畢業(yè)設計論文樣板

1、南京鐵道職業(yè)技術學院畢 業(yè) 論 文題 目：汽車音響供電電源設計作 者：陳曉曉 學 號：441209124系 ：電子信息工程系專 業(yè)：應用電子班級：09應用電子301指導者：王槐生講師評閱者：高友福 副教授2011年10月 畢業(yè)設計（論文）中文摘要汽車音響供電電源設計摘要隨著電子技術的高速發(fā)展,電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛,電子設備的種類也越來越多,電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切。近年來 ,隨著功率電子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技術及開關電源理論的發(fā)展 ,新一代的電源開始逐步取代傳統(tǒng)的電源電路。該電路具有體積小，控制方便靈活，輸出特性好、紋波小、負載調整率高等特點。 開關

2、電源中的功率調整管工作在開關狀態(tài)，具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、溫升低、體積小等突出優(yōu)點，在通信設備、數(shù)控裝置、儀器儀表、視頻音響、家用電器等電子電路中得到廣泛應用。開關電源的高頻變換電路形式很多, 常用的變換電路有推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激等形式。本論文采用雙端驅動集成電路TL494輸?shù)腜WM脈沖控制器設計小汽車中的音響供電電源，利用MOSFET管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。關鍵詞IGBT，推挽電路，半橋電路，單端正激 ，TL494，PWM宋體、五號字以下各頁同本頁目錄引言1第1章 開關電源基礎技術Y1.1 開關電

3、源概述 Y 1.1.1開關電源的工作原理Y 1.1.2 開關電源基本構成Y1.1.3 開關電源分類 Y1.2開關電源的拓撲結構 Y1.2.1 降壓式變換器 Y1.2.2 升壓式變換器 Y1.2.3 反激式變換器 Y 1.2.4 正激式變換器 Y 1.2.5 推挽式變換器 Y 1.2.6 半橋式變換器 Y 1.2.7 全橋式變換器 Y1.3功率場效應晶體管MOSFET Y1.4開關電源的技術標準 Y第2章 開關電源的控制電路 Y2.1 TL494概述及內部電路 Y2.2 TL494的工作原理 Y第3章 TL494在汽車音響供電電源中的應用Y3.1汽車音響電源簡述 Y3.2汽車音響供電電源的組成

4、Y3.2.1 TL494的輔助電路設計 Y 3.2.2 主電路的設計 Y結論 Y致謝 Y參考文獻Y 附 錄 Y引言電源是實現(xiàn)電能變換和功率傳遞的主要設備、在信息時代，農業(yè)、能源、交通運輸、信息、國防教育等領域的迅猛發(fā)展，對電源產業(yè)提出了更多、更高的要求，如：節(jié)能、節(jié)電、節(jié)材、縮體、減重、環(huán)保、可靠、安全等。這就迫使電源工作者在電源研發(fā)過程中不斷探索，尋求各種相關技術，做出最好的電源產品，以滿足各行各業(yè)的要求。開關電源是一種新型電源設備，較之于傳統(tǒng)的線性電源，其技術含量高，耗能低，使用方便，并取得了較好的經濟效益。隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設

5、備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電

6、源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。由于小汽車音響受到12V供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產的汽車音響中開始采用DC-DC變換器，將12V蓄電池供電變換為±24V-±50V，向汽車音響提供電源。目前，DC-DC變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ以上，效率接近90%。第1章 開關電源基礎技術1.1 開關電源概述1.1.1 開關電源的工作原理開關穩(wěn)壓電源是通過對輸入的直流電進行高頻開關變換，來實現(xiàn)輸出電壓變換和輸出直流電壓穩(wěn)壓的控制目的，其工

7、作原理如圖1所示。從圖1（a）可以看出，未穩(wěn)壓交流輸入市電經交流輸入市電整流電路（功率因數(shù)校正）后輸出的直流電壓Vi經過高頻開關變換后輸出高頻脈沖波，高頻脈沖波的周期為T，脈沖寬度為Ton，這個高頻脈沖波經濾波電路濾波后輸出如圖1（b）所示的直流電壓V0，輸出的直流電壓V0可以用式（1-1）計算，可見當輸入直流電壓Vi發(fā)生變化時，改變Ton/T的比值，使Ton/T與Vi的乘積保持不變，就可以使輸出直流電壓保持不變，從而實現(xiàn)輸出直流電壓穩(wěn)壓的控制目的。 V0=（Ton/T）*Vi （1-1）在一個電子開關周期（T）內，電子開關的接通時間Ton與一個電子開關周期T所占的時間比，稱為脈沖占空比（D）

8、，D=Ton/T，如圖2所示，開關周期是開關頻率的倒數(shù)。例如，一個開關電源的工作頻率是50kHz，它的開關工作周期T=1/50000=20us。很明顯，脈沖占空比（D）越大，輸出的直流電壓V0越高。提高開關工作頻率對實現(xiàn)開關電源高頻變壓器的小型化很有幫助，但是提高開關工作頻率，使開關電源中的開關功率管、高頻變壓器、控制集成電路，以及輸入整流二極管的發(fā)熱量高、損耗大。對于不同的變換器形式，可用的脈沖占空比大小是不一樣的。在實用中根據(jù)改變脈沖占空比D的實現(xiàn)方式不同，開關電源有PWM（脈寬調制控制）、PFM（脈沖頻率調制）和PFM/PWM（脈沖調頻、調寬）實現(xiàn)方式。在PWM實現(xiàn)方式中，利用開關工作頻

