三相PWM整流器LCL濾波器

1、XXXXX學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）題 目：三相PWM整流器LCL濾波器 的研究與設(shè)計 Research and design of three-phase PWM rectifier based on LCL filter系 別： 專業(yè)班級：姓 名：學(xué) 號：指導(dǎo)教師：職 稱： 二 一二 年 五 月 二十 日摘 要在三相電壓型 PWM 整流器上功率管的高頻率開關(guān)，會產(chǎn)生高次諧波，從而給電網(wǎng)注入了諧波污染， 影響電網(wǎng)上其他設(shè)備的運行， 因此需要濾波器盡量濾除整流器帶來的電網(wǎng)諧波污染。針對這一問題，本文介紹了三相電壓型PWM整流器LCL濾波器的設(shè)計原理，分析了LCL濾波器參數(shù)對三相電壓型PWM整流器電網(wǎng)

2、側(cè)電流總的諧波畸變系數(shù)的影響，并對LCL濾波器各參數(shù)滿足工作條件提出了詳細的要求。根據(jù)電容及電感吸收無功功率的比例，確定電容值和總電感值的取值范圍，利用參數(shù)最優(yōu)組合原則確定電網(wǎng)側(cè)電感與整流器側(cè)電感間的比例系數(shù)，在滿足系統(tǒng)控制約束條件的同時達到最佳濾波效果。同時還給出了控制系統(tǒng)的設(shè)計過程，較為詳細討論了無源阻尼和有源阻尼控制下參數(shù)變化對電流內(nèi)環(huán)性能的影響。最后，在MATLAB/ Simulink仿真軟件中建模仿真證明了文中所提出的設(shè)計方案的可行性與優(yōu)越性。關(guān)鍵詞：整流器；脈寬調(diào)制； LCL 濾波器 ；有源阻尼AbstractIn the high-frequency switching powe

3、r tubes in the three-phase voltage source PWM rectifier, the high harmonic generation, the harmonic pollution injected into the grid, and other equipment of the power line to run, so we should filter to filter out as much as possible bring rectifier harmonic pollution. In order to solve this problem

4、, the article describes a three-phase voltage type PWM rectifier LCL filter design principles, the LCL filter parameters on the three-phase voltage source PWM rectifier grid side current total harmonic distortion factor, and LCL filter each parameter to meet the working conditions put forward detail

5、ed requirements. Parameters of the optimal combination of principles to determine the scale factor between the grid side inductance and the rectifier side of the inductor, capacitors and inductors absorb reactive power ratio, to determine the range of capacitance and inductance values, satisfy the c

6、ontrol constraints to achieve the best filtering effect. We also give the control system design process, a more detailed discussion of the impact of the passive damping and active damping control parameters on the performance of inner current. Finally, the modeling and simulation in MATLAB/ Simulink

7、 simulation software to prove the feasibility and superiority of the propose design.Key words: rectifier; pulse width modulation; the LCL filter ；Active dampin目 錄1 緒論11.1 課題研究的背景及意義11.2 LCL濾波器的國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀11.3 本論文研究內(nèi)容及章節(jié)安排32 LCL-VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理4 單電感的三相VSR的局限性42.2 LCL-VSR的提出42.3 LCL濾波器原理分析52.4

8、 LCL濾波器的數(shù)學(xué)模型62.5 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型93 LCL-VSR的參數(shù)分析與設(shè)計12 整流器諧波分析123.2 LCL濾波器各參數(shù)對系統(tǒng)特性的定性分析133.3 LCL濾波器參數(shù)設(shè)計步驟143.4 LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計14 3.4.1 LCL濾波器參數(shù)的限制條件14 橋臂側(cè)電感L選取16 3.4.3 網(wǎng)側(cè)LC（Lg、Cf）選取18 3.4.4 檢驗與校正193.5 LCL過濾器設(shè)計例子194 LCL-VSR的控制系統(tǒng)分析214.1 LCL-VSR電流控制策略214.2 LCL濾波器的無源阻尼控制224.3 有源阻尼控制254.4 無源、有源阻尼控制仿真分析28結(jié)束語30致謝31參考文

9、獻321 緒論1.1 課題研究的背景及意義隨著功率半導(dǎo)體開關(guān)器件技術(shù)的進步，促進了電力電子變流裝置技術(shù)的迅速發(fā)展，出現(xiàn)了以脈寬調(diào)制（PWM）控制為基礎(chǔ)的各類變流器，比如逆變電源，變頻器等各類變流裝置，而三相電壓型PWM整流器（三相VSR）能夠同時控制直流電壓和網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，還具有電能雙向傳輸，動態(tài)響應(yīng)快，網(wǎng)側(cè)電流為正弦，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制等優(yōu)點，因此，三相VSR被廣泛應(yīng)用于電機驅(qū)動、蓄電池充放控制和并網(wǎng)發(fā)電，混合并聯(lián)型有源電力濾波器(HAPF)，統(tǒng)一潮流控制器（QPFC），靜止無功補償器（SVG），高壓直流輸電（HVDC），電氣傳動（ED），新型UPS以及可再生能源并網(wǎng)發(fā)電等工業(yè)領(lǐng)域得到了廣泛的

10、應(yīng)用。當(dāng)前的PWM整流器采用的功率開關(guān)器件多是IGBT，可以實現(xiàn)很高的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率一般為215kHz，然而功率開關(guān)器件的高開通關(guān)斷頻率卻會產(chǎn)生高次諧波，注入到電網(wǎng)中，產(chǎn)生諧波污染，這將對電網(wǎng)上的其他電磁敏感的設(shè)備產(chǎn)生干擾，因此需要在電網(wǎng)和變流器之間接上諧波濾波器。通常諧波濾波器采用的是電感濾波。但是在上千瓦的整流應(yīng)用中，欲得到滿意的濾波效果，需要很大的電感值，成本過高，且電感體積太大使得系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)變差。為解決電感濾波器碰到的難題，一般選擇LCL 濾波器。LCL 濾波器可以選取較小的電感電容值，在千瓦至上百千瓦之間實現(xiàn)滿意的濾波效果。含LCL過濾器的三相電壓型PWM整流器參見文獻2，該

