開關電源的基本工作原理

1、第一章 開關電源的基本工作原理開關電源是利用時間比率控制（Time Ratio Control,縮寫為TRC）的方法來控制穩(wěn)壓輸出的。按TRC控制原理，有以下三種方式：1) 脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation,縮寫為PWM）。開關周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。2) 脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）導通脈沖寬度恒定，通過改變開關工作頻率來改變占空比的方式。3) 混合調制導通脈沖寬度和開關工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。在目前開發(fā)和使用的開關電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調制型

2、。本設計采用的就是脈寬調制型開關穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見右圖。對于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計算，即Uo=UmT1/T式中Um 矩形脈沖最大電壓值；T 矩形脈沖周期；T1 矩形脈沖寬度。從上式可以看出，當Um與T不變時，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們設法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達到穩(wěn)定電壓的目的。1此外，為因應各種不同的輸出功率，開關電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（Full Bridg

3、e）、半橋式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓撲（Topology）結構。其中單端反激式開關電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20100，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調整率，應用較為廣泛。本設計采用的就是該方案，其典型的電路如圖所示。1圖1-1 反激式開關電源典型電路結構藉由PWM IC控制開關管的導通與否，配合次級側的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲存于在變壓器的能量傳遞給次級側，轉換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸４送飧淖冏?/p>

4、壓器初、次級的圈數(shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開關電源的核心，它通過取樣反饋閉環(huán)回路，調整高頻開關元件的開關時間比例即占空比，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。由于高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側，并且只有一個輸出端，而MOS開關功率管導通時，次級整流二極管截止，電能就儲存在高頻變壓器的初級電感線圈中；當MOS功率管關斷時整流二極管導通，初級線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經過次級整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。第一節(jié) 開關電源的干擾特性及其抑制措施開關電源雖然具有許多優(yōu)點并得到廣泛的應用，但由于它具有嚴重的射頻干擾,在線性電路中的應用一直受到很大的限制。開關電源是把工頻交

5、流整流為直流后，再通過開關變?yōu)楦哳l交流，其后再整流為穩(wěn)定直流的一種電源，這樣就有工頻電源的整流波形畸變產生的噪聲與開關波形產生的噪聲。在輸入側泄露出去就表現(xiàn)為傳導噪聲和輻射噪聲，在輸出側泄露出去就表現(xiàn)為紋波。同時外部噪聲會進到電子設備中，而供給負載的電源噪聲也會泄露到外部。若電源線中有噪聲電流通過，電源線就相當于天線向空中輻射噪聲。而這些噪聲都會影響設備的正常工作。要想使其得到更廣泛的應用，滿足電磁兼容性的有關指標，就需要有效地抑制開關電源的干擾。雜訊干擾的途徑有兩種，即傳導干擾與輻射干擾。以下分別對兩種干擾的特性與抑制方法做一介紹。 1.1 傳導干擾及其抑制措施從導線傳入的干擾稱為傳導干擾，

6、其干擾能量通過導電體進行傳播，開關電源的輸入、輸出引線都是傳導干擾的媒介。開關電源產生的干擾會沿電源引線進入電網，污染電網，使同一電網的電子設備受到干擾。同時電源的輸出線還將把干擾噪聲傳遞給負載，使作為電源負載的電子設備直接受到干擾，當這種干擾幅度若大到一定程度，會影響線性電路和一些小信號電路的正常工作。由于傳導干擾主要是通過輸入輸出引線進行傳播，因而相對來說傳導干擾的抑制要容易些，主要方法是加接輸入輸出濾波器 。在開關電源的輸入側要介入電容與電感構成的濾波器，用于抑制交流電源產生的EMI，而該濾波器也稱為電磁兼容（EMI）濾波器。其電路如圖2-1所示。圖1-1輸入端抑制傳導干擾電路（EMI）

7、該濾波器是一典型的低通濾波器，使開關電源產生的一些高頻脈沖干擾經過它后得到極大的衰減，能較好的濾除來源于電網或者傳入電網的干擾，使其符合FCC、CE、VDE等標準。圖中L901、L902為共模扼流圈，它是繞在同一磁環(huán)上的兩只獨立的線圈，圈數(shù)相同，繞向相反，在磁環(huán)中產生的磁通相互抵消，磁芯不會飽和，主要抑制共模干擾，感值愈大對低頻干擾抑制效果愈佳。這樣繞制的濾波電感抑制共模干擾的性能大大提高。L901、 L902分別選擇感值為2.0mH和15mH的共模扼流圈。C901、C902為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的干擾。電容值愈大對低頻干擾抑制效果愈好，在這里選用102PF/2