9、率不變，利用改變開關工作導通時間Ton的方法來改變脈沖占空比D，從而實現(xiàn)輸出直流電壓穩(wěn)壓的目的。而在PFM工作方式中，利用保持開關工作導通時間Ton不變，而改變脈沖開關工作頻率（周期）的方法來改變脈沖占空比D，從而實現(xiàn)輸出直流電壓穩(wěn)壓的目的。而在PFM/PWM實現(xiàn)方式中，利用既改變脈沖開關導通時間Ton，又改變脈沖開關工作頻率（周期）的方法來改變脈沖占空比D，從而實現(xiàn)輸出直流電壓穩(wěn)壓的目的。以上幾種輸出直流電壓穩(wěn)壓的實現(xiàn)方法在開關電源中都有所應用。1.1.2 開關電源基本構成開關電源的基本構成如圖1所示，其中DC/DC變換器用以進行功率轉換，它開關電源的核心部分，此外還有啟動、過流與過壓保護、

10、噪聲濾波等電路。輸出采樣電路（R1、R2）檢測輸出電壓變化，并與基準電壓Ur比較，誤差電壓經過放大及脈寬調制（PWM）電路，再經過驅動電路控制功率器件的占空比，從而達到調整輸出電壓大小的目的。DC/DC變換器有多種電路形式，常用的有工作波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振型變換器。對于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對輸入的瞬態(tài)響應特性主要由調整管的頻率特性決定。但對于開關型穩(wěn)壓電源，輸入的瞬態(tài)變化比較多地表現(xiàn)在輸出端。提高開關頻率的同時，由于反饋放大器的頻率特性得到改善，開關電源的瞬態(tài)響應問題也能得到改善。負載變化瞬態(tài)響應主要由輸出端LC濾波器特性決定，所以可以利用提高開關頻率、降低輸

11、出濾波器LC乘積的方法來改善瞬態(tài)響應特性。1.1.3 開關電源分類開關電源可分為AC/DC和DC/DC兩大類。作為二次電源的DC/DC變換器現(xiàn)已實現(xiàn)模塊化，且設計技術及生產工藝在國內外均已成熟和標準化，并已得到用戶的認可。但一次電源AC/AC，因其自身的特性使得在模塊化的進程中，遇到了較為復雜的技術問題和工藝制造問題。以下分別對兩類開關電源的結構和特性加以闡述。1.DC/DC類開關電源DC/DC類開關電源是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波器。斬波器的工作方式有兩種：一是脈寬調制方式T不變，改變頻率調制方式t(通用)；二是頻率調制方式t不變而改變T（易產生干擾）。其具體的電路

12、有以下幾類：Buck電路降壓斬波器，其輸出平均電壓U0小于輸入電壓UD，極性入出相同；Boost電路升壓斬波器，其輸出平均電壓U0大于輸入電壓UD，極性入出相同；Buck-Boost電路降壓或升壓斬波器，其輸出平均電壓U0大于或小于輸入電壓UD，極性入出相反，電感傳輸；Cuk電路降壓或升壓斬波器，其輸出平均電壓U0小于輸入電壓UD，極性入出相反，電容傳輸。當今軟開關技術使得DC/DC變換器發(fā)生了質的飛躍。美國VICOR開關電源公司設計制造的多種ECI軟開關DC/DC變換器，其最大輸出功率有300W、600W、800W等，相應的功率密度為6.2W/cm3、10W/cm3、17W/cm3，效率為8

13、0%90%。日本Nemic Lambda公司最新推出的一種采用軟開關技術的高頻開關電源模塊RM系列，其開關頻率為200300kHz，功率密度已達到27W/cm3，采用同步整流器（MOS-FET代替肖特基二極管），使整個電路效率提高到90%。2.AC/DC變換器AC/DC變換器是將交流變換為直流，其功率電流流向可以是雙向的。功率電流流向負載的變換稱為“整流”，功率電流由負載傳輸回電源的稱為“有源逆變”。AC/DC變換器輸入為50/60Hz的交流電，必須經整流、濾波，相對來說體積較大的濾波電解電容器是必不可少的。同時，因遇到安全問題，如UL、CCEE等標準及EMC指令的限制(如IEC、FCC、CS

14、A)，交流輸入則必須加EMC濾波及使用符合安全標準的元件，這樣就限制了AC/DC電源的體積進一步小型化。另外，由于內部的高頻、高壓、大電流開關動作，使得解決EMC電磁兼容問題的難度加大，也就對內部高密度安裝電路的設計提出了很高的要求。由于同樣的原因，高電壓、大電流開關使得電源工作損耗增大，限制了AC/DC變換器模塊化的進程。因此，必須采用電源系統(tǒng)化設計方法才能使其工作效率達到一定的滿意程度。AC/DC變換器按電路的接線方式可分為半波電路和全波電路；按電路的控制特點可分為不可控、半控和全控三類；按電源相數(shù)可分為單相、三相和多相；按電路工作象限又可分為一象限、二象限、三象限和四象限。3.電路結構開

