對(duì)推挽逆變器中變壓器漏感尖峰有源鉗位的研究

1、 一 推挽逆變器的原理分析 主電路如圖1所示： Q1，Q2理想的柵極（UG1,UG2）漏極(UD1,UD2)波形如圖2所示： 實(shí)際輸出的漏極波形： 從實(shí)際波形中可以看出，漏極波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2兩管同時(shí)截止的死區(qū)處都長(zhǎng)了一個(gè)長(zhǎng)長(zhǎng)的尖峰，這個(gè)尖峰對(duì)逆變器/UPS性能的影響和開關(guān)管Q1,Q2的威脅是不言而喻的，這里就不多說了。 二 Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的成因分析 從圖1中可以看出，主電路功率元件是開關(guān)管Q1,Q2和變壓器T1。 Q1,Q2的漏極引腳到TI初級(jí)兩邊走線存在分布電感， T1初級(jí)存在漏感，當(dāng)然T1存在漏感是主要的。考慮到漏感這個(gè)因素我們畫出推挽電路主電路等效的原理圖

2、如圖4所示： 從圖4中可以看出L1,L2就等效于變壓器初級(jí)兩邊的漏感，我們來分析一下Q1導(dǎo)通時(shí)的情形：當(dāng)Q1的柵極加上足夠的驅(qū)動(dòng)電壓后飽和導(dǎo)通，電池電壓加到漏感L1和變壓器T1初級(jí)上半部分，當(dāng)然絕大部分是加到T1初級(jí)上半部分,因?yàn)長(zhǎng)1比T1初級(jí)上半部分電感小得多。此時(shí)Q2是截止的，主電路電流方向?yàn)閺碾姵卣龢O到T1初級(jí)上半部分到L1到Q1的DS再回到電池的負(fù)極;L1上電壓的極性為左負(fù)右正，T1初級(jí)上半部分電壓的極性為上負(fù)下正，如圖5所示： 當(dāng)Q1柵極信號(hào)由高電平變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，此時(shí)Q2也還截止，即死區(qū)處Q1,Q2都不導(dǎo)通，T1初級(jí)上半部分由于和次級(jí)耦合的原因，能量?jī)H在Q1導(dǎo)通時(shí)向次級(jí)傳遞能量，到Q

3、1截止時(shí)T1初級(jí)上半部分上端的電位已恢復(fù)到電池電壓，而L1可以看做是是一個(gè)獨(dú)立的電感，它儲(chǔ)存的能量耦合不到變壓器T1的次級(jí)。但是，隨著Q1由導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止，L1上的電流迅速減小，大家知道電感兩端的電流是不能突變的，根據(jù)自感的原理L1必然要產(chǎn)生很高的反向感生電動(dòng)勢(shì)來阻礙它電流的減小，所以此時(shí)電感電壓的極性和圖5相反，T1初級(jí)上半部分的電壓為0，兩端點(diǎn)的電壓都等于電池電壓，此時(shí)Q1漏極的電壓就等于L1兩端的電壓和電池電壓之和，這就是Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，如圖6所示。 三 Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的消除 上面我們已經(jīng)分析了Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，下面我們就來想辦法消除這個(gè)尖峰了

4、。我想到的辦法就是Q1,Q2的漏極到電池的正極加一個(gè)開關(guān)，當(dāng)然這個(gè)開關(guān)也由MOS管來充當(dāng)，當(dāng)然其它功率管也行。這個(gè)開關(guān)只在Q1,Q2都截止時(shí)才導(dǎo)通，用電路實(shí)現(xiàn)如圖7所示：(本文轉(zhuǎn)自電子工程世界：由圖7可以看出，加入D1,D2可以防止Q3,Q4寄生二極管的導(dǎo)通，這樣，Q1,Q2漏極的尖峰就可以限制在D1,D2和Q3,Q4的壓降之和了，而這個(gè)壓降是很小的，漏感的尖峰的能量也釋放回電池和C1了。 Q1,Q2,Q3,Q4的驅(qū)動(dòng)時(shí)序如圖8 加入了有源嵌位后實(shí)際輸出的波形如圖9所示： 四 這個(gè)電路和全橋逆變電路的比較： 看到這里，大家也許會(huì)說，這個(gè)電路和全橋電路不是一樣嗎？你的電路還多了兩個(gè)二極管。不錯(cuò)，