8、50V。C903、C904為差模電容，主要抑制共模干擾，即抑制火線和零線之間的干擾。電容值愈大對低頻干擾抑制效果愈佳，在這里選用0.47uF/300V。有時為了降低成本也可將C904省去。圖中CN901為插座，接電網電壓。F901為保險絲，電路中采用了規(guī)格為2A/250V的保險絲，它在高壓時熔斷，可防止設備在突發(fā)的高壓時引起的破壞。NR901為負溫度系數(shù)熱敏電阻，開機瞬間溫度低，阻抗大，防止電流對回路的浪涌沖擊。常溫下其規(guī)格為5A/5。R901、R902對抗干擾電容起泄放作用，可于關機后迅速消耗掉C903儲存的電能，防止帶電損耗元件。它們的規(guī)格都為1M，一般采用金屬釉材料。對輸出端的干擾抑制，

9、主要也是靠高頻濾波器，電路圖如下所示。圖1-2輸出端抑制傳導干擾電路 濾波電感由于工作在直流大電流狀態(tài)下，磁芯在較大的磁場強度下工作，容易包含，一旦飽和，電感即失去濾波作用。因此必須采用飽和磁場強度很大的恒磁心，如鐵鎳鉬磁粉芯等金屬磁芯。2由于輸出干擾的頻譜相當豐富，從幾十赫茲到幾十兆赫茲均含分量。由于在高頻的情況下，濾波電容等效由純電容（C）、等效串聯(lián)電阻（RES） 和等效串聯(lián)電感（LES）構成的串聯(lián)電路。在工作頻率f超過電容器的自諧振頻率fr時，電容器就起到電感的作用。值大的濾波電容對低頻干擾比較敏感，相反，值小的濾波電容吸收高頻干擾的效果比較好。因此不能光采用大電解電容濾波C916，還必

10、須加接自諧振頻率很高的陶瓷電容器C917。此外，輸出干擾的幅度還與PCB板的布線有很大關系，不合理的布線往往會使干擾幅度大幾倍，尤其是接地點的安排特別重要。1.2 輻射干擾及其抑制措施從空間傳入的干擾稱為輻射干擾，一般是指耦合干擾，即干擾能量通過空間介質進行近場感應。由于開關電源一般工作在低壓大電流情況下，因而磁場干擾大于電場干擾。主要由開關變壓器的漏感、開關功率管在開關轉換時的大電流脈沖、開關二極管反向恢復的硬特性等引起。2輻射干擾的抑制主要靠屏蔽。對電場可采用導電良好的材料，而磁場屏蔽則應采用導磁率較高的材料。在本文中就不作詳細論述。抑制干擾最有效的方法，是盡量減少干擾源的干擾能量。對開關

11、電源變壓器要減少其漏感，并選擇開關參數(shù)優(yōu)良的晶體管和軟恢復的開關二極管。 脈寬調制控制器SG68412.1 PWM控制器SG6841簡介目前，開關電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新產品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴苛的趨勢下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function為環(huán)保功能的意思，亦稱之為Blue Angel，其要求是在滿載70W以下的電源產品，當負載沒有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應時，電路消耗功率必需小于1W以下。歐系的Infineon C

12、oolset ICE2AXXX及ICE2BXXX系列不僅具有Green Function，并且把以往外加的功率開關集成在8DIP的IC內，以節(jié)省空間和制造流程。SG6841是由System General崇貿科技開發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DCDC變換器應用而設計。它屬于電流型單端PWM調制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝調試簡便、性能優(yōu)良、價格低廉等優(yōu)點，可精確地控制占空比，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機功耗和眾多保護功能，所以，為設計人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實際中得到廣泛的應用。SG6841有下列性能特點： 1) 在無負載和低負載時

13、時， PWM的頻率會線性降低進入待機模式以實現(xiàn)低功耗，同時提供穩(wěn)定的輸出電壓。2) 由于采用BiCMOS，啟動電流和正常工作電流減少到30A和3mA，因此可大大提高電源的轉換效率。3) SG6841是固定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過一個外接電阻來決定，改變電阻值可輕易改變頻率。4) 內建同步斜率補償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。5) 內建電壓補償電路可在一個較大的AC輸入范圍內實現(xiàn)功率限制控制，并提供過載、短路保護功能。此外，還設有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠。6) 可通過外接一個負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實現(xiàn)過溫保護，也可利用該功能