15、關型穩(wěn)壓電源的電路結構有多種：按驅動方式分，有自勵式和他勵式；按DC/DC變換器的工作方式分，有單端正勵式和反勵式、推挽式、半橋式、全橋式、降壓式、升壓式和升降壓式等；按電路組成分，有諧振型和非諧振型；按控制方式分，有脈沖寬度調制（PWM）式、脈沖頻率調制（PFM）式和PWM與PFM混合式；按電源是否隔離和反饋控制信號耦合方式分，有隔離式、非隔離式和變壓器耦合式、光電耦合式等。以上這些方式的組合構成多種方式的開關型穩(wěn)壓電源。因此設計者需根據(jù)各種方式的特征進行有效的組合，制作出滿足需要的高質量開關型穩(wěn)壓電源。1.2 開關電源的拓撲結構開關電源的拓撲結構是指功率變換電路的結構，也就是DC/DC變換

16、器的結構。拓撲結構不同，與之配套的PWM控制器類型和輸出整流/濾波電路也有差異。拓撲結構也基本決定了開關電源的工作原理及輸出特性。本節(jié)將對開關電源常用的拓撲結構及工作原理進行詳細介紹，以便讀者在設計、制作開關電源時選用。1.2.1 降壓式變換器 降壓式變換器亦稱Buck變換器，是最常用的DC/DC變換器之一。降壓式DC/DC變換器能將一種直流電壓變換成更低的直流電壓。例如它可將+24V電源變換成+15V、+12V或+5V電源，并且在變換過程中的電源損耗小，在分布式電源系統(tǒng)中經常會用到。1.降壓式 DC/DC變換器的拓撲結構降壓式DC/DC變換器的拓撲結構如圖1-2-1所示。圖中的開關S用來等效

17、功率開關管，Ui為直流輸入電壓，U0為直流輸出電壓，VD為續(xù)流二極管，L為輸出濾波電感（也稱儲能電感），C為輸出濾波電容。當S閉合時除向負載供電之外，還有一部分電能儲存于電感L和電容C中，L上的電壓為UL，其極性是左端為正、右端為負，此時續(xù)流二極管VD截止。當S斷開時，L上產生極性為左端負、右端正的反向電動勢，使得VD導通，L中得電能繼續(xù)傳送給負載和電容C。降壓式DC/DC變換器在功率開關管導通時向負載傳輸能量，屬于正激式DC/DC變換器。2.降壓式DC/DC變換器的工作原理降壓式DC/DC變換器可用一只NPN型功率開關管VT（或N溝道功率場效應管MOSFET）作為開關器件S，在脈寬調制（PW

18、M）信號的控制下，使輸入電壓交替地接通、斷開儲能電感L。降壓式的變換器的簡化電路圖如圖1-2-2（a）所示，脈寬調制信號控制功率開關管VT的導通與截止。圖1-2-2（b）、(c)顯示出了開關閉合、斷開時的電流路徑。當開關閉合時續(xù)流二極管VD截止，由于輸入電壓Ui與儲能電感L接通，因此輸入-輸出壓差（Ui-Uo）就加在電感L上，使通過L的電流IL線性的增加。在此期間除向負載供電以外，還有一部分電能儲存在L和C中，流過負載RL的電流Io，如圖1-2-2（b）所示。當開關斷開時，L和Ui斷開，但由于電感電流不能在瞬間發(fā)生突變，因此在L上就產生反向電動勢以維持通過電感的電流不變。此時續(xù)流二極管VD導通

19、，儲存在L中得電能就經過由VD構成的回路向負載供電，維持輸出電壓不變，如圖1-2-2（c）所示。開關斷開時，C對負載放電，這有利于維持Uo和Io不變。降壓式DC/DC變換器的電壓及電流波形如圖1-2-3所示。PWM表示脈寬調制波形，T為周期，t為功率開關管VT的導通時間，D為占空比，有關系式：D=t/T.UE為VT的發(fā)射極電壓。Ic為VT的集電極電流，IF為續(xù)流二極管VD的正向電流，IL為電感電流。圖1-2-3中得Ic和IF是連續(xù)模式時的電流波形，不連續(xù)模式下得電流波形參見圖1-2-3中的Ic和IF。降壓式DC/DC變換器既可工作在連續(xù)模式，亦可工作在不連續(xù)模式。不同工作模式下儲能電感的電流波

20、形如圖1-2-4所示。由圖可見，在開關閉合期間（ton）,電感電流IL是沿斜坡上升的；在開關斷開期間（toff）,電感電流沿斜坡下降。如果在開關斷開期間電感的電流沒有下降到零，下個周期開關閉合時，電流就會重新上升，電感中得電流是連續(xù)的，不會中斷，稱之為連續(xù)模式，見圖1-2-4（a）.如果在開關斷開期間電感的電流已經下降到零，下個周期開關閉合時，電流就會從零開始上升，電感中的電流是斷續(xù)的，稱之為不連續(xù)模式，見圖1-2-4（b）。DC/DC變換器的輸出電流Io為儲能電感電流IL的平均值。電感電流波形中峰值與谷值之間的差值就是電感紋波電流。為減小輸出電流的紋波，L應選得足夠大，使DC/DC變換器工作

