電流模式控制_圖文

1、電流模式DC-DC Converter設(shè)計(jì) 寧靜內(nèi)容頭導(dǎo)覽：何謂電流模式控制電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)與理由電感電流的檢測方法Sub Harmonic發(fā)振與Slope 補(bǔ)償對策電流模式DC-DC Converter的電感設(shè)計(jì)實(shí)例電感與位相補(bǔ)正電路的設(shè)計(jì)實(shí)例結(jié)語70年代問世的電流模式控制電源，至今已經(jīng)超過二十年的歷史，不過有關(guān)電流模式控制電源的動作原理與特性仍然不清楚。雖然部份設(shè)計(jì)者具備非常豐富的實(shí)務(wù)經(jīng)驗(yàn)，不過電流模式控制電源屬于高難度技巧，因此大部份的入門者都是仰賴摸索甚至視為畏途，然而對設(shè)電源設(shè)計(jì)者而言，最起碼必需對電流模式與電壓模式，兩者的差異具備基本常識，同時能夠判斷主要用途為何。電流模式控制電

2、源具備以下優(yōu)點(diǎn):線性調(diào)整(line regulation非常優(yōu)秀。位相補(bǔ)償非常簡單，即使市在電流連續(xù)模式與電流非連續(xù)模式的境界點(diǎn)，它的動作仍然非常穩(wěn)定。由于恒時檢測電感(inductor電流，因此電流模式控制電源具備電流限制功能。接著本文要探討電流模式(mode控制電源的結(jié)構(gòu)與優(yōu)缺點(diǎn)，同時輔以DC-DC 轉(zhuǎn)換器(converter設(shè)計(jì)實(shí)例作說明。 何謂電流模式控制電源的性能例如輸入的線性調(diào)整、輸入線與負(fù)載的變動反應(yīng)特性，基本上取決于歸返回路(return loop的結(jié)構(gòu)。歸返方式可分為兩種，分別是:(a.電流模式控制。(b.電壓模式控制。有關(guān)電壓模式控制圖1是電壓模式控制的DC-DC Conv

3、erter電路實(shí)例，由圖可知它是由單一的歸返回路所構(gòu)成，它的輸出電壓歸返(return至輸入端(input side，誤差增幅器可將基準(zhǔn)電壓V ref ，與分壓后的輸出電壓差分增幅，再將output 輸入到脈沖寬變調(diào)器(PWM: Pulse Width Modulation，PWM 比較器(comparator可將增幅后的差分成份信號，與內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒狀信號作比較，并將on duty Don 可變化，最后再輸出(out putPWM信號。 圖1 電壓模式控制的DC-DC 變頻器基本電路有關(guān)電流模式控制圖2是電流模式控制的DC-DC 轉(zhuǎn)換器電路實(shí)例，由圖可知它是在電壓歸返端追加設(shè)置可使電感電流歸

4、返的回路。在電流模式控制的DC-DC Converter ，流入電感的電流與流入PWM 比較器可以控制on duty的電流都被當(dāng)作控制信輸入，換句話說除了輸出電壓之外電感電流也能歸返，是它與電壓模式最主要的結(jié)構(gòu)差異。圖2的電流模式控制的DC-DC Converter 的電感檢測方法有三種，分別是:(一. 平均電流模式控制。(二. 固定ON/OFF時間控制。(三. 峰值(peak電流模式控制。 圖2 電流模式控制的DC-DC Converter基本電路圖3是平均電流模式控制的DC-DC Converter電路，由于輸入電流與輸入電壓同相，因此它可以有效改善輸入效率。 圖3 平均電流模式控制的DC

5、-DC Converter基本電路圖4是固定ON/OFF時間控制的電流模式DC-DC Converter電路，由圖可知switching 組件T r1(device一旦turn on ，電感電流I L 會大幅增加。如果歸返后的電感電流比控制信號更大的話，switching 組件會在固定時間turn off ，之后switching 組件再turn on，結(jié)果造成switching 頻率產(chǎn)生變化，因此固定頻率式的電流模式控制結(jié)構(gòu)上非常簡潔(simple。 圖4 固定ON/OFF時間控制Type 的DC-DC Converter基本電路峰值(peak電流模式控制則是電源電路設(shè)計(jì)者經(jīng)常使用的方式。圖

