)用時(shí)可以選擇5倍,這樣輸出 12V 電壓,可以選定額定電壓 60V 的肖 特基二極管。濾波電容、電感是組成濾波電路的重要器件。需要指出的是電容、電感通常不是理想的 電

45、容電感,“實(shí)際”電感和電容器還存在許多寄生參數(shù)。它們的實(shí)際結(jié)構(gòu)圖模型圖分別如圖3.4和圖 3.5所示。圖 3.4中的電感 Lsel 是由電容器的引腳電感與電容器兩個(gè)極板的等效電感串聯(lián)構(gòu)成的。 等效串聯(lián)電感及等效串聯(lián)電阻的存在,使電容器的阻抗不再與頻率成反比,當(dāng)頻率達(dá)到一定 值時(shí),其阻抗將出現(xiàn)最小值,隨后隨著頻率的升高,電容器將呈現(xiàn)感性,失去應(yīng)有的作用; Resr 是由電容器的引腳電阻以及電容器極化損耗、電離損耗的等效電阻相串聯(lián)構(gòu)成的。當(dāng)有 交流電流通過電容器, Resr 使電容器消耗能量, 其值是電容器品質(zhì)因數(shù)的函數(shù); RL 為并聯(lián)泄 漏電阻,是介質(zhì)材料電阻率的函數(shù)。在輸出濾波器中,電解電容通

46、過的鋸齒波電流頻率一般 達(dá)幾百 kHz 濾波電容的容抗與工作頻率成反比。此時(shí),電容器容量己不是主要指標(biāo),而電容 器的阻抗、等效電阻、等效電感等參數(shù)則是衡量其質(zhì)量的重要依據(jù)。在低頻時(shí)主要是容抗起 作用,而在高頻時(shí)主要是感抗起作用。普通電解電容的介質(zhì)電器性能溫度特性、頻率穩(wěn)定性 較差,只適用于低頻或要求不高的場(chǎng)合。為了得到較小的等效電感,可采用實(shí)心膽電容,或 用多個(gè)電容并聯(lián)亦可 11。 圖 3.4電容器的實(shí)際模型圖 3.5為電感的實(shí)際模型圖, R 為線圈繞組的銅線電阻, C 為繞組間的分布電容。 在電源 輸出濾波中,濾波電感與濾波電容一起對(duì)整流后脈沖方波起平滑作用。從濾波電感的等效電 路看,濾波電

47、感的最高使用頻率決定于等效電容和電感形成的并聯(lián)諧振點(diǎn)。在高頻工作狀態(tài) 下,鐵芯損耗大,需采用電阻率非常大的鐵氧體磁芯。圖 3.5電感的實(shí)際模型在功率 MOSFET 關(guān)斷瞬間,高頻變壓器漏感會(huì)產(chǎn)生尖峰電壓 VL ,另外在初級(jí)繞組上還 會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電壓 (即反向電動(dòng)勢(shì) V OR ,兩者疊加在直流輸入電壓上,加至內(nèi)部功率開關(guān)管的漏 極上。這就要求功率開關(guān)管至少能承受 700V 高壓,同時(shí),如圖 3.6所示,必須在漏極增加鉗 位保護(hù)電路, 利用瞬態(tài)電壓抑制器來吸收尖峰電壓的瞬間能量, 使 V OR +VIMAX +VL <700V,保護(hù) TOPSwitch-II 芯片不受損壞。將 V OR =15

48、8V, V IMAX =1.3×V ACmax =335V帶入得 V L <200V。因此 應(yīng)選擇鉗位電壓為 200V 的鉗位二極管, VS1采用 P6KE200型 TVS , Dl 采用 UF4005型超快 恢復(fù)二極管 (SRD。 在 MOSFET 截止瞬間, 初級(jí)極性則變?yōu)樯县?fù)下正, 此時(shí)尖峰電壓就被 VS1吸收掉 12。 圖 3.6初級(jí)鉗位保護(hù)電路 由于開關(guān)管頻率較高, fs=100kHz,故選擇 MOSFET ?？紤]最壞的情況下, 功率管的最大 正向工作電壓為 335V 。 由于嵌位二極管的作用功率管承受的最大反向截止電壓僅為最大直流 輸入電壓 335V 。 流過功率管

