基于對(duì)移動(dòng)通信系統(tǒng)中3G WIMAX 系統(tǒng)的OFDM技術(shù) 論文 (移動(dòng)通信課程設(shè)計(jì))

1、摘 要 WiMax(Worldwide Interoperability for Microwave Access),即全球微波互聯(lián)接入。WiMAX的另一個(gè)名字是802.16。WiMAX是一項(xiàng)新興的寬帶無(wú)線接入技術(shù)，能提供面向互聯(lián)網(wǎng)的高速連接，數(shù)據(jù)傳輸距離最遠(yuǎn)可達(dá)50km。WiMAX還具有QoS保障、傳輸速率高、業(yè)務(wù)豐富多樣等優(yōu)點(diǎn)。WiMAX的技術(shù)起點(diǎn)較高，采用了代表未來(lái)通信技術(shù)發(fā)展方向的OFDM/OFDMA、AAS、MIMO等先進(jìn)技術(shù)，隨著技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)的發(fā)展，WiMAX逐步實(shí)現(xiàn)寬帶業(yè)務(wù)的移動(dòng)化，而3G則實(shí)現(xiàn)移動(dòng)業(yè)務(wù)的寬帶化，兩種網(wǎng)絡(luò)的融合程度會(huì)越來(lái)越高?；?02.16e 的全線WiMAX 產(chǎn)品

2、都已推出，包括射頻、基站、室內(nèi)接入設(shè)備等，WiMAX 的商業(yè)模式也在逐步成熟中。但是，截至目前，還沒(méi)有運(yùn)營(yíng)商部署移動(dòng)WiMAX 系統(tǒng)。而IEEE 今年啟動(dòng)對(duì)802.16m 標(biāo)準(zhǔn)的研制，不僅可在“漫游”模式或高效率/強(qiáng)信號(hào)模式下，將設(shè)備的下行傳輸速度提高到1Gb/s，在“高移動(dòng)”模式下傳輸速度達(dá)到100Mb/s，而且與WiMAX 兼容，還將與基于OFDM/OFDMA 的4G 標(biāo)準(zhǔn)網(wǎng)絡(luò)兼容。關(guān)鍵字：WiMax; OFDM/OFDMA;4G；兩網(wǎng)融合；Abstract WiMax (Interoperability of Microwave for Access), namely global Mi

3、crowave Internet Access. WiMAX is another name for 802.16. WiMAX is an emerging broadband wireless access technology, can provide the high speed connection for the Internet, data transmission farthest distance can be up to 50 km. WiMAX has also authored QoS guarantee, the transmission rate is high,

4、the business rich variety, etc. WiMAX technology high starting point, used to represent the future communication technology development direction of OFDM/OFDMA, AAS, and advanced technology, with the multiple-input multiple-output (MIMO) technical standards development, WiMAX gradually realize the m

5、obile broadband business, and the 3 G mobile business is to the broadband network, two kinds of the fusion degree will be more and more high. Based on the 802.16 e WiMAX all lanes of products has launched, including radio frequency and base station, indoor access equipment, WiMAX business model also

6、 gradually to mature. But, so far, has not deploy mobile WiMAX system operators. And this year to 802.16 m start IEEE standard research, not only can be in "roaming" mode or high efficiency/strong signal mode, will the downlink transmission equipment speed up to 1 Gb/s, in "high mobil

7、e" mode transmission speed to 100 Mb/s, and with WiMAX compatible, and based on the OFDM/OFDMA 4 G network compatibility of the standard.Key word: WiMax; OFDM/OFDMA; "4 G" Two nets fusion. 目 錄 1 引言 4 1 .1 WiMAX協(xié)議參考模型4 1.2 物理層的分類 4 1.3 物理層的關(guān)鍵技術(shù) 4 1.4 OFDM的應(yīng)用前景 5 2 OFMA的基本原理 5 2.1 多載波調(diào)制