6、2的switching 組件T r1一旦turn on的話，電感電流I L 會大幅增加，如果電感電流I L 與控制信號一致時，switching 組件T r1會將固定周期的殘余期間turn off。此外峰值(peak電流模式控制Converter 為獲得優(yōu)秀的線形調(diào)整特性，因此藉由輸入電源內(nèi)的交流ripple 成份，去除聽感頻率帶的噪訊(noise。不論是電流連續(xù)模式或是電流非連續(xù)模式，都具有相同的動作特性，所以即使負(fù)載范圍非常寬廣，兩者仍然具備穩(wěn)定動作的特征，而且補(bǔ)償電路也很簡單。電感電流I L 值亦即控制電壓，是利用輸出電壓的歸返信號控制，I L 的檢測信號則與控制電壓V c 作比較，被檢

7、測的I L 直到與V c 相同之前，PWM comparator的輸出會持續(xù)維持H 亦即T r1為ON 狀態(tài)，若I L 與V c 相同時就成為L ，亦即T r1為OFF 狀態(tài)。下個cycle 則是從RF flip flop被固定頻率的clock 信號源復(fù)原(reset后才開始動作，如此一來I L 的峰值就可利用控制電壓獲得正確的控制，由此可知電流模式控制特性是由許多要素構(gòu)成。圖5是峰值電流模式控制Converter 的小信號動作方塊圖(block diagram，該方塊圖分成兩個歸返回路，分別是外側(cè)的電壓歸返回路與內(nèi)側(cè)的電流歸返回路(loop。電壓歸返回路的輸入就是所謂的基準(zhǔn)電壓V ref ，

8、基準(zhǔn)電壓V ref 會與輸出電壓作比較，它的誤差信號會流入補(bǔ)償器，補(bǔ)償器則產(chǎn)生控制電壓V c 輸入到電流歸返回路，電流歸返回路會根據(jù)控制電壓V c 決定電感電流I L 的大小，而傳達(dá)關(guān)數(shù)F 2則隨著DC-DC 變頻器的結(jié)構(gòu)改變。如圖2所示在step down Converter的電感電流I L ，會流入輸出電容C out 與負(fù)載電阻R load 并聯(lián)連接形成的合成阻抗(impedance內(nèi)，接著被轉(zhuǎn)換成電壓。上述的F 2就是用來表示它的傳達(dá)關(guān)數(shù)，F(xiàn) 2的輸出電壓V out 會被歸返阻抗分壓器(傳達(dá)關(guān)數(shù)為 檢測，不過為了與基準(zhǔn)電壓V ref 比較因此再度折返。電流歸返回路的Ti 就是所謂的控制電

9、壓V c ，控制電壓V c 會與被檢測的電感電流比較，在某個gain(FM 會控制PWM 信號的on duty 。上述PWM 信號會被送至可以產(chǎn)生輸出電壓V out ，與電感電流I L 的電力增幅段(F1與F 2 ，由于電力增幅段包含switching 組件與filter 組件，因此電感電流I L 通過檢測gain 后會折返控制電壓V c 進(jìn)行比較。 圖5 電流模式控制的動作方塊圖電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)與理由(一. 具備良好的線形調(diào)整(line regulation特性以圖5電流模式控制為例，由于電流歸返回路效應(yīng)造成的控制信號V c ，與輸出電壓V out 之間的傳達(dá)gain ，都不會受到輸入電壓