5、這個(gè)電路和那種兩橋臂上下管都互補(bǔ)的全橋電路來說還是有些相似，最大的不同就是我這個(gè)電路主電路還是推挽，它的導(dǎo)通壓降還是一個(gè)MOS管的導(dǎo)通壓降，而全橋電路是兩個(gè)MOS管的導(dǎo)通壓降！對(duì)于采用低電壓大電流電池供電的應(yīng)用場(chǎng)合，這個(gè)電路的損耗更小，效率更高，因?yàn)槁└械膬?chǔ)能比較小， Q3,Q4選型時(shí)可以比Q1,Q2電流小得多，因而節(jié)約了成本。 實(shí)際上Q3,Q4可以只用一個(gè)的，如圖10所示： 驅(qū)動(dòng)邏輯改為，如圖11所示： 總結(jié)：本文從原理出發(fā)分析了在推挽逆變器中兩開關(guān)管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，提出了改進(jìn)方法，并在實(shí)際應(yīng)用中得到驗(yàn)證是可行的，相比于傳統(tǒng)推挽逆變器，極大地提升了了性能，提高了效率和穩(wěn)定性(本文轉(zhuǎn)自電子

6、工程世界：EPC高頻變壓器分布參數(shù)及其影響的分析摘 要： 隨著高頻化的需要，變壓器分布參數(shù)的影響也逐漸顯著。從高頻化的等效電路入手，對(duì)開關(guān)變壓器分布參數(shù)的影響進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析和仿真驗(yàn)證，提出了在設(shè)計(jì)和繞制變壓器時(shí)能夠減小分布參數(shù)的幾種措施，并通過仿真結(jié)果給出了利用分布參數(shù)作為諧振元件的一部分的高頻軟開關(guān)電路的具體實(shí)現(xiàn)。1、引言行波管放大器(TWTA)具有寬頻帶、高增益、高效率等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于微波通信、雷達(dá)和電子對(duì)抗等技術(shù)領(lǐng)域中。TWTA由空間行波管(TWT)和電子功率調(diào)節(jié)器(EPC)組成。EPC1,2是由大量電子元器件和高壓部件組成的復(fù)雜而且特殊的電子設(shè)備，它由指令電路、遙測(cè)電路、變換

7、器及保護(hù)電路等功能模塊組成。理論分析和實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)表明,電氣產(chǎn)品的變壓器、電感和電容的體積、重量與供電頻率的平方根成反比。所以，實(shí)現(xiàn)電路小型化、輕量化最直接的途徑是提高開關(guān)頻率。由于受限于火箭的運(yùn)載能力，對(duì)星載EPC的體積、重量方面提出了嚴(yán)格的限制，因此必須要提高頻率以滿足小體積、輕重量的要求。高頻變壓器也可稱作脈沖變壓器或開關(guān)變壓器。它與普通變壓器的區(qū)別大致有以下幾點(diǎn)：(1)電源電壓不是正弦波，而是交流方波，初級(jí)繞組中電流都是非正弦波;(2)變壓器的工作頻率比較高，通常都在幾十千赫茲，甚至高達(dá)幾十萬赫茲。在確定磁心材料及損耗時(shí)必須考慮能滿足高頻工作的需要及磁心中有高次諧波的影響。2、變壓器等效電

8、路在一般的理論分析中，為了簡(jiǎn)化分析過程，通常忽略功率變壓器的勵(lì)磁電感和漏感，以便獲得電路工作的基本原理和基本特征。實(shí)際上，寄生參量是客觀存在的，而且隨著開關(guān)頻率的提高，分布參數(shù)的影響越嚴(yán)重。(1)勵(lì)磁電感由于磁導(dǎo)率是有限的，則在原邊繞組中就有勵(lì)磁電流存在。這一增加的電流可以在等效電路中增加一個(gè)和原邊線圈并聯(lián)的勵(lì)磁電感Lm來表示。勵(lì)磁電感能量表示有限磁導(dǎo)率的磁芯中和兩半磁芯結(jié)合處氣隙存儲(chǔ)的能量。存儲(chǔ)的能量與加到線圈上每匝伏特有關(guān)，與負(fù)載電流無關(guān)。(2)漏感在實(shí)際變壓器中，如果初級(jí)與次級(jí)之間、匝與匝之間、層與層之間磁通沒有完全耦合，就會(huì)產(chǎn)生漏感。漏感能量表示線圈間不耦合磁通經(jīng)過的空間存儲(chǔ)的能量。在

9、等效電路中，漏感與理想變壓器激勵(lì)線圈串聯(lián)，其存儲(chǔ)的能量與激勵(lì)線圈電流的平方成正比。(3)分布電容在實(shí)際變壓器的繞組中存在著分布電容，尤其存在于線圈導(dǎo)線和變壓器磁心之間以及各繞組之間。電容量的大小取決于繞組的幾何形狀、磁心材料的介電常數(shù)和它的封裝材料等。在等效電路中，在每一理想線圈兩端并聯(lián)一個(gè)集中的電容。綜合考慮以上因素，可以得出變壓器的一般等效電路，如圖1所示。其中，Rp、Rs表示原、副邊的繞組電阻，Llp、Lls表示原、副邊的漏感，Lm表示勵(lì)磁電感，Cdp、Cds表示原、副邊的分布電容，Rc表示磁心損耗，其中包括磁滯損耗和渦流損耗。將副邊漏感、次級(jí)繞組電阻、次級(jí)分布電容分別折算到原邊，并將原

