PWM控制電路設計

1、PWM控制電路設計CYBERNET 應用系統事業(yè)部 LED照明作為新一代照明受到了廣泛的關注。僅僅依靠LED封裝并不能制作出好的照明燈具。本文主要從電子電路、熱分析、光學方面闡述了如何運用LED特性進行設計。 在上一期的“LED驅動電路設計基礎篇”中，介紹了LED的電子特性和基本的驅動電路。遺憾的是，阻抗型驅動電路和恒電流源型驅動電路，大范圍輸入電壓和大電流中性能并不強，有時并不能發(fā)揮出LED的性能。相反，用脈沖調制方法驅動LED電路，能夠發(fā)揮LED的多個優(yōu)點。這次主要針對運用脈沖調制的驅動電路進行說明。 PWM是什么？ 脈沖調制英文表示是Pulse Width Modulation，簡稱PW

2、M。PWM是調節(jié)脈沖波占空比的一種方式。如圖1所示，脈沖的占空比可以用脈沖周期、On-time、Off-time表示，如下公式： 占空比On-time（脈沖的High時間）/ 脈沖的一個周期（On-time + Off-time） Tsw（一周期）可以是開關周期，也可以是Fsw=1/Tsw的開關頻率。 圖1 Pulse Width Modulation (PWM) 在運用PWM的驅動電路中，可以通過增減占空比，控制脈沖一個周期的平均值。運用該原理，如果能控制電路上的開關設計（半導體管、MOSFET、IGBT等）的打開時間（關閉時間），就能夠調節(jié)LED電流的效率。這就是接下來要介紹的PWM控制。

3、 PWM信號的應用 PWM控制電路的一個特征是只要改變脈沖幅度就能控制各種輸出。圖2的降壓電路幫助理解PWM的控制原理。在這個電路中，將24V的輸入電壓轉換成12V，需要增加負載。負載就是單純的阻抗。電壓轉換電路的方法有很多，運用PWM信號的效果如何呢？ 圖2 降壓電路 在圖2的降壓電路中取PWM控制電路，如圖3所示。MOSFEL作為開關設計使用。當PWM信號的轉換頻率數為20kHz時，轉換周期為50s。PWM信號為High的時候，開關為On，電流從輸入端流經負載。當PWM信號處于Low狀態(tài)時，開關Off，沒有輸入和輸出，電流也斷掉。 這里嘗試將PWM信號的占空比固定在50，施加在開關中。 開

4、關開著的時候電流和電壓施加到負載上。開關關著的時候因為沒有電流，所以負載的供給電壓為零。如圖4綠色的波形、V（OUT）可在負載中看到輸出電壓。 圖3 運用PWM信號的降壓電路 圖4 解析結果 占空比：50 輸入電壓是直流，通過脈沖信號得到輸出電壓在負載的前端（開關的后端）插入平滑電路，就可以得到如圖4所示的茶色的波形。輸出脈沖的平均值約12V時，直流電壓可以供給負載。 但如果不是12V，而是想得到6V的輸出電壓時，應該怎么做？PWM控制的優(yōu)點實際就在此。只需改變脈沖幅度就可以了。實際上，只需設定占空比為25就可以得到平均輸出6V的電壓。圖5和圖6表示的是這種情況下的電路和解析結果。 圖5 運用

5、PWM信號的降壓電路 圖6 解析結果 占空比約25 以上結果標明，降壓電路中，輸入輸出電壓的關系可以表示為： 輸出電壓PWM信號的占空比×輸入電壓 也就是說只要改變PWM信號的占空比，就可以得到任意的輸出電壓。接下來介紹在實際產品設計中運用降壓轉換器電路驅動LED的方法。 PWM驅動電路例子 如圖7所示，在前述的降壓電路中追加線圈、電容、二極管的電路。在這里沒有考慮反饋電路。這里使用的是飛利浦照明的LUXEON系列的LXM3-PW71 LED。LED（負載）的前端插入的線圈和電容構成平滑電路，通過轉換使得脈沖輸出平均化。線圈前端的二極管即使在開關關著的時候也能持續(xù)向線圈供給電流。降壓