10、V in 的影響，所以線形調(diào)整非常優(yōu)秀；相較之下電壓模式控制的場合，控制信號V c 與輸出電壓V out 之間的傳達(dá)，是用輸入電壓 的關(guān)數(shù)表示，由于gain 與輸入電壓V in 呈比例，因此線形調(diào)整特性并不好。(二. 位相補(bǔ)償非常簡單電流模式控制的位相補(bǔ)償電路非常簡單。如圖2所示電流模式step down Converter的場合，由于電力增幅段被當(dāng)作是流入由輸出電容與負(fù)載電阻所構(gòu)成的并聯(lián)電路的電流源，因此電力增幅段的低頻具備pole 特性；而電壓模式控制的電感電流未被控制，所以電力增幅段會因 filter 則具備double pole。圖6是電壓模式控制與電流模式控制，從step down變

11、頻器控制信號至輸出(亦即電力增幅段 為止的頻率特性。 圖6 電流/電壓模式控制的loop gain board線圖電流模式控制的場合，可利用電流歸返與slope 補(bǔ)償獲得p /2 pole特性，如此一來高頻時gain 會以 -20dB/dec衰減并以f 0變成0dB 。此外由于輸出電容C out 的等價串聯(lián)電阻ESR(RESR 的影響，造成1/(2Cout RESR 具備零點(diǎn)(zero，而gain 特性會再度成為扁平狀(flat。在switching 頻率f sw 一半以上的頻率，PWM 變調(diào)器與電力增幅段具有-40dB/dec的衰減特性。若將電流模式控制可使gain 變成1的頻率f 0設(shè)為f

12、 sw /2的0.2左右的話，gain 超過1以上的頻率，位相的旋轉(zhuǎn)就無大于900，因此對DC-DC 轉(zhuǎn)換器的補(bǔ)償器而言，必需使誤差增幅器具備適當(dāng)?shù)闹绷鱣ain ，再用1 pole使它衰減，接著插入進(jìn)相補(bǔ)償專用的zero 補(bǔ)償即可。如圖7所示IC 內(nèi)部只需在transformer conductance amplifier的輸出端，設(shè)置電容器與電阻串行電路就可進(jìn)行補(bǔ)償。 7 電流模式控制的位相補(bǔ)償電路極易積體化電壓模式控制的場合，在時具有兩個pole ，雖然用-40dB/dec可以使gain 衰減，不過如此一來位相可能會旋轉(zhuǎn)1800發(fā)振；相較之下利用 gain 除了能獲得0dB 效益之外，并且

13、能以輸出電容的ESR 構(gòu)成的zero 點(diǎn)的頻率1/(2Cout RESR 為境界，始衰減率會回復(fù)到-20dB/dec的水平。(三. 動作特性不仰賴電流連續(xù)與電流非連續(xù)動作模式誤差增幅器的補(bǔ)償特性，設(shè)計(jì)時必需考慮電力增幅段的頻率反應(yīng)，因?yàn)殡娏鬟B續(xù)模式的電感電流為連續(xù)性不會變成0；而電流非連續(xù)模式switching 期間，部份電流惠變成0，進(jìn)而造成電力增幅段的頻率特性受到影響，換句話說最適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償值會隨著采用的動作模式不同出現(xiàn)極大的差異。以電壓模式控制為例，電力增幅段的特性為電流連續(xù)模式時，它會以2 pole system 方式動作；電流非連續(xù)模式時則以1 pole system方式動作，所以兩者

14、必需有不同的補(bǔ)償電路。此外電流模式控制的歸返電壓會流入直接負(fù)載控制電流，因此不論是電流連續(xù)動作模式或是電流非連續(xù)動作模式，都是以1 pole system方式動作。電流模式控制最大優(yōu)點(diǎn)是，電力增幅段的傳達(dá)關(guān)數(shù)，與電流連續(xù)動作模式或是電流非連續(xù)動作模式非常類似，換句話說即使載電流大幅變動，Converter 的動作只需作電流連續(xù)動作模式或是電流非連續(xù)動作模式的切換即可，而動作特性本身卻不會有巨大變化之虞。(四. 不需另外設(shè)置電流限制電路電流模式控制的DC-DC Converter本身就具備電流限制功能，因此不需另外設(shè)置電流限制電路。PWM 控制信號的on duty 取決于控制電壓，與電感電流的檢