21、在連續(xù)模式。通常紋波電流應小于額定輸出電流的20%30%。降壓式DC/DC變換器具有以下特點：（1）輸出電壓Uo與Ui的關系為Uo=Ui*D。通過控制占空比D的大小就能改變輸出電壓。因為D<1,因此有Uo<Ui,故稱之為降壓式，它具有降低電壓的作用。（2）輸出電壓與輸入電壓的極性相同。（3）功率開關管VT的最大電壓Uce=Ui。（4）最大集電極電流Ic=Io。（5）續(xù)流二極管上的電流IF=（1-D）*Io。（6）續(xù)流二極管的反響電壓UR=Ui。降壓式DC/DC變換器只能降低輸入電壓，若輸入電壓低于所要求的輸出電壓，則DC/DC變換器不能工作。降壓式DC/DC變換器可以由分立元件和P

22、WM控制器構成，也可以選擇集成電路產品。典型的集成電路產品有LM2576、MAX639、L4960、L4970A等。其中，LM2576的外圍電路最簡單。1.2.2 升壓式變換器1.升壓式DC/DC變換器的拓撲結構升壓式DC/DC變換器簡稱Boost變換器，其拓撲結構如圖1-2-2-1所示。Ui為直流輸入電壓，Uo為直流輸出電壓，開關S代表功率開關管，VD為續(xù)流二極管，L為儲能電感，C為輸出濾波電容。當S閉合時，電感L上有電流通過而儲存電能，電壓極性是左端為正、右端為負，續(xù)流二極管VD施加反向電壓而截止，此時C對負載放電。當S斷開時，L上產生的反向電動勢極性是左端為負、右端為正，使得VD正向導通

23、。L上儲存得能量經過VD對C進行充電，同時給負載供電。升壓式DC/DC變換器在功率開關管關斷時向負載傳輸能量，屬于反激式DC/DC變換器。2.升壓式DC/DC變換器的工作原理升壓式DC/DC變換器的簡化電路如圖1-2-2-2（a）所示，脈寬調制信號控制功率開關管VT導通與截止。圖1-2-2-2（b）、(c)中用開關S等效功率開關管VT導通與截止，并顯示出了開關閉合、斷開時的電流路徑。當開關S閉合時，整流二極管VD截止，輸入電壓經過電感L后直接返回，這導致通過電感電流IL線性地增大。此時輸出濾波電容C向負載放電，負載RL上的電流Io，見圖1-2-2-2（b）。當開關斷開時，由于電感電流不能在瞬間

24、發(fā)生突變，因此在L上就產生反向電動勢UL以維持IL不變。此時整流二極管VD導通，UL就與Ui串聯(lián)后，以超過Ui的電壓向負載提供電流，并對輸出濾波電容C進行充電，見圖1-2-2-2（C）。升壓式DC/DC變換器的最大可用總功率等于輸入電壓乘以最大平均輸入電流。由于升壓式DC/DC變換器的輸出電壓比輸入電壓高，因此輸出電流必然低于輸入電流。升壓式DC/DC變換器的電壓及電流波形如圖1-2-2-3所示。PWM表示脈寬調制波形，T為周期，t為功率開關管VT的導通時間，占空比D=t/T。Uc為功率開關管VT的集電極電壓。Ic為VT的集電極電流。IF為整流二極管VD的正向電流，IL為電感電流。升壓式DC/

25、DC變換器具有以下特點：（1）輸出電壓Uo與Ui的關系為Uo=Ui/（1-D）。通過控制占空比D的大小就能改變輸出電壓。因為D<1，因此有Uo>Ui，故稱之為升壓式，它具有升高電壓的作用。整流二極管VD的壓降通?？珊雎圆挥?。（2）輸出電壓與輸入電壓的極性相同。（3）功率開關管VT的最大電壓Uce=Uo。（4）最大集電極電流Ic=Io/（1-D）。（5）整流二極管的電流IF=Io。（6）整流二極管的反向電壓UR=Uo。升壓式DC/DC變換器的典型產品有MAX770、MAX1771、LM2577等。1.2.3 反激式變換器反激式DC/DC變換器亦稱回掃式變換器（Flybackrd Co

26、nverter）。凡是在功率開關管截止期間向負載輸出能量的統(tǒng)稱為反激式變換器，反激式DC/DC變換器是開關穩(wěn)壓器及開關電源最基本的一種拓撲結構。其應用領域非常廣泛。許多設計軟件將反激式設置為默認的拓撲類型。1.反激式DC/DC變換器的拓撲結構反激式DC/DC變換器的拓撲結構如圖1-2-3-1所示。Ui為直流輸入電壓，Uo為直流輸出電壓，T為高頻變壓器，Np為一次繞組，Ns為二次繞組。V為功率開關管MOSFET，VD為輸出整流二極管，C為輸出濾波電容。高頻變壓器的一次繞組與二次繞組的極性相反，同名端位置如圖所示。當功率開關管V導通時，如圖1-2-3-1（a）所示，一次側有電流Ip產生，以電感的形

27、式將能量儲存在一次繞組中。此時二次繞組的電壓極性是上端為負、下端為正，使VD截止，沒有輸出電流。當功率開關管V截止時，如圖1-2-3-1（b）所示，一次側繞組電流突然中斷，根據(jù)電磁感應的原理，此時在一次繞組上會產生感應電壓（也稱為反射電壓）UoR。同時，二次繞組產生感應電壓Us,其極性是上端為正、下端為負，因此VD導通，從而產生二次繞組電流Is，經過VD整流、C濾波后獲得輸出電壓Uo。2.反激式DC/DC變換器的工作原理 反激式DC/DC變換器的簡化電路如圖1-2-3-2（a）所示，脈寬調制信號控制功率開關管VT的導通與截止。圖1-2-3-2（b）、(c)中用開關S等效功率開關管VT導通與截止