6、轉換器通常作為電壓轉換電路使用，但是在驅動LED時，則需要控制電流而不是電壓。 圖7 PWM驅動電路降壓轉換的例子 確認圖7的電路構成。當脈沖信號處于On的狀態(tài)，也就是開關設計處于On的狀態(tài)時，電流按照輸入信號開關線圈負載的順序流動。當開關設計處于Off的狀態(tài)時，電流按照二極管線圈負載的順序流動。因此要控制線圈中的電流實際上等同于控制LED中的電流。 在正極和負極間施加3.0V的電壓的話，可以從數據庫中看到，LXM3-PW71的電流約350mA。輸入電壓為12V時，設定脈沖波的占空比為25（12V×0.253V），就能得到3V的電壓。當轉換頻率數為100kHz時，轉換周期為10s，脈

7、沖幅度為2.5s。但是，負載只在順阻抗的情況下成立，實際在負載中運用LED時，根據電流大小負載特性也有變化，電流約為350mA時，脈沖幅度調制約為3.36s。驗證電路的結果如圖8所示。 圖8 PWM驅動電路的驗證結果 LED中的電流發(fā)生變化，線圈中的電流也變化。通過傳感電路檢測線圈電流的變化，只要控制開關的打開時間，就能夠使得LED負載中的電流恒定。增加PWM的占空比，就能增加LED中的電流，也能增加亮度。比較阻抗驅動型電路和恒定電流源型驅動電路，改變PWM的占空比比改變阻抗值和電路常量更高效，也因此能了解PWM控制的便利性。 這次介紹的降壓轉換器運用于LED驅動中需要電壓比輸入電壓低的情況。

8、根據照明燈具、用途不同，有時需要同時驅動多個LED，這樣會出現所有的LED驅動中的必需電壓比輸入電壓高。這種情況下，就需要使用能夠制作比輸入電壓高的電壓的升壓轉換器。 在LED照明中，有效利用電力的同時還需要小型化。照明燈具中，將輸入電壓轉為LED驅動電壓的時候，會出現轉換損耗，轉換損耗越大越容易引起熱的問題。同時，如果開關頻率數增加，變壓器和線圈會變小，雖然整個線路板能夠實現小型化，但由于高開關頻率數會導致轉換損耗，出現高次諧波問題。因此，在LED的PWM驅動電路中，力爭實現高效和少零部件。 為了保持照明燈具的亮度穩(wěn)定或者調節(jié)亮度，需要在傳感器中檢測負載電流、進行控制演算、調整脈沖的占空比的

9、反饋控制電路。本文沒有對反饋控制電路進行介紹，但是值得注意的是，反饋控制電路包含電壓控制、遲滯控制、類似遲滯控制、電流控制等多種。各種控制方式有優(yōu)點也有缺點，需要我們根據照明燈具的作法和適用的電路方式選擇最佳的控制方式。PWM控制電路的基本構成及工作原理開關電源一般都采用脈沖寬度調制（PWM）技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其開關器件工作在高頻通斷狀態(tài)，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。本文從開關電源的工作原理出發(fā)，探討抑制

10、傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。1 開關電源產生EMI的機理數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便于分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。式中：An為脈沖中第n次諧波的電平；Vo為脈沖的電平；T為脈沖串的周期；tw為脈沖寬度；tr為脈沖的上升時間和下降時間。開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×105s，tw=105s，tr=0.4×106s，則其諧

11、波電平如圖2所示。圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對于其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.1530MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為301000MHz）的測量中反映出來。在圖2中，基波電平約160dBV，500MHz約30dBV，所以，要把開關電源的EMI電平都控制在標準規(guī)定的限值內，是有一定難度的。2 開關電源EMI濾波器的電路設計當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.1530MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標準規(guī)定的限值內