15、測電壓比較結(jié)果，因此switching 組件的晶體管(transistor一旦ON 的話，檢測電流會增加，當(dāng)檢測電流與控制電壓相等時，晶體管就變成OFF 狀態(tài)，直到下個switching cycle開始為止，也就是說控制電壓本身會限制電感電流的峰值，因此只要設(shè)定控制電壓的限度值，就可以限制負(fù)載電流。此外電流歸返回路已經(jīng)具備可以檢測電感電流的電路，所以不需另外設(shè)置電流限制電路。電感電流的檢測方法如上所述雖然電流模式控制許多優(yōu)點(diǎn)，不過若為獲得穩(wěn)的動作，設(shè)計(jì)上有幾項(xiàng)要點(diǎn)必需格外謹(jǐn)慎，尤其是電感電流的檢測方法最重要。如圖8所示電感電流檢測方法共有三種，因此接著探討電感電流的檢測方法。(一. 電流檢測電

16、阻串聯(lián)，插入power MOSFET的drain side方式如圖8(a所示，它是在Power MOSFET的ON 期間檢測流動電流，雖然這種方法的電阻電力損失比圖8(b型式低，不過Power MOSFET switching時，二極管(diode會產(chǎn)生很大的噪訊(noise，所以無法檢測正確的電流值。當(dāng)Power MOSFET從ON 變成OFF ，或是從OFF 變成ON 時，該噪訊會影響print pattern的電感成份與容量成份，由于噪訊會出現(xiàn)在檢測電阻兩端，并使PWM 控制信號產(chǎn)生類似L 的虛假trigger 信號，結(jié)果造成無法正確調(diào)整(regulation。 (a利用檢測電阻檢測sw

17、itch 電流功率組件(power device集成電路化內(nèi)建于IC 內(nèi)部的場合，經(jīng)常使用上述檢測方式。圖9所示switching 組件一旦ON 的話，switching cycle開始時，點(diǎn)(A會出現(xiàn)噪訊spike ，它的寬度大約是100ns ，而且輸入電壓越高或是負(fù)載越多時，到穩(wěn)定所需的時間越長。消除噪訊最簡單的方法是在電流檢測增幅器設(shè)置短時間的熄滅時間(blanking time，藉此方式忽視該期間的信號。低熄滅時間低電流電壓regulation 的場合，熄滅時間大約是數(shù)十ns ；高電流高電壓regulation 的場合則為數(shù)百ns 。必需注意的是設(shè)定熄滅時間時有所謂的最小on duty

18、 限制，亦即switching 組件只能在熄滅時間內(nèi)作on 動作，不過頻率若超過1MHz時就可以忽略上述得影響。利用1MHz 的switching 頻率，將12V 轉(zhuǎn)換成3.3V 的電源PWM 控制信號的on duty，大約是27.5%相當(dāng)于3.3/12左右，這就是 的switching 期間變成所謂的ON ，不過圖9的(A點(diǎn)產(chǎn)生的噪訊，隨著V in 與負(fù)載電流的增加，switching 組件必需ON 的時間，可能會發(fā)生比275ns 更長的持續(xù)維持時間，發(fā)生這種情況時電電控制回路就無法獲得正確的檢測數(shù)據(jù)，最后導(dǎo)致Converter 無法使輸出電壓穩(wěn)定化等后果，換句話說利用熄滅時間決定PWM 控

19、制信號的on duty ，同時要求縮短on duty時，就無法使輸出電壓穩(wěn)定化，直到過電壓檢測電路開始動作之前，輸出電壓會持續(xù)上升。(二. 電感后面插入電流檢測電阻方式圖8(b的電路與圖8(b的current transformer 一樣，可以正確檢測電感電流值，由于這種方式的檢測電阻極易取得，因此電感可以使用一般標(biāo)準(zhǔn)品。此外它可 以忽視噪訊所以無熄滅時間之外，而且還可以縮短最小on duty。這種方式的缺 點(diǎn)是全負(fù)載電流流入電阻的效率會降低。希望利用最大效率作regulation 時， 如果采用不需要檢測電阻而且低on duty 亦可動作的電流模式，則是最smart 的決定。 (b利用檢測電