28、，并顯示出了開關閉合、斷開時的電流路徑。當S閉合時，輸入電壓加在一次電感Lp上，一次電流Ip逐漸增大，并在電感中儲存能量。此時由電容C對負載放電，負載電流Io；當S斷開時，二次產生電流Is，Is經過整流二極管VD向輸出電容C和負載RL供電。通過控制功率開關管的導通與關斷時間，即可使輸出電壓（即濾波電容兩端的電壓）Uo維持恒定。 在反激式DC/DC變換器中，高頻變壓器一次繞組的同名端與二次繞組的同名端位置相反。就是說，當功率開關管導通時，將能量儲存在高頻變壓器中，此時二次側整流二極管VD截止；當功率開關管截止時再將能量傳輸給二次側，此時整流二極管VD才導通。高頻變壓器就相當于一個儲能電感，在每個

29、開關周期內不斷地儲存能量和釋放能量。 反激式DC/DC變換器的電壓及電流波形如圖1-2-3-3所示。PWM表示脈寬調制波形，T為周期，t為功率開關管VT的導通時間，占空比D=t/T。Uc為功率開關管VT的集電極電壓。Ic為VT的集電極電流，即一次側繞組電流Ip。IF為整流二極管VD的正向電流，即二次繞組電流Is。Us為二次繞組兩端的電壓。反激式DC/DC變換器可工作在連續(xù)模式（二次繞組電流總大于零）或不連續(xù)模式（在每個開關周期中時二次繞組的電流都下降至零）。圖中的Ic和IF是不連續(xù)模式的電流波形。連續(xù)模式下得電流波形參見圖1-2-3-3中的Ic和IF。 反激式DC/DC變換器主要有以下特點：

30、（1）輸出電壓Uo與Ui的關系為可以看出，反激式DC/DC變換器的輸出電壓Uo不但與輸入電壓Ui和占空比D有關，還與脈寬調制周期T、 負載電阻RL和一次電感量Lp有關。因此，反激式變換器要求占空比D要有很大的調整范圍，才能保證在負載電流變化時保持輸出電壓穩(wěn)定。通常，這類變換器還需要一個最小負載RL，以避免電路空載運行導致輸出電壓過高或振蕩。（2）功率開關管VT的最大電壓 Uce=Ui+(Np/Ns)Uo 其中，（Np/Ns）Uo就是反射電壓UoR，在220V交流輸入的開關電源中，通常反射電壓UoR取值為100200V之間。TOPSwitch-系列單片機開關電源推薦的UoR是135V。 （3）不

31、連續(xù)模式時，最大集電極電流Ic=Ui（t/Lp）,連續(xù)模式時Ic會增大一些。 （4）整流二極管的平均電流IF=Io。 （5）整流二極管的反向電壓UR=Uo+（Ns/Np）Ui。 （6）反激式DC/DC變換器設計比較靈活，只要增加二次繞組的個數(shù)，就可組成多路輸出式DC/DC變換器，并且輸出電壓的極性可以和輸入電壓的極性相反。還可以通過改變一、二次繞組的匝數(shù)比，構成升壓或降壓式開關電源。 反激式變換器不能在輸出整流二極管與濾波電容之間串聯(lián)低頻濾波電感（小磁珠電感除外，其電感量僅為幾個微亨，是專門抑制高頻干擾的），否則會在一次繞組上產生很高的感應電壓UoRL，容易造成功率開關管VT擊穿損壞。1.2.

32、4 正激式變換器1.2.5 推挽式變換器1.2.6 半橋式變換器1.2.7 全橋式變換器1.3 功率場效應晶體管MOSFETMOSFET的原意是MOS（Metal Oxide Semiconductor,金屬氧化物半導體）FET(Field Effect Transistor,場效應晶體管)，即以金屬層（）的柵極隔著氧化層（），利用電場的效應來控制半導體（）的場效應晶體管。功率場效應晶體管也分為結型和絕緣柵型，但通常主要指絕緣柵型中得MOS型（Metal Oxide Semiconductor FET）,簡稱功率MOSFET（power MOSFET）。結型功率場效應晶體管一般稱作靜電感應晶體

33、管（Static Induction Transistor，縮寫為SIT）。其特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關速度快，工作頻率高，熱穩(wěn)定性優(yōu)于GTR，電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率不超過10kW的電力電子裝置。國際整流器公司（International Rectifier，縮寫為IR）把MOSFET用于高壓的器件歸納為第3、6、9代，其中包括3.5代，而用于低壓的則為第5、7、8代。功率MOSFET接導電溝道可分為P溝道和N溝道；按柵極電壓幅值可分為耗盡型（當柵極電壓為零時漏、源極之間就存在導電溝道）和增強型（對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于或小于零

34、時才存在導電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強型。1.功率MOSFET的結構功率MOSFET的內部結構和電氣符號如圖1所示，其導通時只有一種極性的載流子（多子）參與導電，是單極型晶體管。導電機理與小功率MOS管相同，但結構上有較大區(qū)別。小功率MOS管是橫向導電器件，功率MOSFET大都采用垂直導電結構，又稱為VMOSFET(Vertical MOSFET),大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。 按垂直導電結構的差異，又分為利用V型槽實現(xiàn)垂直導電的VVMOSFET和具有垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET）。本節(jié)