49、的峰值電流為 I IP =0.48A, 流過功率管的電流有效值為 I RMS =0.42A, 電流平均值為 0.22A ?？紤]裕量及二極管的反向恢復(fù)電流,同時(shí),為減小通態(tài)損耗,在考慮 成本的情況下,可以適當(dāng)選取較大電流定額?？紤]余量選耐壓 450V 以上的功率管。故選用 其電壓定額 700V ,電流定額為 1.1 A的 TOP-223Y 。3.4 高頻變壓器的設(shè)計(jì)和繞制方法1. 磁心的選擇通常 , 輸出功率和磁心截面積的經(jīng)驗(yàn)公式為 :t e P A . 0= (3.2式中 A e -變壓器磁心的有效面積 ,cm 2P t -高頻變壓器的輸入輸出平均值 , 5.80O t P P 將值代入式中得

50、 :227.705.8020. 0cm A e = 因此選擇 A e 值比較接近的 EE 型磁芯 , 它的 A e 為 1.19cm 2, 飽和磁通密度一般為 390mT2. 最低初級(jí)直流電壓 U s 的計(jì)算開關(guān)電源工作的最惡劣情況為交流輸入電壓最低 , 負(fù)載最大的時(shí)候 , 對(duì)于單相交流輸入 , 經(jīng) 二極管整流 , 電容濾波后的直流電壓 , 一般約為交流輸入電壓的 1.3倍 , 因此:V U s 2863. 1220=3. 工作時(shí) B 的選擇單端反激式變壓器的工作磁通密度 B 一般取飽和磁通密度值的一半,即:mT B B 19523902s = B s -最大磁感應(yīng)強(qiáng)度4. 初級(jí)匝數(shù)的計(jì)算由于

51、加在變壓器上的電壓波形是一個(gè)方波 , 在 MOSFET 導(dǎo)通時(shí) , 變壓器的伏秒值和初級(jí)的 匝數(shù)關(guān)系為:eon s p BA T U N = (3.3 式中 p N -初級(jí)匝數(shù)代入值 , 則(62119195. 05286匝 =p N 5. 次級(jí)匝數(shù)的計(jì)算由于該開關(guān)電源的輸出為 +12V, 設(shè)整流二極管壓降為 0.7V , 繞組壓降為 0.6V ,則:次級(jí)繞組電壓值為: 12+0.7+0.6=13.3V初級(jí)繞組伏 /匝數(shù) =匝 /(.6462286V N U P s = 次級(jí)繞組匝數(shù) =匝 (3.64.313 6. 輔助繞組匝數(shù)的計(jì)算根據(jù)手冊(cè) , 輔助電源的輸出電壓為 12V , 由于輔助電源

52、的電流不大 , 變壓器繞組的壓降可以 不計(jì) , 所以只考慮整流管的壓降 , 則:輔助電源的輸出為:12+V 輔助繞組匝數(shù)為: (匝 43.712=N (1 平均輸入電流的計(jì)算 A U P I s t s 82.0028685. 020=(3.4A T T I I on s s m 6.1051082.00=(3.5 式中 I m T on 時(shí)間內(nèi)的電流H I T U L p 90006.101052866m on s =- (3.6 式中 p L 初級(jí)電感(2 氣隙長度的計(jì)算p ep r g L A N L 2= (3.7式中 g L 氣隙長度r 7104-A e 磁心面積 ,mm 2代入值

53、, 則:mm L g 64. 0.901196210427=- 7. 磁芯的氣隙寬度 反激式開關(guān)變壓器在每個(gè)開關(guān)周期中,首先是初級(jí)先儲(chǔ)存能量,然后再傳遞到次級(jí),能 量的儲(chǔ)存其實(shí)是主要存儲(chǔ)在氣隙中,磁芯只起約束能量的作用。因此單端反激式變壓器的磁 芯,通常要加氣隙來解決磁通復(fù)位的問題,不但可使變壓器穩(wěn)定正常工作,還能增大電源的 輸出功率,減小變壓器的高頻磁芯損耗及發(fā)熱問題。高頻變壓器的結(jié)構(gòu)如圖 3.7所示。 N P 、 N S 、 N F 分別代表一次繞組、二次繞組和反饋繞組。 繞制高頻變壓器的順序如下 15:1. 繞制一次繞組首先用 3毫米寬的絕緣膠帶在骨架上纏繞一層, 然后纏繞兩層 (共 6