8、和FFT 5 2.2 OFDM系統(tǒng)的組成 8 2.3 OFDM時(shí)間連續(xù)系統(tǒng)模型 9 2.4 OFDM的時(shí)間離散系統(tǒng)模型 12 2.5 OFDM信號(hào)的頻譜特性 13 2.6 OFDM的子載調(diào)制 15 3 結(jié) 論 16 3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì) 16 3.2 OFDM技術(shù)的不足 17 致 謝 18 參 考 文 獻(xiàn) 181 引言1 .1 WiMAX協(xié)議參考模型IEEE 80216標(biāo)準(zhǔn)定義了支持多種業(yè)務(wù)類型的固定寬帶無(wú)線接入系統(tǒng)的MAC層和對(duì)應(yīng)的多種物理層 。它是按照兩層結(jié)構(gòu)體系組織的，定義了一個(gè)物理層和一個(gè)MAC層，其協(xié)議結(jié)構(gòu)如圖1所示。MAC層獨(dú)立于物理層，能支持多種不同的物理層規(guī)范，以適應(yīng)各種

9、應(yīng)用環(huán)境。媒體接入控J(MAC)層位于物理層之上，主要負(fù)責(zé)控制用戶接入到共享的無(wú)線媒質(zhì)以及將數(shù)據(jù)組成幀格式來(lái)傳輸。MAC層又分成了三個(gè)子層：特定服務(wù)匯聚子層(cs)、公共部分子層(CPS)和安全子層(Ss)。最底層是物理層，該層的協(xié)議主要是用于規(guī)范頻率帶寬、調(diào)制模式、糾錯(cuò)技術(shù)以及發(fā)射機(jī)同接收機(jī)之間的同步、數(shù)據(jù)傳輸速率和時(shí)分復(fù)用結(jié)構(gòu)等參數(shù)的。物理層由傳輸匯聚子層(TCS)和物理媒質(zhì)依賴子層(PMD)組成，通常說(shuō)的物理層主要是指PMD子層。TCS將收到的MAC層數(shù)據(jù)分段，封裝成TCS協(xié)議數(shù)據(jù)單元(PDU)。PMD則具體執(zhí)行信道編碼、調(diào)制解調(diào)等一系列處理過(guò)程。WiMAX(WorldwideInter

10、operability for MicrowavAccess)物理層的特點(diǎn)可概括為：WiMAX物理層采用正交頻分復(fù)用技術(shù)，頻譜利用率較高；支持時(shí)分雙工(TDD)、頻分雙工(FDD)，同時(shí)也支持半雙工頻分雙工(HFDD)：可支持移動(dòng)和固定的情況，移動(dòng)速度最高可達(dá)120 kmh；帶寬劃分靈活，系統(tǒng)的帶寬范圍為125 20 MHz；使用先進(jìn)的多天線技術(shù)提高系統(tǒng)容量和覆蓋范圍；采用了混合自動(dòng)重傳(HARQ)、自適應(yīng)調(diào)制編解碼(AMC)和功率控制技術(shù)；采用了先進(jìn)的信道編碼技術(shù)增加通信質(zhì)量，擴(kuò)大覆蓋范圍。1.2 物理層的分類 在IEEE 80216標(biāo)準(zhǔn)中，定義了物理層實(shí)現(xiàn)的5種方式，即WMANSC、WMA

11、NSCa、WMANOFDM、WMANOFDMA和WirelessHUMAN。1.3 物理層的關(guān)鍵技術(shù)為了提高系統(tǒng)性能，支持更高的傳輸速率，WiMAX采用了許多關(guān)鍵技術(shù)，包括正交頻分復(fù)用(OFDM)、正交頻分多址(OFDMA)、混合自動(dòng)請(qǐng)求重傳(HARQ)、自適應(yīng)調(diào)制編碼(AMC)、自適應(yīng)天線系統(tǒng)(AAS)和多輸人多輸出(MIMO)。在此，我們?cè)敿?xì)討論介紹和討論OFDM。1.4 OFDM的應(yīng)用前景由于OFDM可以有效地消除信號(hào)多徑傳播所造成符號(hào)干擾(ISI)，OFDM技術(shù)良好的性能使得它在很多領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。隨著因特網(wǎng)的發(fā)展，人們對(duì)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的需求也不斷增大，人們希望移動(dòng)通信系統(tǒng)能提供更廣泛