11、整流器可以減少諧波污染，使電網(wǎng)輸入電流為正弦波形，實現(xiàn)單位功率因數(shù)。1.2 LCL濾波器的國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀 在近代電信設(shè)備和各類控制系統(tǒng)中以及在所有的電子部件中，使用最多、技術(shù)最為復(fù)雜的要算濾波器了，其優(yōu)劣直接決定產(chǎn)品的優(yōu)劣，因此，對濾波器的研究和生產(chǎn)歷來對各國所重視。 1917年美國和德國科學(xué)家分別發(fā)明了LC濾波器，次年導(dǎo)致了美國第一個多路復(fù)用系統(tǒng)出現(xiàn)。1957年底第一代晶閘管面世開始，電力電子技術(shù)得到了迅猛發(fā)展，到70年代大量應(yīng)用與電力控制中。各種電氣類的日新月異，電力電子技術(shù)得到廣泛的應(yīng)用和飛快的發(fā)展.而今年來IGBT等新型高頻電力電子開關(guān)器件的出現(xiàn)和PWM技術(shù)的發(fā)展，進而出現(xiàn)了許多新型電

12、力電子設(shè)備，從而衍生出了VSR系統(tǒng)。在 LCL-VSR 系統(tǒng)中，所采取的控制策略直接關(guān)系到整流器的運行性能。1995年，和首先提出了用一個三階LCL濾波器來代替原有的單電感L濾波器3。2001 年Marco Liserre 等提出了LCL濾波器的設(shè)計方法，并證明了在低頻的數(shù)學(xué)模型下，電容的作用可以忽略4，基于這種思想，2002年，Marco Liserre和Frede Blaabjerg設(shè)計了將基于了LCL濾波器的整流器的控制策略等效成基于L濾波器的整流器的矢量控制策略7。這種方法忽略電容的作用，將網(wǎng)側(cè)電感和橋臂側(cè)電感之和等效成一個電感，采用傳統(tǒng)的網(wǎng)側(cè)電壓定向控制方式就可以達到控制目標(biāo)；由于這

13、種控制方式諧振頻率附近的諧波將會造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定，因而，很多學(xué)者在矢量控制的基礎(chǔ)上提出了阻尼控制策略。其中無源阻尼法，簡單可靠，不需要做結(jié)構(gòu)或算法上的改變，在工業(yè)上得到廣泛的應(yīng)用，但這一方案存在阻尼電阻損耗的問題。為有效解決效率和穩(wěn)定性之間的矛盾。Pekik Argo Dahono提出了以“虛擬電阻”替代實際電阻的思想， 而 V. Blasko 提出了基于超前-滯后環(huán)節(jié)(Lead-Lag)的濾波電容電壓反饋方法，但是該文并沒有涉及模塊參數(shù)的選擇。在此基礎(chǔ)上，MarcoLiserre利用z域分析系統(tǒng)傳遞函數(shù)的方法對超前-滯后環(huán)節(jié)中超前網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的選擇以及對系統(tǒng)特性的影響做了分析，為超前網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的選

14、擇提供了一定的參考，但是該文并沒有系統(tǒng)的闡述三個參數(shù)的選擇的依據(jù)以及參數(shù)對系統(tǒng)特性的作用規(guī)律。2005年，和將傳統(tǒng)的直接功率控制進行了改進，提出了基于LCL濾波器的逆變器的控制策略15，同樣這種方法也可以應(yīng)用于整流器裝置。由于這種方法沒有電流內(nèi)環(huán)，無法應(yīng)用已有的阻尼方法，和又提出了新的基于直接功率控制的阻尼方法來消除LCL濾波器的諧振作用15，將傳統(tǒng)的有源阻尼方法給出的電流或電壓參考值轉(zhuǎn)化為功率參考值，將有功、無功分量減去阻尼分量后就可以避免諧振現(xiàn)象。 目前，LCL濾波器控制策略的研究有兩種趨勢，一是延續(xù)原有的基于L濾波器的整流器的控制策略，并在此基礎(chǔ)上加入有源阻尼或無源阻尼控制來增強系統(tǒng)的穩(wěn)

15、定性，另外一種是提出專門針對LCL濾波器的控制策略并加入阻尼控制來增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。而LCL濾波器的參數(shù)選擇，是根據(jù)LCL濾波器自身的特性進行設(shè)計的，因為LCL濾波器為三階系統(tǒng)，參數(shù)較多，為獲得良好的濾波特性，電流響應(yīng)特性，功率特性，以及更好的調(diào)協(xié)LCL諧振頻率和開關(guān)頻率之間的關(guān)系，網(wǎng)側(cè)電感，支路電容和橋臂電感的參數(shù)選擇顯得尤為重要。另外傳統(tǒng)的基于L濾波器的矢量控制方式是在LCL濾波器低頻模型下的控制策略，在高頻時兩種濾波器的傳輸特性有著明顯的區(qū)別，為實現(xiàn)高性能的整流器裝置，需要加入有源或無源阻尼控制，而阻尼控制方式需要調(diào)節(jié)無源或有源阻尼參數(shù)，因而在LCL濾波器控制策略中LCL-VSR系統(tǒng)參數(shù)

16、的選擇也是一個重要的研究方向。1.3 本論文研究內(nèi)容及章節(jié)安排 此次論文研究內(nèi)容及步驟歸納如下：1) 分別介紹L-VSR和LCL-VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，并對二者進行比較分析。此處作為第二章節(jié)內(nèi)容。2) 建立LCL-VSR的三相靜止和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，對LCL濾波器在三相電壓型PWM整流器的系統(tǒng)中的參數(shù)進行分析和設(shè)計。主要討論參數(shù)變化對整流器傳輸特性的影響，根據(jù)整流器的功率等級，電流響應(yīng)，諧波抑制等限制條件介紹整個參數(shù)設(shè)計過程。此處作為第三章節(jié)內(nèi)容。3) 對LCL-VSR的控制策略進行分析設(shè)計。討論比較無源阻尼和有源阻尼控制下各參數(shù)變化對電流內(nèi)環(huán)性能的影響，并加仿真分析作為控制策略