20、阻檢測電感電流(三. 使用Current Transformer方式如圖8(c所示，從Current Transformer的輸出可以獲得與電感電流呈比例性的電壓。Current Transformer方式可正確檢測電流值，它是在電感的core 纏繞新卷線構(gòu)成Current Transformer，最大缺點(diǎn)是成本偏高而且零件不易取得。 圖8 電感電流的檢測方法 圖9 Power MOSFET的drain 端的電感電流噪訊重迭Sub Harmonic發(fā)振與Slope 補(bǔ)償對策slope 補(bǔ)償電流模式控制的DC-DC 轉(zhuǎn)換器的on duty超過50%時，電感電流會以基本波的 頻率發(fā)振，這種現(xiàn)象稱為

21、半調(diào)波(Sub Harmonic 發(fā)振。如圖2所示峰值電流模式控制的DC-DC 轉(zhuǎn)換器，必需設(shè)置slope 補(bǔ)償電路作對策。由于半調(diào)波發(fā)振是負(fù)載發(fā)生變動所造成，因此接著要探討負(fù)載發(fā)生變動后，電感電流產(chǎn)生紛亂的動作機(jī)制。假設(shè)圖10的t 0的負(fù)載電流增加，電感電流從平均值(圖中的實(shí)線 變成one step 增加狀態(tài)，發(fā)生變動的switching 期間(t0 ，電感電流的I1部份發(fā)生變化，最初的變動會根據(jù)以下關(guān)系傳播至各cycle 。 此處S 表示slope(亦即電流曲線 ，單位是V/s。如果(Soff -S e /(Son +Se 項(xiàng)次大于1時，電感電流會發(fā)散產(chǎn)生半調(diào)波發(fā)振現(xiàn)象。S e 是slop

22、e 補(bǔ)償電路的輸出信號電流曲線(參考圖2 ，而slope 補(bǔ)償電路是on duty 超過50%時，所有峰值電流模式的DC-DC 轉(zhuǎn)換器必備的電路。由于S e 變大時(Soff -S e /(Son +Se 項(xiàng)次會收斂，因此半調(diào)波(Sub Harmonic就會停止發(fā)振。一般而言slope 補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)，通常是以適當(dāng)?shù)碾姼兄祪?nèi)建于IC 內(nèi)部。 圖10 電流模式控制的電感電流紛亂傳播至下個switching cycle發(fā)振的組成圖11與圖12分別是半調(diào)波未發(fā)振與發(fā)振時，回路特性以及流入電感的電流波形。由圖5的Ti 可知電感電流一旦發(fā)散的話，電流歸返回路會變得很不穩(wěn)定，switching 波形則產(chǎn)生

23、脈沖寬相異的jitter ，該發(fā)振狀態(tài)會以1/2的switching 頻率共振，此時可用外部電壓歸返回路觀測。由圖11與圖12可以清楚觀測發(fā)振狀態(tài)時，1/2的switching 頻率的兩側(cè)具有兩pair 關(guān)系的pole 。 圖11 sub harmonic未發(fā)振時loop gain特性與電感內(nèi)的電流波形 圖12 sub harmonic發(fā)振時loop gain特性與電感內(nèi)的電流波形 顯示發(fā)振裕度的Q 值上述2 pole system共振容易性可用質(zhì)量要因(quality factorQ 表示，換句話說Q 值可以顯示DC-DC Converter是否會陷入半調(diào)波發(fā)振不穩(wěn)定范圍。為避免半調(diào)波產(chǎn)生發(fā)