12、的業(yè)務(wù)種類，包括話音、視頻、多媒體和寬帶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)等。為了實(shí)現(xiàn)真正意義上的寬帶無(wú)線系統(tǒng)，國(guó)際電信聯(lián)盟已開始著手制定下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)，即4G。隨著4G標(biāo)準(zhǔn)的制定，OFDM將作為主流技術(shù)寫入4G標(biāo)準(zhǔn)中。而OFDM已存在的許多不兼容的標(biāo)準(zhǔn)，會(huì)影響其廣泛的使用。正如任何新技術(shù)一樣，OFDM技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)化還有漫長(zhǎng)的道路要走，但是一旦其相關(guān)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)出臺(tái)并得到廣大工業(yè)界的支持，其威力不可忽視。2 OFMA的基本原理2.1 多載波調(diào)制和FFTOFDM是一種多載波傳輸技術(shù)。設(shè)為N個(gè)子載波頻率，則一般的多載波已調(diào)信號(hào)在第i個(gè)碼元間隔內(nèi)可以表示成: (1)其中，是信號(hào)在第個(gè)碼元間隔內(nèi)所攜帶的信息，它決定了的幅度和相

13、位，一般情況下它們是只與碼元標(biāo)號(hào)有關(guān)的復(fù)常數(shù)，它們攜帶了要傳輸?shù)男畔?；例如，若第k個(gè)子載波采用QPSK調(diào)制時(shí)，設(shè)采用方式的星座，當(dāng)?shù)趇個(gè)碼元為“00”時(shí)，根據(jù)碼元和星座的映射關(guān)系可以知道，。為敘述方便，在只需研究一個(gè)多載波信號(hào)碼元的時(shí)候，常常省略碼元標(biāo)號(hào)；而當(dāng)子載波采用普通（沒(méi)有采用波形形成）的QAM或MPSK調(diào)制時(shí)，與無(wú)關(guān)，從而將簡(jiǎn)寫成，根據(jù)上下文這樣不會(huì)產(chǎn)生歧義。按上述約定，（1）式可以寫成 （2）我們希望這種多載波傳輸方式的頻譜利用率要高，即子載波間隔要盡可能?。贿€希望系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。 要實(shí)現(xiàn)上述多載波傳輸系統(tǒng)，一般需要N個(gè)振蕩源和相應(yīng)的帶通濾波器組，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，體現(xiàn)不出多載波傳輸?shù)膬?yōu)勢(shì)

14、。但是，經(jīng)過(guò)細(xì)致的分析可以發(fā)現(xiàn)，上述多載波傳輸系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)都可以利用離散傅里葉變換（Discrete Fourier Transform, DFT）實(shí)現(xiàn)，由于DFT有著名的快速算法FFT（Fast Fourier Transform），使得多載波傳輸系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)起來(lái)大為簡(jiǎn)化，特別是利用FFT實(shí)現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)，以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、頻譜利用率高而受到廣泛重視。 下面分析多載波傳輸系統(tǒng)可以用DFT實(shí)現(xiàn)的條件。為確定子載波間的頻率間隔，我們考慮接收端如何對(duì)信號(hào)解調(diào)。我們對(duì)接收信號(hào)（暫不考慮噪聲和失真的影響）以抽樣率fs抽樣，利用DFT對(duì)抽樣信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。利用N點(diǎn)的DFT可以計(jì)算出信號(hào)的第個(gè)頻譜分量為 ( 3

15、 )這里，S是第個(gè)頻譜分量；是抽樣信號(hào)；是DFT的分辨率。為使DFT正確計(jì)算出頻譜，信號(hào)必須在N點(diǎn)抽樣以外周期性重復(fù)，當(dāng)信號(hào)只含有該DFT的諧波成份時(shí)，條件就能滿足。將代入式(2)得 (4 ) （4）,將式（4）代入式（3）得 （5）其中觀察上式可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)多載波已調(diào)信號(hào)的頻率時(shí)，就有其中C為常數(shù)，就是說(shuō)當(dāng)各子載波的頻率為解調(diào)用的DFT分辨率整數(shù)倍時(shí)，可以用DFT對(duì)信號(hào)完成解調(diào)。從以上分析可知，為保證正確解調(diào)，在一個(gè)碼元間隔內(nèi)保持為常數(shù)是必要的，如果子載波的QAM或MPSK調(diào)制采用了波形形成技術(shù)，如采用余弦滾降波形，采用DFT解調(diào)時(shí)還要作專門的處理。 由以上分析，當(dāng)各子載波的頻率為解調(diào)用的DF