12、。要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的并聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線

13、上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由于線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.10.47F；差模抑制電感L1，L2100130H；共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF；共模抑制電感L1525mH。設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低于開關電源的工作頻率，一般要低于10kHz，即在實際使用中，由于設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗后才能有

14、滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，并且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常采用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。還有一個設計原則是不要過于追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。3 輻射EMI的抑制措施如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源于開關器件的高頻通斷和輸出整流二極管反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾

15、鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極管外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端并聯RCD緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯2080H的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發(fā)射極上，以確保集電極與散熱片之間由于分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話

16、，可采用有屏蔽措施的開關管散熱片。整流二極管應采用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和并聯RC吸收網絡均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電感。實際使用中一般采用具有軟恢復特性的整流二極管，并在二極管兩端并接小電容來消除電路的寄生振蕩。負載電流越大，續(xù)流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接

17、地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室容易實現的措施，進行了如下的改進：在所有整流二極管兩端并470pF電容；在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39電阻形成一RC低通濾波器；在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01F電容；在整流二極管管腳上套一小磁珠；改善屏蔽體的接地。經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。4 結語隨著電子產品的電磁兼容性日益受到重視，抑制開關

18、電源的EMI，提高電子產品的質量，使之符合有關標準或規(guī)范，已成為電子產品設計者越來越關注的問題。本文是在分析干擾產生機理、以及大量實踐的基礎上，提出了行之有效的抑制措施。PWM控制電路的基本構成及工作原理1 開關電源產生EMI的機理    摘要：介紹了PWM控制電路的基本構成及工作原理，給出了美國Silicon General公司生產的高性能集成PWM控制器SG3524的引腳排列和功能說明，同時給出了其在不間斷電源中的應用電路。    關鍵詞：PWM SG3524 控制器引言開關電源一般都采用脈沖寬度調制（PWM）

19、技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其開關器件工作在高頻通斷狀態(tài)，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。本文從開關電源的工作原理出發(fā)，探討抑制傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。1 開關電源產生EMI的機理數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便于分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。式中：An為脈沖中第n次諧波的電平；Vo為脈

20、沖的電平；T為脈沖串的周期；tw為脈沖寬度；tr為脈沖的上升時間和下降時間。開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×105s，tw=105s，tr=0.4×106s，則其諧波電平如圖2所示。圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對于其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.1530MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為301000MHz）的測量中反映出來。在圖2中，基波電平約160dBV，500MHz約30dBV，所以，要

21、把開關電源的EMI電平都控制在標準規(guī)定的限值內，是有一定難度的。2 開關電源EMI濾波器的電路設計當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.1530MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標準規(guī)定的限值內。要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗

22、應該是低阻抗（如容量很大的并聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由于線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。    圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.

23、10.47F；差模抑制電感L1，L2100130H；共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF；共模抑制電感L1525mH。設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低于開關電源的工作頻率，一般要低于10kHz，即在實際使用中，由于設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗后才能有滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，并且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常采用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾

24、下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。還有一個設計原則是不要過于追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。3 輻射EMI的抑制措施如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源于開關器件的高頻通斷和輸出整流二極管反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極管外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端并聯RCD

25、緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯2080H的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發(fā)射極上，以確保集電極與散熱片之間由于分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話，可采用有屏蔽措施的開關管散熱片。整流二極管應采用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和并聯RC吸收網絡均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電

26、感。實際使用中一般采用具有軟恢復特性的整流二極管，并在二極管兩端并接小電容來消除電路的寄生振蕩。負載電流越大，續(xù)流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室

27、容易實現的措施，進行了如下的改進：在所有整流二極管兩端并470pF電容；在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39電阻形成一RC低通濾波器；在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01F電容；在整流二極管管腳上套一小磁珠；改善屏蔽體的接地。經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。4 結語隨著電子產品的電磁兼容性日益受到重視，抑制開關電源的EMI，提高電子產品的質量，使之符合有關標準或規(guī)范，已成為電子產品設計者越來越關注的問題。本文是在分析干擾產生機理、以及大量實踐的基礎上，提出了行之有效的抑制措施。開關電源PWM控制電路實例分析開關電源被譽為高效節(jié)能電源，它代表著穩(wěn)壓電源的