14、實現(xiàn)過壓保護。7) 具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。常見的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝，其各引腳功能分別如下所示： 1) GND：接地。2) FB：反饋電壓輸入端。用于提供PWM調節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。3) Vin：啟動電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個啟動電壓。4) RI：參考設置端。通過連接一個電阻接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。5) RT：溫度保護端。該端輸出一個恒定的電流。在該端接一NTCR接地來傳感溫度，當該端電壓下降到一定值時會啟動過溫保護。在本設計中

15、，該功能被用于高壓保護。6) Sense：電流傳感端。當該端電壓達到一個閾值時芯片會停止輸出,從而實現(xiàn)過流保護。7) VDD：電源供電端。8) Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極驅動功率開關管。圖2-1 SG6841內部框圖2.2 SG6841內部結構與工作原理1) 振蕩器SG6841的PWM頻率范圍為50KHz100KHz。RI端通過連接一個電阻Ri接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。由IC 內部放置電容CTB 的充放電產生鋸齒波形，其上下限設定在2.7V 與1.1V，如圖三所示。當鋸齒波電壓VSAW 大於2.7V，比較器CA1 的

16、輸出為低準位，Vpulse 為高準位，Q1 截止。比較器CA2 的輸出為高準位，Q2 導通，CTB 放電。當VSAW 小於 1.1V，CA2的輸出為低準位，CA1 的輸出為高準位，Vpulse 為低準位，Q1 導通，Q2 截止，CTB 充電。藉由外加電阻RI 與參考電壓VR 可以產生一個參考電流IR，而鋸齒波的充電電流是IC 內部很小的電流： 在本設計中，取Ri24k，SG6841的PWM頻率為70.42kHz。1） 欠壓鎖定 SG6841采用了欠壓鎖定比較器來保證輸出級被驅動之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實質是一個滯回比較器，以防止在通過它們各自的門限時產生錯誤的輸出動作。它的開啟

17、電壓為16V，關閉電壓為10V。在啟動過程中，比較器反向輸入端為16V，當VDD16V時，比較器輸出為低電平，SG6841無法工作。當VDD升到16V時，欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時MOS管導通，使比較器反向輸入端為10V。當VDD下降至10V時，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個電路停止工作。SG6841的7腳端設置了一個32V的齊納二極管，保證內部電路絕對工作在32V以下，以防電壓過高損壞芯片。2） 輸出部分 SG6841的8腳為輸出腳，它是一個單圖滕柱輸出級，專門設計用來直接驅動功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強可靠性的作用。在芯片內部有一18V的穩(wěn)壓

18、管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V（比如20V輸入，穩(wěn)壓管被擊穿，把電壓鉗位在18V保護MOS管子），可保護MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降時間，可有效減少開關噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅動。在1.0nF負載時，它能提供高達1.0A的峰值驅動電流和典型值為250ns的上升時間和50ns的下降時間。還附加了一個內部電路，使得任何時候只要欠壓鎖定有效，輸出就進入灌模式，這個特性使外部下拉電阻不再需要。2）電流取樣比較器和脈沖調制鎖存器SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關導通由振蕩器開始振蕩起始，當峰值電感電流到達FB反饋端電平時終

19、止。這樣在逐周基礎上誤差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6 Sense監(jiān)視，并與來自Pin2 FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中： Ipk =（VFB 1.0V）/3RS 其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個二極管上的壓降，1/3為經兩個電阻后的分壓比。當電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條

20、件下，電流取樣比較器門限將被內部箝位至0.85V。因此最大峰值開關電流為：10 Ipk（max）=0.85V / Rs 當輸入電壓很大時，取樣電流將非常小，這時可通過高壓補償回路來調節(jié)。在電路中，通過R904與R905（均為1M來提高Sense端電平，實現(xiàn)高壓補償。當負載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當Sense端的電壓達到0.85V時，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護功率管不受損壞，從而實現(xiàn)過流保護。由此可得Ipk（max）0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設計中取Rs0.3

21、，可得Ipk（max）2.83A。在SG6841的Sense端產生的噪聲會引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內部Sense端經過一個斜率補償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳太長也有利于減少噪聲。而在UC3841的應用電路中則需要在Sense端增加一個RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強，外圍電路更簡單。當SG6841正常工作時，其內部振蕩器產生振蕩信號，此信號一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調制器的R端接電流檢測比較器輸出端。當峰值電感電流未達到FB反饋端電平時，比較器輸出低電平，此時R端為低電平，Q非端輸出低電平；當峰值電感電流達到FB反饋端電平時，比較器輸出高電平，此時R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端