16、T分辨率整數(shù)倍時(shí)，可以用DFT對(duì)多載波已調(diào)抽樣信號(hào)完成解調(diào)。特別地，當(dāng)子載波的頻率間隔為，由式（4）有 ( 6 )上式恰為序列（以后我們將該序列簡(jiǎn)記為）的IDFT（Inverse Discrete Fourier Transform），即當(dāng)子載波頻率間隔為時(shí)，多載波已調(diào)信號(hào)的時(shí)域抽樣序列可以由IDFT計(jì)算出來(lái)。 由于攜帶信息的序列恰為多載波已調(diào)信號(hào)抽樣序列的DFT，所以我們說(shuō)，采用FFT實(shí)現(xiàn)的多載波調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制是在頻域上進(jìn)行的。 由以上分析可知，多載波調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制可以由IDFT完成，解調(diào)可以由DFT完成，由數(shù)字信號(hào)處理的知識(shí)可以知道，IDFT和DFT都可以采用高效的FFT實(shí)現(xiàn)。2.2 OF

17、DM系統(tǒng)的組成OFDM系統(tǒng)的組成框圖如下圖1所示。輸入比特序列完成串并變換后，根據(jù)采用的調(diào)制方式，完成相應(yīng)的調(diào)制映射，形成調(diào)制信息序列，對(duì)進(jìn)行IDFT，計(jì)算出OFDM已調(diào)信號(hào)的時(shí)域抽樣序列，加上循環(huán)前綴CP，再作D/A變換，得到OFDM已調(diào)信號(hào)的時(shí)域波形。接收端先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行A/D變換，去掉循環(huán)前綴CP，得到OFDM已調(diào)信號(hào)的抽樣序列，對(duì)該抽樣序列作DFT即得到原調(diào)制信息序列。 ( 圖1 OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu) )循環(huán)前綴CP的引入PR 1，使得OFDM傳輸在一定條件下可以完全消除由于多徑傳播造成的符號(hào)間干擾（ISI）和子信道間干擾（ICI）的影響，大大推進(jìn)了OFDM技術(shù)實(shí)用化的進(jìn)程。圖2是循環(huán)

18、前綴示意圖 ( 圖2 CP示意圖 )OFDM“符號(hào)”（symbol）是一個(gè)容易產(chǎn)生歧義的概念。在多數(shù)OFDM文獻(xiàn)中，OFDM“符號(hào)”指的是調(diào)制信息序列，而的各分量（即各子載波上的調(diào)制信息）也用“符號(hào)”（symbol）表示。為避免這種混亂，我們將連同循環(huán)前綴稱為OFDM“幀符號(hào)”，簡(jiǎn)稱“符號(hào)”，稱的分量為“幀內(nèi)符號(hào)”。OFDM文獻(xiàn)中的符號(hào)間干擾（ISI）指的是幀符號(hào)間的干擾，具體是指除去循環(huán)前綴后的幀符號(hào)間的干擾，同樣符號(hào)同步也是指幀符號(hào)同步。這樣與OFDM文獻(xiàn)中的名稱基本一致，而又不會(huì)引起誤解。2.3 OFDM時(shí)間連續(xù)系統(tǒng)模型 OFDM系統(tǒng)有一些不同的形式，我們先就最流行的采用循環(huán)前綴形式的O

19、FDM系統(tǒng)建立相應(yīng)的數(shù)學(xué)模型ESBL 1。 最初的OFDM系統(tǒng)不采用數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)，因此下面的OFDM模型可以看成是理想的OFDM系統(tǒng)模型，當(dāng)然，目前一般是采用數(shù)字合成技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)它。圖3是OFDM系統(tǒng)的連續(xù)時(shí)間基帶模型。 ( 圖3 OFDM連續(xù)系統(tǒng)基帶模型 ) 發(fā)射機(jī):設(shè)OFDM系統(tǒng)共有N個(gè)子載波，系統(tǒng)帶寬為W Hz，符號(hào)長(zhǎng)度為，循環(huán)前綴CP的長(zhǎng)度為 ，即一個(gè)OFDM幀符號(hào)的傳輸時(shí)間是，考慮到循環(huán)前綴的影響，發(fā)射機(jī)發(fā)射的第k個(gè)載波波形為 （7） 注意，當(dāng) 時(shí)，有，這就是循環(huán)前綴的作用，它使得信號(hào)在一定的時(shí)間內(nèi)看上去具有周期性。這樣第i個(gè)OFDM幀符號(hào)的已調(diào)波形為 （8） 當(dāng)傳輸?shù)氖且粋€(gè)無(wú)限的