17、分析。此處作為第三章節(jié)的內(nèi)容。2 LCL-VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理2.1 單電感的三相VSR的局限性三相VSR傳統(tǒng)的網(wǎng)側(cè)濾波器為L濾波器，由電感L將高頻電流諧波限制在一定范圍之內(nèi)，減小對電網(wǎng)的諧波污染。下圖為傳統(tǒng)的基于L濾波器的電壓源型PWM整流器（L-VSR）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖2.1 L-VSR的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用單電感L的整流器還具有控制較為簡單的優(yōu)勢，然而隨著功率等級的提高，特別是在中高功率的應(yīng)用場合，開關(guān)頻率相對較低，一般在215KHz，不可能達到理想狀態(tài)，會產(chǎn)生開關(guān)頻率及其倍數(shù)處的諧波，該諧波通過網(wǎng)側(cè)電感注入電網(wǎng)后會對敏感性負(fù)荷產(chǎn)生電磁干擾，也會產(chǎn)生損耗，同時要使網(wǎng)側(cè)電流滿足相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)所需

18、的電感值太大，而在高性能的PWM整流器中，其中一個重要的決定性因素就是交流側(cè)電感。隨著整流器在高壓大功率場合的應(yīng)用，整流器的容量通常較大，為降低損耗和電磁干擾，可采用較低的開關(guān)頻率，然而由于整流器在PWM調(diào)制時會產(chǎn)生開關(guān)頻率及其倍數(shù)處的諧波，若開關(guān)頻率較低，則產(chǎn)生的諧波頻率較低，若這時仍采用單電感，有以下缺陷：（1） 較大的電感值降低了電流內(nèi)環(huán)的響應(yīng)速度；（2） 使網(wǎng)側(cè)電流滿足相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)所需的電感值增大，這樣不僅增加了系統(tǒng)的體積而且增加了成本；（3） 電感值的增加增加了電感上的電壓降，若要獲得同樣的交流側(cè)電壓則需要較高的直流側(cè)電壓，這給控制和設(shè)計帶來了一定的困難。2.2 LCL-VSR的提

19、出目前，解決這一問題最有效的方法就是采用LCL濾波器取代傳統(tǒng)的單電感濾波器， 系統(tǒng)主電路如圖2.2所示。圖2.2 LCL-VSR的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比于L濾波器，LCL濾波器具有以下特征：(1) 在某些高頻段內(nèi)與流過的電流成反比，頻率越高，阻抗越小，因而可以濾除高頻諧波；(2) 由于LCL是三階濾波器，因而對于同樣諧波標(biāo)準(zhǔn)和較低的開關(guān)頻率，可以使用較小的電感，因而在大功率場合可以相對的減小系統(tǒng)的體積和成本；(3) 對于同樣的性能要求，可以通過加大支路電容的方法進一步減小電感值；由于LCL所具有的上述優(yōu)點，在大功率場合有廣闊的應(yīng)用前景。然而不可避免，LCL濾波器有其自身的缺陷。由于電容支路的增加，使得整

20、流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復(fù)雜，因而需要在以往理論基礎(chǔ)上研究適合LCL濾波器本身的控制策略。由于在某些高次諧波下，LCL濾波器的總阻抗接近于零，將導(dǎo)致諧振效應(yīng)，這嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的穩(wěn)定性能，因而需要研究增強穩(wěn)定性的控制策略。由于LCL濾波器參數(shù)較多，如何優(yōu)化選擇參數(shù)使得整流器性能提高也是需要研究的熱點問題。2.3 LCL濾波器原理分析由于每相都有一組LCL過濾器，對于和三相對稱電網(wǎng)連接的濾波器，因每組LCL過濾器工作情況相同，故只要取出一相的LCL 過濾器分析即可。LCL過濾器電路如圖2.3 圖 2.3 單相LCL 過濾器由圖2.2可知，LCL過濾器的微分形式為 (2.31)其矩

21、陣形式表示為 (2.32)加裝LCL 過濾器的主要目的是濾除高次諧波分量，因此其參數(shù)可通過諧波分量的削弱量來設(shè)計和計算。對式(2.32)進行拉氏變換，可得到傳遞函數(shù)和，即 (2.33)將s=jhw帶入式（2.33）計算出和，即可通過設(shè)計LCL過濾器的參數(shù)，達到滿意的濾波效果。因為LCL 過濾器主要是用于濾除高次諧波分量，而對于PWM整流器，其高次諧波分量主要是開關(guān)頻率附加的諧波分量，因此，此時的諧波階數(shù)h 一般取與開關(guān)頻率對應(yīng)的階數(shù)hsw。2.4 LCL濾波器的數(shù)學(xué)模型LCL濾波器的單相等效電路模型如圖2. 4所示。 圖2.4 LCL單相等效電路根據(jù)基爾霍夫電壓電流定律可寫出LCL濾波器回路方

22、程： （2.41）畫出其傳遞函數(shù)模型如圖：E(S) Ig(s) If(s) Ugf(s) Ir(S) Ur(S) 圖2.2 傳遞函數(shù)以I（s）、Ig（s）、U（s）為狀態(tài)變量，E（s）和Ur（s）為輸入變量的系統(tǒng)狀態(tài)方程如下： （2.42）為簡化分析，暫不考慮元件的寄生電阻，則傳遞函數(shù)可以簡化為 （2.43）由以上關(guān)系式可以看出，上述傳遞函數(shù)在某一頻率處都會發(fā)生諧振，且具有相同的諧振頻率，即 （2.44） 以諧振頻率為臨界點對式可以作如下近似：（1）在低頻時，電容阻抗比較大，上式可以近似為 （2.45）（2）高頻時，上式可以近似為 （2.46）而采用L型濾波器時，各傳遞函數(shù)如式（2.47） （