35、主要介紹VDMOS器件的工作原理和工作特性。功率MOSFET為多元集成結構。如:國際整流器公司的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司（Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。2.功率MOSFET的工作原理截止：漏源極間加正電源，柵極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。導電：在柵源極間加正電壓UGs，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面的P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面。當UGs大于UT(開啟電壓或閾值電壓)時

36、，柵極下面P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。3.功率MOSFET的基本特性（1）靜態(tài)特性其轉移特性和輸出特性如圖2所示漏極電流ID和柵源間電壓UGS為MOSFET的轉移特性。ID較大時，ID與UGS的關系近似線性，曲線的斜率定義為跨導Gfs。MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）與GTR的對應關系為：截止區(qū)對應于GTR的截止區(qū)；飽和區(qū)對應于GTR的放大區(qū)；非飽和區(qū)對應于GTR的飽和區(qū)。MOSFET工作在開關狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間來回轉換。MOSFET漏、源極之間有寄生二極管，漏、源極間加反向電壓時

37、器件導通。功率MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，對器件并聯(lián)時的均流有利。（2）動態(tài)特性其測試電路和開關過程波形如圖3所示。開通延遲時間td(on)指UP前沿時刻到US等于UT并開始出現(xiàn)ID的時刻間的時間段。上升時間tr指UGs從UT上升到MOSFET進入非飽和區(qū)的柵壓UGSP的時間段。ID穩(wěn)態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決定。UGSP的大小和ID的穩(wěn)態(tài)值有關，UGS達到UGSP后，在Up作用下繼續(xù)升高直至達到穩(wěn)態(tài)，但ID已不變。開通時間ton指開通延遲時間與上升時間之和。關斷延遲時間td(off)指Up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，UGS按指數(shù)曲線下降到UGSP時，ID開始減

38、小為零的時間段。下降時間tf指UGS從UGSP繼續(xù)下降起，ID減小，到UGSUT時溝道消失，ID下降到零為止的時間段。關斷時間toff指關斷延遲時間和下降時間之和。（3）MOSFET的開關速度 MOSFET的開關速度和Cin充放電有很大關系。使用者無法降低Cin，但可降低驅動電路內阻Ro，減小時間常數(shù)，加快開關速度。MOSFET只靠多子導電，不存在少子儲存效應，因而關斷過程非常迅速。它的開關時間在10100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是主要電力電子器件中最高的。場控器件靜態(tài)時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。

39、（4）動態(tài)性能的改進在器件應用時除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應用中如何保護器件，不使器件在瞬態(tài)變化中受損害。晶閘管是兩個雙極型體管的組合，又加上因大面積帶來的大電容，所以，其dv/dt能力是較為脆弱的。對di/dt來說，它還存在一個導通區(qū)的擴展問題，所以也帶來相當嚴格的限制。功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微妙）的能力來估量。盡管如此，它也存在動態(tài)性能的限制。對于這些，我們可以從功率MOSFET的基本結構來予以理解。圖4是功率MOSFET的等效電路圖。除了考慮器件的每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還并聯(lián)著一

40、個二極管。同時，從某個角度看，它還存在一個寄生晶體管（就像IG-BT也寄生著一個晶閘管一樣）。這幾個方面是研究MOSFET動態(tài)特性很重要的因素。首先，MOSFET結構中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復雪崩能力來表達。當反向di/dt很大時，二極管會承受一個速度非常快得脈沖尖刺，它有可能進入雪崩區(qū)，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。對于任一種PN結二極管來說，仔細研究其動態(tài)特性是相當復雜的。它們和我們一般解釋PN結正向時導通而反向時阻斷的簡單概念很不相同。當電流迅速下降時，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復時間。PN結要求迅速導通時，也會有一段時間并

41、不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中，一旦二極管有正向注入，所注入的少數(shù)載流子也會增加，是作為多子器件的MOSFET的復雜性。應在功率MOSFET的設計過程中采取措施，使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代的功率MOSFET中采取的措施有所不同，但總的原則是使漏極下得橫向電阻Rb的值盡量小。因為，只有在漏極N區(qū)下的橫向電阻流過足夠電流，為這個N區(qū)建立正偏的條件下，寄生的雙極性晶閘管才開始發(fā)難。然而，在嚴峻的動態(tài)條件下，因dv/dt通過相應電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時，這個寄生的雙極性晶體管就會啟動，有可能給MOSFET帶來損壞。所以，考慮瞬態(tài)性能時，對功率MOSFET器件內部的各個

42、電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。瞬態(tài)情況是和線路情況密切相關的，這方面在應用中應予以足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應的問題。1.4開關電源的技術標準開關電源替代傳統(tǒng)的鐵芯變壓器電源，是時代的進步科學的發(fā)展。要求所有的電子設備體積小、重量輕、節(jié)省電能是眾望所求，而開關電源在很多方面都具有優(yōu)勢，因此，開關電源應用得越來越廣泛。但各種電子設備的技術指標不同，因此也對開關電源有不同的標準要求。開關電源有一般的注意事項，也有通用規(guī)程，如安全要求、運輸規(guī)范。國際標準有IEC950、IEC65、IEC380，美國標準有UL478、UL1012、UL1950及能源之星；歐洲標