10、、副邊漏電感、繞組電阻、分布電容分別集中在一項(xiàng)里，得到如圖2所示簡(jiǎn)化的等效電路。設(shè)變壓器原邊匝數(shù)為N1，副邊匝數(shù)為N2，變比為n(n=N2/N1)，則R=Rp+ Rs/n2,Cd=Cdp+ n2Cds,Ll=Llp+ Lls/n2。 圖1 變壓器的一般等效電路 圖2 簡(jiǎn)化的變壓器等效電路3、變壓器分布參數(shù)影響的理論分析由于高頻變壓器的輸入為交流方波，以下分脈沖前沿、脈沖頂部、脈沖后沿進(jìn)行說明3。(1)脈沖前沿在脈沖前沿，時(shí)間變化很快，因而漏感和分布電容上就產(chǎn)生很強(qiáng)的電流及電壓變化，而對(duì)于瞬間變化的輸入電壓而言，加在它上面的開路電感的阻抗是趨向無窮大，可以忽略。假設(shè)忽略繞組電阻和磁心損耗電阻。由

11、此得到圖3所示的上升沿等效電路。計(jì)算節(jié)點(diǎn)X的電流，并通過對(duì)它的方程求倒數(shù)，就能得到二次微分方程 圖3 上升沿等效電路(2)脈沖頂部在脈沖頂部時(shí)，脈沖持續(xù)期內(nèi)電壓電流基本保持不變，因此漏感和分布電容便不起主要作用，勵(lì)磁電感起重要作用。由此得到圖4所示的脈沖平頂?shù)牡刃щ娐?。?jì)算節(jié)點(diǎn)X的電流，得到一次微分方程： 這個(gè)方程的解是： 圖4 脈沖平頂?shù)刃щ娐?3)脈沖后沿漏感通常比勵(lì)磁電感小很多，可以忽略。脈沖后沿時(shí)，儲(chǔ)存在勵(lì)磁電感中的磁能和分布電容中的電能釋放能量，因此勵(lì)磁電感和分布電容起主要作用。 由此得到圖5所示的下降沿等效電路。計(jì)算節(jié)點(diǎn)X的電流，得到二次微分方程：圖5 下降沿等效電路4、變壓器分布

12、參數(shù)影響的仿真分析根據(jù)以上分析，用軟件PSPICE進(jìn)行仿真。所使用的參數(shù)如圖6所示，仿真波形如圖7所示。 圖6 仿真原理圖 圖7 用PSPICE計(jì)算出的波形由圖7的仿真波形可見，由于分布參數(shù)的存在，在上升沿時(shí)具有上沖，在下降沿時(shí)存在下沖?；ジ泻吐└心芰吭陂_關(guān)轉(zhuǎn)換瞬時(shí)引起電壓尖峰，造成損耗增加，嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成開關(guān)管損壞，同時(shí)也是EMI的主要來源，因此必須加以控制。5、變壓器分布參數(shù)的抑制和利用5.1 變壓器分布參數(shù)的抑制根據(jù)漏感和分布電容的產(chǎn)生原因，可以采取以下措施來進(jìn)行抑制。(1)減少漏感的方法 減少繞組的匝數(shù)，選用高飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度、低損耗的磁性材料; 減少繞組的厚度，增加繞組的高度; 盡可能減

13、少繞組間的絕緣厚度; 初、次級(jí)繞組采用分層交叉繞制; 初、次級(jí)繞線應(yīng)雙線并繞。(2)減少分布電容的方法 繞組分段繞制; 正確安排繞組的極性，減少它們之間的電位差; 采用靜電屏蔽措施。5.2 變壓器分布參數(shù)的利用為滿足小型化要求，同時(shí)克服分布參數(shù)的影響，使開關(guān)變換器在高頻下高效率地運(yùn)行，自20世紀(jì)70年代以來，國(guó)內(nèi)外不斷研究開發(fā)高頻軟開關(guān)技術(shù)4。軟開關(guān)技術(shù)很好地利用了電路中的分布參數(shù)，將寄生電感和電容作為諧振元件的一部分，消除了分布參數(shù)引起的電壓尖峰。圖8所示諧振變換器電路,圖9給出的相應(yīng)仿真波形，較為形象地說明了軟開關(guān)利用分布參數(shù)所達(dá)到的效果。 圖9 用PSPICE計(jì)算出的波形 圖8 諧振變換