23、2.47）這樣，可以畫出各傳遞函數(shù)的bode圖，假定L型濾波器的電感量為LCL型濾波器的兩電感量之和。圖2.3 LCL濾波器頻域特性從以上關(guān)系式以及bode圖可以都可以看出，在上述電感關(guān)系約束下1) 在低頻階段，LCL與L濾波器在橋臂電壓對電流的傳遞特性上基本一致；2) 在大于諧振頻率的高頻階段，則有著不同，LCL濾波器橋臂電壓對橋臂電流的諧波衰減速率小于L型濾波器，而橋臂電壓對網(wǎng)側(cè)電流的諧波衰減速率明顯大于L型濾波器；3) 在附近，LCL型濾波器與L型濾波器的傳遞特性會出現(xiàn)比較大的不同，LCL濾波器在某些頻率處出現(xiàn)諧振點，因而會產(chǎn)生穩(wěn)定性問題，而L型濾波器則無此現(xiàn)象； 由以上三點可以得出：（

24、1） 在低頻時，LCL型濾波器可以等效為L型濾波器，因而給建模，控制，設(shè)計等帶來方便（2） LCL型濾波器網(wǎng)側(cè)電流的高頻衰減特性要優(yōu)于L型濾波器（3） LCL型濾波器存在穩(wěn)定性問題上節(jié)討論了LCL濾波器的數(shù)學(xué)模型以及頻域特性，在此基礎(chǔ)上就可以根據(jù)需要建立LCL型整流器的數(shù)學(xué)模型。我們知道，根據(jù)不同的研究需要，整流器需要建立不同的數(shù)學(xué)模型。為進行系統(tǒng)的動態(tài)仿真，需要較為精確的數(shù)學(xué)模型，這時候可考慮采用開關(guān)函數(shù)模型。然而，其開關(guān)函數(shù)模型包括了開關(guān)過程的高頻分量，不利于控制系統(tǒng)設(shè)計和矯正。若整流器采用的開關(guān)頻率遠大于電網(wǎng)基波頻率，為簡化模型，此時可以忽略其高頻分量，從而獲得采用占空比的低頻時的數(shù)學(xué)模

25、型。同樣，對于LCL型整流器來說，由于LCL濾波器本身的頻域特性非常復(fù)雜，高低頻的傳遞特性呈現(xiàn)出不同的特點。為此我們可以利用其特點對LCL型整流器的數(shù)學(xué)模型做些合理的近似。關(guān)于模型的近似問題，文獻2先考慮了整流器側(cè)帶電抗L的有源整流器模型；然后考慮了只對高頻分量有影響的濾波器部分。這種方法在控制器參數(shù)計算上忽略了部分。而從上節(jié)可以知道，在低頻時，LCL與L型傳遞特性基本一致，因而在低頻階段，可以忽略濾波電容，參照L型整流器的建模方法進行控制系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計與矯正，此時電感量 ；而在高頻階段，則需要考慮其完整的模型，以矯正系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。2.5 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型 三相坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型具有

26、物理意義清晰，直觀等特點，但是在該數(shù)學(xué)模型中，三相交流側(cè)電壓回路方程均以時變信號出現(xiàn)的，不利于控制系統(tǒng)設(shè)計。為此，可將三相靜止坐標(biāo)系下的正弦量通過坐標(biāo)變換變換成d,q坐標(biāo)系下的直流量，從而簡化了控制系統(tǒng)設(shè)計1。為了將三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，首先將三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成兩相靜止坐標(biāo)系?？紤]通用矢量X，按如圖所定義的坐標(biāo)系關(guān)系，選擇等量坐標(biāo)變換，則有以下變換式 （2.51）對于LCL型整流器，則有 （2.52）將式（2.52）代入式（2.51）中化簡得LCL型整流器在兩相靜止坐標(biāo)系中的開關(guān)函數(shù)模型為 （2.54） 為將兩相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，定義以下復(fù)矢量 則將式（2.54）

27、寫成復(fù)矢量的形式 （2.55）引入旋轉(zhuǎn)因子（逆時針旋轉(zhuǎn)），則兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系與兩相靜止坐標(biāo)系的關(guān)系可表示為,其中，則式（2.55）可以轉(zhuǎn)化為 （2.56）展開得 （2.57）式（2.57）可以為矢量控制策略的控制方程提供理論依據(jù)。 在離散域，系統(tǒng)控制框圖如圖2.4 所示，圖中電流調(diào)節(jié)器采用PI 調(diào)節(jié)器，其參數(shù)選取采用“工程最優(yōu)”方法進行選取，即 (2.58)可以通過Tustin 方法得到其離散化模型D（z）。對于系統(tǒng)傳遞函數(shù)模型G（s），采用PWM 控制方式時，通常有以下兩種方式對其離散化：將PWM環(huán)GPWM（s）等效為一個滯后時間常數(shù)為TPWM的純滯后環(huán)節(jié)，對其整體離散化；采用零階保持器的方法

28、，如式（2.59）所示，將PWM 更新引入的延遲等效為一拍滯后。本文采用第二種方法對其離散化。 )Ir Ir D(z) G(s) 圖2.4 離散域電流環(huán)控制框圖 3 LCL-VSR的參數(shù)分析與設(shè)計 LCL濾波器的設(shè)計就是通過選擇合理的電感電容參數(shù)，在確保系統(tǒng)穩(wěn)定運行的同時，能夠利用自身的頻率響應(yīng)特性消除電壓usk（k=a,b,c）與uk（k=a,b,c）中的高頻諧波對并網(wǎng)電流的影響。設(shè)計LCL型濾波器的參數(shù)主要從幾個方面來考慮，首先濾波器作為連接電網(wǎng)與變流器的中間環(huán)節(jié)必須能夠承受與變流器同等容量的功率變化，設(shè)計濾波器時要在額定的工作電流與電壓下確定電感值電容值；其次電網(wǎng)基波頻率以及濾波需要衰減