43、準有EN60-950、EN60065等各種標準和電氣條例。另外，在機械指標、附屬功能、噪音指標、可靠性、安裝和冷卻條件、外部環(huán)境等方面都有相應的規(guī)定。1 機械指標雖然國內對開關電源的機械指標沒有嚴格的要求，但在歐美、日本、東南亞各國都有一定的要求。在外觀上，總的要求是美觀、無油污、小巧光亮、輕便、無松動。另外要求具有一定的抗沖擊震動能力，具體是：從60cm高度（根據(jù)用戶要求）下落到木質地板或水泥地面，連續(xù)下掉60次（有的為20次），電源外殼無裂痕損傷，然后使開關電源滿負荷通電，能正常運行。2環(huán)境標準溫濕度指標包括運輸震動、人工搬運、露天及室內堆放，一般規(guī)定為：在室內，室溫上升到45時輸出電壓漂

44、移小于3%，室內小于5%，在濕度為92%、溫度為28的環(huán)境下放置48h，絕緣強度不變；機殼對電源輸入、輸出線的絕緣電阻大于10M，初級和次級間的絕緣電阻大于5M，漏電流小于0.5mA,初級對地的絕緣電阻大于3M。3 電氣標準輸入指標：包括輸入電源相數(shù)、額度輸入電壓、電壓變化范圍、電源頻率及輸入等。輸出指標：包括靜態(tài)輸入電壓變動（在規(guī)定的輸入電壓變動范圍內，緩慢改變輸入電壓，從上限值到額度值，再到下限值，反復進行，看輸出電流的變化）、動態(tài)輸入電壓變化（在規(guī)定的輸入電壓變動范圍內，快速改變輸入電壓，從上限值到額定值，再到下限值，反復進行，看輸出電流的變化）、靜態(tài)負載變動（通過改變負載電阻，使電流從

45、額定值的10%變化到額定值的100%，看輸出電壓的變化）、動態(tài)負載變動（從規(guī)定電流的10%，快速改變負載電阻，當電流變化到規(guī)定電流的100%時，看輸出電壓的變化）、環(huán)境溫度的變動（當室溫上升到45時，看輸出電壓的變化）、時間特性變化（通電后30min8h，輸出電流的變化）、保護（過流保護，標稱電流的110%130%應保護；過壓保護，標稱電壓的120%130%應保護；欠壓保護，最低電壓的10%20%應保護；短路保護，電源輸出線的正負極、負極短路保護；過熱保護，電源工作溫度為80100時應保護）。耐壓指標：交流輸入線對次級電壓為3750V，輸入線對地電壓為2500V，次級輸出線對地電壓為500V，

46、各執(zhí)行1min。絕緣要求:輸入交流線與輸出線的絕緣電阻大于10M，輸入線、輸出線與機殼的絕緣電阻大于10M。對高頻變壓器的要求：各繞組的絕緣電阻大于10M。初級與次級間的耐壓為3750V，保持1min不擊穿；濕度為92%2%、室溫為2030時，24h后絕緣強度不變。電源效率：大于85%?？闺姶鸥蓴_能力：小于8dB/uV。漏電流：小于0.5mA。電源使用壽命：200000h以上。美國的能源之星對印制電路板的爬電距離、板的厚度、板的材質都有要求，另外對漆包線、塑膠、電解電容以及驅動三極管都有規(guī)定，但對功率因數(shù)沒有嚴格的要求。第2章 開關電源的控制電路2.1 TL494概述及內部電路TL494是具有

47、16個引腳的PWM控制器集成電路芯片，它是一種性能優(yōu)良的脈寬調制器件，可作為單端式、推挽式、半橋式和全橋式開關電源，被廣泛應用于開關電源中，是開關電源的核心控制器件。安森美（ON Semiconductor）、美國德州儀器（TI）、摩托羅拉（Motorola）、仙童（Fairchild）等多家半導體公司生產TL494芯片，另有KA7500型PWM控制器芯片與之引腳和功能完全相同，可以相互替換。TL494有DIP-16和SO-16等多種封裝形式，以適應不同場合的要求。其主要特性如下：（1）集成了全部的脈寬調制電路。（2）內置線性鋸齒波振動器，外部僅需兩個元件（一只定時電阻和一只定時電容）。 (3

48、) 內置兩個誤差放大器，可實現(xiàn)輸出電壓和電流的雙重控制。（4）內置5V基準電壓源。（5）可調整死去時間。（6）內置功率晶體管可提供500mA的驅動能力。（7）具有推或拉兩種輸出方式。1.TL494的內部結構與引腳功能TL494的內部結構如圖一所示。它由振蕩器、死區(qū)比較器、PWM比較器、兩個誤差放大器（放大器1和放大器2）、欠壓鎖定電路、基準電壓源、觸發(fā)器及邏輯電路和輸出驅動晶體管等組成。其引腳功能如下： 1、2腳分別是誤差放大器1的同相和反相輸入端；3腳為PWM比較器的輸入端，也是兩個誤差放大器的輸出端，需要通過反饋電阻和電容連接到誤差放大器的反相輸入端，用于相位校正和增益控制；4腳為死區(qū)時間