24、振現(xiàn)象，因此必需使用用來選擇必要slope 補(bǔ)償值與電感值的變量(parameter。上述Q 值可利用下式求得: 由以上公式可知Q 值越高越容易產(chǎn)生半調(diào)波發(fā)振現(xiàn)象，Q 值變低時pole 可用實(shí)數(shù)軸分成兩個。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)顯示為避免半調(diào)波發(fā)振，Q 值必需低于2以下。由于上述兩pole 是以低于控制回路的帶寬(band width ，基于避免兩pole 相互作用等考慮，因此通常Q 值會使大于0.10.2以上。電流模式DC-DC Converter 的電感設(shè)計(jì)實(shí)例避免半調(diào)波發(fā)振的電感設(shè)計(jì)圖13是step down DC-DC轉(zhuǎn)換器的電感(inductor設(shè)計(jì)圖；圖14是LM3477內(nèi)部的方塊圖。轉(zhuǎn)換器的電

25、源設(shè)計(jì)規(guī)格如下: 以大信號動作觀點(diǎn)而言，如果使用電感內(nèi)的最大直流電的30%，理論上就能獲得ripple 電流的peak to peak效果，上述是選擇電感時常用手段，小信號分辨率的場合，就必需設(shè)定成0.10.2Q 2.0 ，等兩rule 是選用電感必需考慮的事項(xiàng)，值得一提的是Q 會對小信號時的電感值L ss 賦與限制。若將式(3代入式(2，Q 的最大值Q max 與Q min 可用下式表示: 成為1.4µH L ss 12µH 。也就是說基于良好的小信號動作的考慮，電感值必需在此范圍內(nèi)選擇，相較之下大信號L IS 的設(shè)計(jì)guide line如下所示: I LAVE(max

26、:電感內(nèi)的平均電流最大值。由于L IS 成為L ss 范圍內(nèi)的值，因此此處決定采用8.8µH 作為L 的電感值。 圖13 LM3477構(gòu)成的電流模式控制step down converter 圖14 電流模式控制的DC-DC 轉(zhuǎn)換器LM3477內(nèi)部方塊圖可以提高電感設(shè)計(jì)自由度的控制IC如果大信號電感值L IS 超過小信號電感值L SS 時，根據(jù)式(4可知，L SS 是V out ，R SEN ，D on ，F(xiàn) SW ，V SL ，Q 的關(guān)數(shù)。雖然V out ，R SEN ，D on ，Q 是根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)格決定的變量(parameter，不過必需注意的是其中只有 是IC 廠商設(shè)定的內(nèi)部s

27、lope 補(bǔ)償值，因此設(shè)計(jì)上必需要求IC 廠商設(shè)定值正確的V SL ，使電感能有適當(dāng)?shù)膽?yīng)用范圍(range。上述LM3477是以一個電阻調(diào)整內(nèi)部既定slope 補(bǔ)償值的電流模式控制器(controller，由于slope 補(bǔ)償值S e 被當(dāng)作既定值內(nèi)建于LM3477IC 內(nèi)部，因此電感的選擇比較容易。可能引發(fā)sub harmonic發(fā)振的場合，可增加補(bǔ)償slope Se 作對策，slope 調(diào)整用電阻R SL (與補(bǔ)償slope Se (V/µS 之間具有下列關(guān)系: 電感與位相補(bǔ)正電路的設(shè)計(jì)實(shí)例最后要介紹由LM3477構(gòu)成的電流模式控制DC-DC Converter位相補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)實(shí)例，圖13是設(shè)計(jì)后的定數(shù)。 設(shè)計(jì)規(guī)格如下: 的Inductance根據(jù)式(4可知，小信號時獲得良好動作的電感值范圍，可用下式求得: 也就是說基于良好的大信號動作的考慮，最差的情況(worst case如果將最大輸出電流的30%，設(shè)成可使ripple 電流變成peak to peak的話，根據(jù)式(5可知: 由該4.4µH 偏離小號動作時的穩(wěn)定動作保證范圍，而且peak to peak 的ripple 電流比最大輸出電流的30%更大，因此最后決定選用3µH