29、的諧波頻率和開關(guān)頻率制約著濾波器的頻率響應(yīng)，濾波器設(shè)計必須為系統(tǒng)留有一定的工作頻帶使得基波電流能夠順利通過12,27整流器是通過PWM調(diào)制技術(shù)對六個橋臂的通斷進行控制，從而在橋臂的交流側(cè)產(chǎn)生基波的幅值、頻率和相位受控的PWM脈沖波，這一PWM脈沖波的諧波主要集中在開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻率附近，并且對于無中線三相網(wǎng)側(cè)變流器而言影響其電流諧波的主要是其線電壓中的諧波成份28。圖給出了網(wǎng)側(cè)變流器采用SPWM調(diào)制技術(shù)，整流器交流電壓波形及其諧波成份頻譜分析。橋臂間線電壓 3. 1橋臂電壓及其諧波分析由上圖可以看出網(wǎng)側(cè)變流器開關(guān)電路通過PWM調(diào)制將在其交流側(cè)產(chǎn)生開關(guān)頻率及開關(guān)頻率整數(shù)倍附近的諧波

30、，這些諧波電壓降落在整流器橋臂與電網(wǎng)之間的阻抗電路從而形成諧波電流，具體而言諧波電流可以表述為：（h>1） 其中：h表示諧波次數(shù)，v(h)表示h次諧波電壓，Zac (h)表示h倍基波頻率所對應(yīng)的整流器交流側(cè)阻抗。由上式不難看出：交流側(cè)諧波電流的頻譜與交流側(cè)電壓具有對應(yīng)關(guān)系，只是因為交流阻抗隨頻率的變化而變化，從而使得各次諧波所占的比重與電壓諧波相比有所不同，通常情況下隨著頻率的增加諧波電流的衰減程度也在增加。3.2 LCL濾波器各參數(shù)對系統(tǒng)特性的定性分析在進行LCL濾波器設(shè)計時，需要分別確定其參數(shù)、以及的大小，并且各參數(shù)數(shù)的不同組合對LCL濾波特性均有著不同的影響，因此在進行LCL濾波器

31、設(shè)計時首先需要研究各個參數(shù)對其整體濾波性能的影響，因此下面將考察LCL濾波器不同參數(shù)組合對其特性的影響。由于阻尼電阻的影響，可通過適當(dāng)增大LCL濾波器的衰減特性進行補償，因此，在下面分析時暫不考慮阻尼電阻的影響。LCL濾波器參數(shù)的不同組合呈現(xiàn)以下幾個特點：（1） 隨著電容的增大，LCL濾波器的總電感量會降低，這是采用LCL濾波器的一個重要原因，并且當(dāng)電容的增大到一定值后，總電感量的減小趨于平緩，并且當(dāng)網(wǎng)側(cè)電感具有一定值后，其網(wǎng)側(cè)電感和橋臂側(cè)電感的不同分割對總電感量的影響也較小。（2） 隨著電容的增加使得橋臂電流諧波增加，并且隨著網(wǎng)側(cè)電感所占比重越大這種增加就越大，而對相同的電容而言，網(wǎng)側(cè)電感所

32、占比重越大，橋臂電流諧波含量也就越大。（3） 隨著電容的增加和網(wǎng)側(cè)電感所占比重的增加橋臂電壓對網(wǎng)側(cè)基波電流的控制力度也在增加，這主要是由于在相同的網(wǎng)側(cè)電流諧波標(biāo)準(zhǔn)下，電容和網(wǎng)側(cè)電感的增加使得總電感量減小，總電感量的減小響應(yīng)的也就提高了橋臂電壓對網(wǎng)側(cè)電流基波的控制力度。（4） 隨著電容和網(wǎng)側(cè)電感的增加使得LCL濾波器的諧振頻率有所下降，這一特性使得能夠根據(jù)控制系統(tǒng)設(shè)計的要求調(diào)節(jié)諧振頻率的值。3.3 LCL濾波器參數(shù)設(shè)計步驟由于采用LCL濾波器設(shè)計時，除了滿足濾波特性，即網(wǎng)側(cè)諧波電流含量的要求外，還應(yīng)使總電感量和電容吸收的無功功率盡可能的小，使橋臂電流諧波盡可能的小，使橋臂電壓對網(wǎng)側(cè)基波電流的控制

33、能力盡可能的大，并且應(yīng)使諧振頻率滿足一定的控制要求，因此，設(shè)計步驟如下：（1）電感L1參數(shù)的計算。由于選擇諧波峰值電流rip i 做為設(shè)計電感L1的標(biāo)準(zhǔn)。在計算諧波電流時，假設(shè)無負(fù)載，電感電阻忽略不計，整流器電壓為電網(wǎng)電壓。（2）電感L2參數(shù)的計算。根據(jù)對諧波的削弱量(一般為10)，計算出L1即可獲得很好的濾波效應(yīng)。（3）電容C參數(shù)的計算。根據(jù)LCL過濾器參數(shù)設(shè)計的限制條件可求出電容值。3.4 LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計 LCL濾波器參數(shù)的限制條件LCL濾波器參數(shù)的選取主要從三個方面進行考慮：（1） 滿足有功功率、無功功率控制的要求（2） 滿足電流跟蹤響應(yīng)的要求（3） 滿足諧波電流指標(biāo)的要求以下將

34、分別針對這三個方面進行討論根據(jù)LCL過濾器原理的介紹，理論上可將高次諧波全部濾除，但在實際中，考慮到過濾器制造，費用，體積，重量及元件耗損等因素，本文主要介紹LCL 過濾器參數(shù)設(shè)計的實際限制條件和優(yōu)化標(biāo)準(zhǔn)。（1）總電感量（L+Lg）的設(shè)計限制可以從穩(wěn)態(tài)情況下整流器輸出有功（無功）功率的能力考慮總電感量的上限值。由于整流器對有功功率和無功功率的控制性能實際上是一種穩(wěn)態(tài)的低頻運行特性，而在低頻情況下LCL濾波器可等效為L濾波器，且。由本文第二章對整流器數(shù)學(xué)模型的分析可知，在穩(wěn)態(tài)條件下整流器的交流側(cè)相量關(guān)系如圖3.2所示。圖3.2 穩(wěn)態(tài)運行時網(wǎng)側(cè)相量圖（注：圖中表示網(wǎng)側(cè)電壓矢量；表示PWM變流器交流