49、控制端，其上加03V左右電壓時，可使占空比從最大線性變化到零，即死區(qū)時間由最小變化到完全截止。因此該引腳也可用于開關電源的開、關機控制；5、6腳分別用于外接振蕩電阻和振蕩電容；7腳為接地端；8、9腳和11、10腳分別為TL494內部兩個末級輸出三極管的集電極和發(fā)射極；12腳為芯片供電電源端；13腳為輸出控制端，該腳接地時為并聯(lián)單端輸出方式，接14腳時為推挽輸出方式；14腳為5V基準電壓輸出端，最大輸出電流為10mA;15、16腳是誤差放大器2的 反相和同相輸入端。2.2 TL494的工作原理TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一只電阻和一只電

50、容進行調節(jié)，其振蕩頻率約為fosc=1.1/(RT*CT)。輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管VT2和VT1受控于或非門。當D觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。從圖二中可以看出，只有死區(qū)比較器和PWM比較器均輸出低電平時，D觸發(fā)器的時鐘信號才可能為低電平。因此，輸出脈沖寬度受死區(qū)比較器和PWM比較器雙重控制。當控制信號電壓升高時，輸出脈沖的寬度將減小。TL494的相關時序波形參見圖二。 控制電壓由集成電路外部輸入，可以送至死區(qū)時間比較器（4腳）、誤差放大器的輸入端或PWM比較器的輸入端（

51、3腳）。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制的最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當輸出控制端（13腳）接地，即低電平時，最大輸出占空比為96%，而輸出控制端（13腳）接基準電壓輸出端（14腳），即高電平時，最大占空比為48%。從圖二中功率輸出管發(fā)射極和輸出控制端的波形可以看出，輸出控制端為高電平時，輸出頻率為振蕩器頻率的1/2；輸出控制端為低電平時，輸出頻率為振蕩器的頻率。當把死區(qū)時間控制輸入端接上03.3V之間的固定電壓時，即可在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。 脈沖寬度調制比較器為利用誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一種方法。當反饋端（3腳）電壓從0.5V變化到3.5V時，輸

52、出的脈沖寬度從被死區(qū)時間確定的最大占空比逐漸下降到零。兩個誤差放大器都具有從-0.3V到（Vcc-2.0V ）的共模輸入范圍，這使測量開關電源的輸出電壓和輸出電流更為方便。兩個誤差放大器的輸出端均為高電平有效，它在脈沖寬度調制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路結構，使放大器能在最短的時間內完成環(huán)路控制。當定時電容CT放電時，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，控制D觸發(fā)器翻轉，同時停止輸出管VT2和VT1的工作。如果輸出控制端接到基準電壓輸出端（14腳），輸出端工作在推挽模式，調制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。此時每個晶體管輸出的最大占空比為48%。在單端

53、工作模式下，當需要更高的驅動電流輸出時，可將VT2和VT1并聯(lián)使用，這時要將輸出模式控制腳（13腳）接地，以關閉觸發(fā)器的輸出。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率，此時晶體管輸出的最大占空比為96%。TL494內置一個5.0V的基準電壓源，可為外部偏置電路提供高達10mA負載電流，該基準電壓源允許偏差為±5%，在070溫度范圍內典型的溫漂小于50mV.第3章 TL494在汽車音響供電電源中的應用3.1汽車音響電源簡述國內市場上，盡管汽車音響節(jié)目源有所擴展，從單一的收音，磁帶兩用機發(fā)展到加入單碟或自動換片的多碟CD機，但對小汽車音響功放來說卻基本變化不大，仍為以收音機，磁帶機和

54、 CD 機組成的一體化音響。此類一體化音響，無論生產商標出2*35W 還是 200W+200W，其實仍為早期的雙聲道功放，其每聲道真正輸出有效功率不會大于 20W，普通產品不會超過2*6W。最近，國內電子報刊紛紛刊出汽車音響升級的報道，表明有車一族對此并不滿足，于是很想了解國外最新汽車音響動向。為此，籍此文向有車一族中的音響發(fā)燒友介紹。目前國外汽車音響現(xiàn)狀有以下特點。DC 變換器重出江湖。之所以說DC變換器“重出江湖”，是因為上世紀40年代的電子管收音機時代，為了向汽車中的電子管收音機提供高電壓供電，曾廣泛采用一種“振動子”變流器，這種變流器的原理是利用機械觸點組成雙向開關，將12V直流電變換

55、為雙向方波，然后通過變壓器資脈沖波電壓升高，再整流，濾波成為高壓直流電，其電路基本原理與現(xiàn)有的晶體管直流變換器是相同的，區(qū)別是由機械開關換向，其脈沖頻率只是在 1KHZ以下，而且頻率也較低。這種機械式振動子變換器一直延用到半導體器件相當成熟，即電子管收音機改為晶體管后，才從汽車音響中消失。由于小汽車音響受到12V供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產的汽車音響中開始采用DC-DC變換器，將12V蓄電池供電變換為±24V-±50V，向汽車音響提供電源。目前DC-DC變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ以上，效率接近90%。汽車音響供電電源中采用DC-DC變換器，而不采用升壓式開關電源，是經過縝密考慮的?，F(xiàn)代的晶體管放大器部分仍為AB類放大，其工作電流隨信號的波動成正比變化，所以功放實際上構成變動范圍極大負載。為了避免功放輸出信號產生削頂失真，要求供電電源有足夠的能量儲備，當信號峰值瞬間能立即提供較大的電流（一般