28、發(fā)展方向。開關電源(Switched Mode Power Supply，SMPS)是一種由占空比控制的開關電路構成的電能變換裝置。開關電源的核心為電力電子開關電路，根據負載對電源提出的輸出電壓或穩(wěn)流特性的要求，利用反饋控制電路，采用占空比控制的方法，對開關電路進行控制。隨著控制技術和元器件技術的不斷發(fā)展，開關電源的各方面的性能都在不斷提高，容量也在不斷擴大?？刂坪捅Ｗo電路主要處理信號，屬于“弱電”電路，但它控制著主電路中的開關器件，一旦出現失誤，將造成嚴重的后果，使電源停止工作或損壞。電源的很多指標，如穩(wěn)壓穩(wěn)流精度、紋波、輸出特性等也與控制電路相關。因此，控制電路的設計質量對電源的性能至關重

29、要。本文介紹了集成脈沖寬度調制方式(PWM)控制器(MB3759)的構成與原理，詳細分析了以MB3759控制器構成的開關電源的控制電路、驅動電路和保護電路，對開關電源的設計具有一定的價值。1 集成PWM控制器(MB3759)的構成與原理11 PWM控制器(MB3759)的構成PWM控制電路的作用是將在一定范圍內連續(xù)變化的模擬量信號轉換為開關頻率固定、占空比跟隨輸入信號連續(xù)變化的PWM信號。開關電源PWM控制集成芯片采用型號為MB3759(FUJITSU公司)，采用固定頻率的PWM控制方式，其MB3759芯片內部結構框圖如圖l所示，內部電路主要由高頻振蕩器、PWM比較器、基準電壓源、誤差電壓放大

30、器、驅動電路和封鎖電路等組成。控制芯片內部有2個電壓比較器，管腳1、2和15、16是電壓比較器正負輸入端子，管腳3是電壓比較器統一輸出端。同時誤差放大器的輸出也可開放給用戶，用戶可以根據需要設計成PI控制器。管腳5、6可接振蕩電容和電阻，振蕩器的振動頻率由外接電阻和電容決定，根據電路頻率而調節(jié)容值和阻值。管腳8為觸發(fā)脈沖輸出口，采用電流圖騰輸出，使得芯片可以直接驅動功率不大的開關管。T觸發(fā)器的作用是將輸出進行分頻，得到占空比為50的頻率為振蕩器頻率的l2的方波，將T觸發(fā)器輸出的這樣兩路互補的方波同比較器輸出PWM信號進行“或非”運算，就可以得到兩路互補的占空比為O50的PWM信號，考慮死區(qū)時間

31、的存在，最大占空比通常為45475。管腳13為封鎖控制，管腳14為參考電壓，管腳12為工作電壓，管腳4為死區(qū)控制端，一旦高電平輸入，芯片輸出脈沖被封鎖，直流電壓輸出為零。12 PWM控制器(MB3759)的工作原理PWM控制器(MB3759)的反饋通道由電壓誤差放大器EA、PWM比較器和鎖存器及驅動電路組成。管腳1作為直流輸出電壓的反饋信號，管腳2與芯片輸出的參考電壓相連，作為誤差放大器的參考輸入，管腳3輸入主電路的電壓反饋。受時鐘脈沖觸發(fā)，功率管開通，電感(功率管)電流上升到由EA輸出決定的門限值時，PWM比較器翻轉，鎖存器復位，驅動脈沖關斷功率管，電感電流下降，直到下一個時鐘脈沖到來，鎖存器置位，開關管重新開通。輸入電壓變化時，電感電流的上升斜率變化，輸出占空比改變以抑制輸入電壓的變化，這是一個前饋調節(jié)過程，響應極快