35、側(cè)電壓矢量；表示電感電流矢量；表示電感上的壓降矢量。）由圖3.2不難看出：在電網(wǎng)電壓矢量不變的條件下，并且適當(dāng)選擇電感和直流電壓參數(shù)，即可控制網(wǎng)側(cè)PWM變流器運行在圖中所示圓周的任意一點上，且在電感L取值一定的情況下，電流大小不同對應(yīng)著不同的圓周。并且a、b、c、d四點將圓周分成四個圓弧段，位于不同的圓弧段上時變流器具有不同的運行狀態(tài)。對應(yīng)于圖中不同的運行狀態(tài)和不同的工作電流對電感的要求也不一樣，根據(jù)文獻1可知，整流器運行于c點時的上限值最小，運行于a點時的上限值最大。設(shè)計時考慮最嚴(yán)重的情況，即工作在c點的情況，則該情況下對電感的限制可表述為：其中，為網(wǎng)側(cè)電壓的峰值；為電感電流的峰值。（2）濾

36、波電容C的設(shè)計限制電容值越大，產(chǎn)生的無功越多，造成系統(tǒng)效率降低。設(shè)計中，電容產(chǎn)生的無功被限制為不超過5%的系統(tǒng)額定功率。即有：網(wǎng)側(cè)電感上壓降忽略不計，則電容上壓降近似為電網(wǎng)相電壓近似有，所以得：設(shè)計時，先按照5%的百分比算出電容最大值，因為電容值初選時不能太?。ǚ駝t電感值就會很大），所以開始時可選擇最大值的一半。（3）諧振頻率對于LCL濾波器，一般要求諧振頻率位于10倍基頻和一半開關(guān)頻率之間，即有： 其中和分別是電網(wǎng)基頻和開關(guān)頻率。（4）無源阻尼電阻由下面的傳遞函數(shù)表示式知，增大電阻值可提高系統(tǒng)阻尼，使系統(tǒng)更穩(wěn)定 但由下面消耗在電阻上的功率表示式知，增大電阻會使損耗增加 因此需要折衷考慮，這樣

37、在LCL濾波器參數(shù)設(shè)計過程中，阻尼電阻一般取值為諧振點電容阻抗的1/3。 橋臂側(cè)電感L選取目前，LCL濾波器的橋臂側(cè)電感設(shè)計是依據(jù)整流器單L的設(shè)計準(zhǔn)則的，從濾除諧波，減小電流紋波的角度來說，在電流峰值處，電流具有最大的電流紋波，此時電感取值應(yīng)足夠大，以滿足濾除諧波的要求；從電流跟蹤快速性的角度來講，在電流過零點電流變化率最大，此時電感應(yīng)足夠小，以滿足快速性要求。1 跟隨性的要求本節(jié)所分析的跟隨性，所針對的是橋臂側(cè)電流的跟隨性能，在分析時可以認(rèn)為LCL濾波器的電容電壓不變。如前所述，電流過零點處的電流變化率最大，此時的電流跟蹤瞬態(tài)波形如圖所述，考慮單位功率因數(shù)運行情況，電流過零時開關(guān)信號以及電容

38、電壓可做如下近似： 電容電壓為零 Sb=Sc=1，a相電流上升時Sa=0，下降時Sa=1圖3.3 電流過零點處一個PWM周期的電流跟蹤波形 則由公式 可得 （3.41） 若考慮快速電流跟蹤要求，則有聯(lián)立以上方程，當(dāng)時將取得最大電流變化率，此時2 橋臂側(cè)電流諧波要求盡管并網(wǎng)變流器的諧波指標(biāo)，如IEEE519、IEEE929、IEC61000等所關(guān)注的是并網(wǎng)接入點的電流諧波和電壓諧波31，但就變流器本身的設(shè)計和控制而言，橋臂電流諧波含量也需要一定的限制，橋臂電流的諧波過大不僅會影響到器件損耗，而且較高諧波含量的橋臂電流使得橋臂側(cè)電感設(shè)計相對困難，同時，還會影響到控制策略的實施 8,30。因此即便采

39、用LCL濾波器對網(wǎng)側(cè)電流諧波進行衰減使其滿足并網(wǎng)要求，但橋臂側(cè)電感的選取也不能過小，工程上通常要求把橋臂電流諧波含量控制在10%以內(nèi)8。那么如何根據(jù)橋臂側(cè)電流諧波含量的要求確定橋臂側(cè)電感參數(shù)的選取呢？本節(jié)將對其進行討論。如前所述，在電流峰值處電流紋波最大，此時電流波形與開關(guān)信號以及電容電壓可以近似為（以a相電流為例） 電容電壓近似等于網(wǎng)側(cè)電壓，并達到峰值 Sb=Sc=0，a相電流上升時Sa=0，下降時Sa=1 i(Sa=0)=i(Sa=1)圖3.4 電流峰值處一個PWM周期的電流跟蹤波形因而由公式 （3.42） 近似可得： （3.43） 聯(lián)合以上式（3.42）和式（3.43），一般，諧波電流脈

40、動值選擇為額定電流的15%25%，此時可得橋臂側(cè)電感的下限值。 網(wǎng)側(cè)LC（Lg、Cf）選取在初選整流器側(cè)電感值L以后，可假定網(wǎng)側(cè)電感的大小為：其中， 為網(wǎng)側(cè)電感系數(shù)。取作為吸收的無功功率占系統(tǒng)功率的百分比值，有：其中，標(biāo)幺值，設(shè)計時，先按照5%的百分比算出電容最大值，電容值初選值不能太?。ㄈ缟戏治觯駝t電感值很大），所以開始時可選擇為此最大值的一半。在初步選定了電容值和整流器側(cè)電感值后，接下來的問題是如何確定系數(shù)以得到網(wǎng)側(cè)電感值。下面給出系數(shù)的推導(dǎo)過程：圖3.5 h次開關(guān)頻率諧波電流下等效的單相LCL濾波器結(jié)構(gòu)上圖所示為h次開關(guān)頻率諧波電流下等效的單相LCL濾波器結(jié)構(gòu)，在高頻狀態(tài)，整流器是一個