54、2匝 5.20 mm 的漆 包線,但兩層之間得加一層絕緣膠帶,然后一次繞組外面再加一層絕緣膠帶,作為一次繞組 與反饋繞組之間絕緣層。 圖 3.7 高頻變壓器的繞組2. 繞制反饋繞組把 5.2的漆包線用雙股并繞的方法繞 4匝,因?yàn)樵褦?shù)少,要求均勻繞制,占滿骨架, 以增加磁場(chǎng)的耦合程度、減小漏感。為提高絕緣性,在反饋繞組外面纏繞兩層絕緣膠帶,作 為反饋繞組與二級(jí)繞組的絕緣層。3. 繞制二次繞組用少 6.5mm 的漆包線雙股并繞 3匝 (均勻繞制并占滿骨架 ,最后在纏繞 23層絕緣 膠帶,作為最外層的絕緣材料。1. 降低高頻變壓器損耗(l直流損耗 :高頻變壓器的直流損耗是由線圈的銅損耗造成的。為提高

55、效率,應(yīng)盡量選擇 較粗的導(dǎo)線,并取電流密度 J=410A/mm2。(2交流損耗 :高頻變壓器的交流損耗是由高頻電流的集膚效應(yīng)以及磁芯的損耗引起的。 高 頻電流通過導(dǎo)線時(shí)總是趨向于從表面流過,這會(huì)使導(dǎo)線的有效流通面積減小,并使導(dǎo)線的交 流等效阻抗遠(yuǎn)高于銅本身的電阻。高頻電流對(duì)導(dǎo)體的穿透能力與開關(guān)頻率的平方根成反比, 為減小交流阻抗,導(dǎo)線半徑不得超過高頻電流可達(dá)深度的 2倍。比如,當(dāng) f=100kHz時(shí),導(dǎo) 線直徑理論上可取 .4=mm 。但為了減小集膚效應(yīng),實(shí)際可用更細(xì)的導(dǎo)線多股并繞,而不 應(yīng)用一根粗導(dǎo)線繞制。2. 減小高頻變壓器的漏感在設(shè)計(jì)高頻變壓器時(shí)必須把漏感減至最小。因?yàn)槁└杏?產(chǎn)生的尖

56、峰電壓幅度愈高, 漏極鉗位電路的損耗就愈大,這必然導(dǎo)致電源效率降低。減小漏感可采取以下措施:(l減小初級(jí)繞組的匝數(shù);(2增大繞組的寬度 (例如選 EE 型磁芯,以增加骨架的寬度 b ;(3增加繞組的高、寬比;(4減小各繞組之間的絕緣層;(5增加繞組之間的耦合程度。另外,為減小漏感,繞組應(yīng)按同心方式排列。當(dāng)次級(jí)匝數(shù)很少時(shí),為了增加與初級(jí)的耦 合,宜采用多股線平行并繞方式均勻分布在整個(gè)骨架上,以增加導(dǎo)線的流通面積。在開關(guān)電源的工作過程中,繞組的分布電容反復(fù)被充、放電,其上的能量都被吸收掉了。 分布電容不僅使電源效率降低,它還與繞組的分布電感構(gòu)成 LC 振蕩器,會(huì)產(chǎn)生振鈴噪聲。 初級(jí)繞組分布電容的影響尤為顯著。為減小分布電容,應(yīng)盡量減小每匝導(dǎo)線的長度,并將初 級(jí)繞組的始端接漏極,利用一部分初級(jí)繞組起到屏蔽作用,減小相鄰繞組的耦合程度。 3. 抑制高頻變壓器音頻噪聲高頻變壓器 EE 或 El 型磁芯之間的吸引力, 能使兩個(gè)磁芯發(fā)生位移 ; 繞組電流相互間的引 力或斥力,也能使線圈產(chǎn)生偏移。上述因素均會(huì)使高頻變壓器在工作時(shí)發(fā)出音頻噪聲。 10W 以下單片開關(guān)電源的音頻噪聲頻率約為 10kHz 20kHz