14、器電路6、結(jié)束語(yǔ)當(dāng)變壓器高頻化后，隨之而來的有很多問題，比如鐵損和銅損的增加，趨膚效應(yīng)和臨近效應(yīng)的加強(qiáng)等。由此可見，針對(duì)不同的場(chǎng)合，應(yīng)根據(jù)不同工作要求，合理設(shè)計(jì)變壓器，盡可能減小漏感和分布電容，增大勵(lì)磁電感，使變壓器性能接近理想情況。本文作者創(chuàng)新點(diǎn):針對(duì)高頻變壓器分布參數(shù)問題,做了仿真分析并提出了在設(shè)計(jì)和繞制變壓器時(shí)能夠減小分布參數(shù)的幾種措施。漏感與分布電容對(duì)輸出波形的影響(一) 陶顯芳 時(shí)間：2009-12-08 2261次閱讀 【網(wǎng)友評(píng)論2條 我要評(píng)論】 收藏2-1-1-19漏感與分布電容對(duì)輸出波形的影響開關(guān)電源變壓器一般可以等效成圖2-43所示電路。在圖2-43中，Ls為漏感，也可稱為分

15、布電感，Cs為分布電容， 為勵(lì)磁電感，R為等效負(fù)載電阻。其中分布電容Cs還應(yīng)該包括次級(jí)線圈等效到初級(jí)線圈一側(cè)的分布電容，即次級(jí)線圈的分布電容也可以等效到初級(jí)線圈回路中。 圖243 開關(guān)電源變壓器等效電路設(shè)次級(jí)線圈的分布電容為C2，等效到初級(jí)線圈后的分布電容為C1，則有下面關(guān)系式： 上式中， Wc2為次級(jí)線圈分布電容C2存儲(chǔ)的能量， Wc1為C2等效到初級(jí)線圈后的分布電容C1存儲(chǔ)的能量；U1、U2分別為初、次級(jí)線圈的電壓，U2 = nU1，n = N2/N1為變壓比，N1 、N2分別為初、次級(jí)線圈的匝數(shù)。由此可以求得C1為：C1 = n2C2 （2-121）（2-120）式不但可以用于對(duì)初、次級(jí)

16、線圈分布電容等效電路的換算，同樣可以用于對(duì)初、次級(jí)線圈電路中其它電容等效電路的換算。所以，C2亦可以是次級(jí)線圈電路中的任意電容，C1為C2等效到初級(jí)線圈電路中的電容。由此可以求得圖2-43中，變壓器的總分布電容Cs為：Cs = Cs1 + C1 = Cs1 +n2C2 （2-122）(2-122)式中，Cs為變壓器的總分布電容，Cs1為變壓器初級(jí)線圈的分布電容；C1為次級(jí)線圈電路中總電容C2（包括分布電容與電路中的電容）等效到初級(jí)線圈電路中的電容；n = N2/N1為變壓比。圖2-43開關(guān)變壓器的等效電路與一般變壓器的等效電路，雖然看起來基本沒有區(qū)別，但開關(guān)變壓器的等效電路一般是不能用穩(wěn)態(tài)電路

17、進(jìn)行分析的；即：圖2-43中的等效負(fù)載電阻不是一個(gè)固定參數(shù)，它會(huì)隨著開關(guān)電源的工作狀態(tài)不斷改變。例如，在反激式開關(guān)電源中，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，開關(guān)變壓器是沒有功率輸出的，即負(fù)載電阻R等于無限大；而對(duì)于正激式開關(guān)電源，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，開關(guān)變壓器是有功率輸出的，即負(fù)載電阻R既不等于無限大，也不等于0 。因此，分布電感與分布電容對(duì)正激式開關(guān)電源和反激式開關(guān)電源工作的影響是不一樣的。圖2-44和圖2-45分別是開關(guān)電源變壓器與電源開關(guān)管連接時(shí)的工作原理圖和各點(diǎn)工作電壓的波形圖。在圖2-44中，當(dāng)開關(guān)管Q1導(dǎo)通時(shí)，無論是對(duì)正激式開關(guān)電源或反激式開關(guān)電源，分布電感Ls都會(huì)對(duì)流過開關(guān)管Q1的電流Id起到限制作用，即降低Id的電流上升率，這對(duì)保護(hù)開關(guān)管是有好處的；因?yàn)?，開關(guān)管剛導(dǎo)通的時(shí)候，電流在管芯內(nèi)部是以擴(kuò)散的形式由一個(gè)點(diǎn)向整個(gè)面擴(kuò)散的，如果電流上升率太大，很容易使開關(guān)管因局部面積電流密度過大造成損傷。 分布電感Ls和分布電容Cs可以看成是一個(gè)串聯(lián)振蕩回路，當(dāng)開關(guān)管Q1開始導(dǎo)通的時(shí)候，輸入脈沖