41、諧波發(fā)生器，網(wǎng)側(cè)相當(dāng)于短路。、分別表示整流器側(cè)h次諧波電流和諧波電壓，表示網(wǎng)側(cè)h次諧波電流，且圖中?？赏茖?dǎo)出 （3.44） 因此從整流器側(cè)到網(wǎng)側(cè)的電流諧波衰減表達式為： （3.45） 其中，；是開關(guān)頻率，是開關(guān)諧波次數(shù)。聯(lián)立（3.44）、（3.45）式，得到脈動電流衰減與（3.46）式中的系數(shù)之間的關(guān)系式為： （3.46） 其中是常值選擇的值，可確定系數(shù)，從而由（3.46）式即可得網(wǎng)側(cè)電感值。通常一般初選值在20%左右。 檢驗與校正由上面步驟，可依次算出整流器側(cè)電感值L、電容值C、網(wǎng)側(cè)電感值，此時，需要代入限制條件（1）檢驗。若不滿足此條件，需另行選擇脈動電流衰減值，從而得到新的系數(shù)以及網(wǎng)側(cè)電

42、感值。通過式（4.18）知，重新選擇無功功率值也可達到類似的效果。直至滿足限制條件（1）的要求。接著進行下面的設(shè)計步驟。校正諧振頻率，由前述的結(jié)構(gòu)框圖傳遞函數(shù)可得到諧振頻率的表達式，如式（3.47）所示： （3.47）由初步得出的網(wǎng)側(cè)電感值、電容值、整流器側(cè)電感值L檢驗得出的諧振頻率是否滿足限制條件（3），即：若不滿足條件，再次重新選擇脈動電流衰減值或無功功率值得到新的、C和L值，直至滿足限制條件（3）的要求。以上校正完成之后，進行最后的設(shè)計環(huán)節(jié)-設(shè)計阻尼電阻。由求得的諧振頻率求出在諧振點的電容阻抗為： （3.48） 則阻尼電阻值取為諧振點電容阻抗的1/3。3.5 LCL過濾器設(shè)計例子給定的整

43、流系統(tǒng)額定功率為16.7kW，線電壓為690V，開關(guān)頻率為3.5kHz。由n n p = 3UI 可得，In=14A，Zb=28.5 ，Cb=117.4uF。由式(12)即得出L1=11.06mH，由L1=2L2可得L2=5.53mH，然后選擇諧振頻率為開關(guān)頻率一半時，就可得到C=2.24uF。采用上述過濾器參數(shù)用MATLAB/Simulink 進行仿真，變換器側(cè)的電流波形見圖，通過LCL過濾器濾波的網(wǎng)側(cè)電流波形見圖3.7。由圖2、3 可知，LCL過濾器具有滿意的諧波濾除效果。 圖3.6 變換器側(cè)電流波形 通過LCL 過濾器濾波的網(wǎng)側(cè)電流4 LCL-VSR的控制系統(tǒng)分析4.1 LCL-VSR電

44、流控制策略 當(dāng)采用無源阻尼控制方法時，三相電壓型PWM 整流器采用LCL 濾波器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4.1 所示。圖4.1 LCL-VSR主電路圖圖中VT1VT6 為IGBT，Lg 為網(wǎng)側(cè)電感，Lr為整流器側(cè)電感，Cf為濾波電容， Rg 和Rr 為電感等效電阻。C 為直流側(cè)支撐電容，Udc表示直流側(cè)電壓， igx為網(wǎng)側(cè)相電流，iCfx 為電容支路相電流，電流參考方向如圖4.1 所示。分析LCL 濾波器的三相電壓型PWM 整流器數(shù)學(xué)模型時，濾波器的LgCf 部分只對高頻分量作用，在低頻（工頻50Hz）時，LCL 濾波器可以建模為LT（LT=Lg+Lr），忽略濾波電容Cf 的作用，因此，在以電網(wǎng)電

45、壓定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，其數(shù)學(xué)模型為式中， 根據(jù)式（1），控制框圖如圖4.1 所示，通過前饋解耦的方法抵消由于旋轉(zhuǎn)變換引入的交叉耦合項的影響，當(dāng)參數(shù)準(zhǔn)確時，采用PI 調(diào)節(jié)器即可獲取理想電流動態(tài)調(diào)節(jié)特性。圖4.1 LCL 濾波器的三相PWM 整流器電流控制框圖由于LCL濾波器為三階，因而需要考慮濾波器本身的傳輸特性，因而在第二部分專門介紹了LCL的數(shù)學(xué)模型，并通過其傳輸特性與單L進行了比較分析，并從中可以看出，LCL雖然階數(shù)較高，但是其頻率特性在不同的頻段內(nèi)有不同的特點，可以因而在一定的限制條件下，LCL濾波器可以做合理的簡化近似，針對不同的控制目的可以靈活地采用不同的模型。三相坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)

46、模型物理意義清楚，但由于是時變信號，不利于控制系統(tǒng)設(shè)計，為此第三部分建立了兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，為控制系統(tǒng)設(shè)計提供了條件。4.2 LCL濾波器的無源阻尼控制如前所述，在低頻下，電容的作用可以忽略，基于這種思想，那么LCL-VSR的控制策略可以等效成L-VSR的控制策略。因而傳統(tǒng)的基于網(wǎng)側(cè)電壓定向的矢量控制方案可以引用到LCL-VSR的控制中。根據(jù)這種思想，式（2.57）可以近似如下： （4.11）即 （4.12）令，若采用PI控制器，忽略電感上寄生電阻的影響，可得控制方程如下： （4.13）其控制思想可以描述如下：直流電壓外環(huán)經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后，輸出為橋臂側(cè)電流有功分量指令，與可獨立控制的無

47、功電流指令一起經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后得到整流器交流側(cè)電壓的分量的調(diào)制信號，經(jīng)過PWM調(diào)制后生成PWM脈沖信號，進而控制整流器。根據(jù)上述控制思想，可得如圖所示的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，從中可以看出，這種控制方案在控制思想和結(jié)構(gòu)上與基于L濾波器的整流器的矢量控制方式完全相同。根據(jù)圖4.2可得電流內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)簡圖如下，以有功電流為例圖4.2 電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖4. 3所示圖4.3 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖建立了電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)，就為控制器的參數(shù)設(shè)計提供了條件。 以下章節(jié)介紹的穩(wěn)定性控制方法都是以矢量控制為基礎(chǔ)的，因此以下將著重介紹各種穩(wěn)定性方法，矢量控制將不再贅述。在LCL-VSR系統(tǒng)中

48、，其控制策略無疑是其中一個很重要的環(huán)節(jié)，所采取的控制策略直接關(guān)系到整流器的運行性能。阻尼控制策略分為兩種，一種稱之為無源阻尼法，這種方法簡單可靠，不需要做結(jié)構(gòu)或算法上的改變，在工業(yè)上得到廣泛的應(yīng)用。無阻尼控制算法簡單，易于實現(xiàn)，然而，在某些頻率點不可避免的存在著諧振，這在一定程度上降低了系統(tǒng)的可靠性。為了增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性，最簡單的方法就是在LCL濾波器的回路中串入電阻來增加系統(tǒng)的阻尼。這種串電阻的方法就叫做無源阻尼法。當(dāng)采用無源阻尼控制方法時，在LCL 濾波器的濾波電容支路串聯(lián)阻尼電阻如圖 所示， 圖4.4 電容支路串聯(lián)阻尼電阻則LCL濾波器傳遞特性如式（4.14）所示 （4.14） 其系統(tǒng)傳

49、遞函數(shù)為 （4.15） 根據(jù)式（4.14）畫出橋臂側(cè)電壓到網(wǎng)側(cè)電流的bode圖可以看出電阻對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，如圖所示。 圖4.5 隨電容串聯(lián)電阻變化的bode圖如上圖中所示，當(dāng)加入阻尼電阻時，諧振峰得到較大的衰減，進一步增大阻尼電阻，衰減程度增加。因而加入阻尼電阻可以有效地增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性，然而從高頻濾波效果來說，隨著阻尼電阻的增加，衰減速率變慢，濾波效果下降。根據(jù)式（4.15）畫出系統(tǒng)離散域閉環(huán)零級點分布如圖4.7所示，可以看到隨著阻尼電阻值增加，系統(tǒng)不穩(wěn)定的極點由單位圓外移至單位圓內(nèi)，系統(tǒng)穩(wěn)定性增強。圖4.6 采用無源阻尼控制時系統(tǒng)閉環(huán)零極點分布4.3 有源阻尼控制由上一節(jié)分析不難看出，

50、通過阻尼電阻能夠有效抑制LCL濾波的諧振，有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性且不需要改變控制器的參數(shù)及結(jié)構(gòu)，因而在工業(yè)上得到了廣泛的應(yīng)用。但是它也存在著一些不足，阻尼電阻的增加也使得LCL濾波器對開關(guān)頻率等高次諧波的衰減程度有所減緩。另外的引入也會增加系統(tǒng)損耗，降低系統(tǒng)效率，尤其是在大功率場合，阻尼電阻發(fā)熱嚴(yán)重。為有效抑制諧振提高運行效率，近年來取代實際阻尼電阻的有源阻尼控制策略引起了學(xué)術(shù)界的關(guān)注。所謂有源阻尼，就是無需實際的阻尼電阻，而是通過修改系統(tǒng)的控制算法來實現(xiàn)阻尼的作用的方法。在頻域上容易解釋其基本思想，即當(dāng)出現(xiàn)諧振峰值時，可以以算法產(chǎn)生一個負(fù)峰值與之抵消。該方法因為需要增加測量電容端電壓或者流過

51、電容電流的傳感器、并且算法復(fù)雜，限制了有源阻尼的應(yīng)用。于效率的考慮，有源阻尼有逐步取代無源阻尼的趨勢和潛力。但出于效率的考慮，有源阻尼有逐步取代無源阻尼的趨勢和潛力。LCL 濾波器有源阻尼控制框圖如圖6a 所示，圖中假設(shè)引入控制環(huán)節(jié)的電容電壓與實際電容電壓相等，忽略Rg、Rr、Rd 時，控制框圖可以等效為圖6b所示。圖4.7 LCL 濾波器有源阻尼控制框圖由上圖可得到其傳遞函數(shù) (4.16)其中，L（s）為超前滯后（Lead-Lag）模塊，其形式為 (4.17) 采用Tustin 方法進行離散化后為 (4.18)考慮電流環(huán)作用時的系統(tǒng)控制框圖如圖4.7 所示，圖中為z-1 電容電壓采樣引起的延

52、時，那么有 ，其傳遞函數(shù)如下圖：圖4.71 電流環(huán)作用時的控制框圖考慮電流環(huán)作用時有源阻尼系統(tǒng)控制框圖，采用有源阻尼控制方法時，系統(tǒng)離散域閉環(huán)傳遞函數(shù)為 (4.19)分析超前滯后環(huán)節(jié)的Bode 圖后表明，其本質(zhì)上為高通濾波器，那么L（s）可以改寫為 ，Kdz 變化時，系統(tǒng)閉環(huán)零極點分布如圖4.8 所示。圖4.8 表明，采用電容電壓反饋的有源阻尼方法其本質(zhì)是將濾波電容電壓中的高頻分量引入控制環(huán)節(jié)，在一定的kdz 取值區(qū)間，系統(tǒng)是穩(wěn)定的，系統(tǒng)控制框圖如圖4.9 所示。圖中，將濾波電容電壓中的低頻分量通過低通濾波器濾除得到其高頻分量。算法的關(guān)鍵之處在于如何得到濾波電容上的電壓，可以增加電容電壓傳感器方法獲取，但是會增加系統(tǒng)成本。文獻8-9提出了一種濾波電容電壓UCf 觀測方法，該方法通過對變流器輸出電流進行微分獲取電容電壓的高頻分量，缺點在于在實時數(shù)字控制系統(tǒng)中微分算法難以實現(xiàn)，并且會引入高頻噪聲，引起系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖4.8 kdz 變化時系統(tǒng)閉環(huán)零極點分布圖4.9 系統(tǒng)控制框圖LCL 濾波器發(fā)生諧振時，忽略Rg、Rr，系統(tǒng)單相諧波等效電路如圖4.9.1 所示。圖4.9,1 系統(tǒng)