20、OFDM符號(hào)序列時(shí)，OFDM已調(diào)信號(hào)波形可以表示為 （9） 信道:我們假設(shè)信道沖擊響應(yīng)的支撐小于循環(huán)前綴CP，即，則接收機(jī)收到的信號(hào)為 （10） 這里，是信道的加性Gauss白噪聲（復(fù)形式）。接收機(jī):OFDM接收機(jī)由一個(gè)濾波器組構(gòu)成，其中第k個(gè)濾波器與傳輸載波波形的后面部分相匹配，即 （11） 就是說(shuō)，循環(huán)前綴CP以被刪除。由于CP包含了所有前面符號(hào)的符號(hào)間干擾（ISI），所以接收機(jī)濾波器組的抽樣輸出將不含有ISI。因此，我們?cè)谟?jì)算第k個(gè)匹配濾波器的抽樣輸出時(shí)可以忽略時(shí)間標(biāo)號(hào)i，利用式(9),(10),(11)，我們得到設(shè)信道的沖擊響應(yīng)在一個(gè)OFDM符號(hào)間隔內(nèi)不變，記之為，這樣就得到積分區(qū)間以

21、及蘊(yùn)含著。上式的內(nèi)積分可以寫成上式的后面的積分部分是信道沖擊響應(yīng)在頻域的抽樣，抽樣頻率為，即在第k個(gè)載波頻率處為這里是的Fourier變換。采用這些記號(hào)，接收機(jī)濾波器組的輸出可以簡(jiǎn)化為 （12） 這里。根據(jù)濾波器組的正交這里是Kronecker函數(shù)。這樣式（12）可以簡(jiǎn)化為 （13） 其中是加性高斯白噪聲（AWGN）2.4 OFDM的時(shí)間離散系統(tǒng)模型 OFDM時(shí)間離散系統(tǒng)模型與時(shí)間連續(xù)系統(tǒng)模型相似，如圖4所示。 ( 圖4 OFDM系統(tǒng)的離散時(shí)間模型 )OFDM信號(hào)通過(guò)時(shí)變多徑信道，設(shè)信道衰落比較緩慢，在一個(gè)OFDM符號(hào)間隔內(nèi)信道的沖擊響應(yīng)不變，記為，則OFDM接收機(jī)收到的信號(hào)為其中，“*”表示

22、離散序列的（線性）卷積運(yùn)算。循環(huán)前綴CP使得成為的循環(huán)擴(kuò)展，根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理的知識(shí)當(dāng)CP的長(zhǎng)度（的支撐即最大非零定義域）長(zhǎng)度時(shí)，去掉循環(huán)前綴后所得為其中，“”表示循環(huán)卷積運(yùn)算。根據(jù)DFT的時(shí)域卷積定理，經(jīng)過(guò)FFT后的輸出為其中是信道的頻域響應(yīng)，通過(guò)簡(jiǎn)單的均衡就可用消除其影響，提取出所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。應(yīng)該指出，雖然CP在一定條件下可以完全消除ISI和ICI，但接收信號(hào)去掉CP后在作DFT前，仍然存在幀內(nèi)符號(hào)間干擾，即OFDM幀符號(hào)與信道作了（循環(huán)）卷積，經(jīng)DFT解卷積后，通過(guò)均衡消除了幀內(nèi)符號(hào)間干擾并得到信息序列。我們知道，兩個(gè)N長(zhǎng)序列的時(shí)域循環(huán)卷積是N長(zhǎng)序列，經(jīng)DFT變換到頻域后，對(duì)應(yīng)的是兩個(gè)N長(zhǎng)

23、序列DFT的乘積，這就是著名的DFT的卷積定理。即DFT解卷積解的是循環(huán)卷積，由于離散序列經(jīng)過(guò)線性系統(tǒng)后的輸出是序列與線性系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)的線性卷積，因此不可以直接用DFT解卷積。循環(huán)前綴CP的作用就是將線性系統(tǒng)對(duì)離散序列的卷積作用變成循環(huán)卷積（根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理的理論可以知道，只有CP的長(zhǎng)度信道沖擊響應(yīng)的長(zhǎng)度時(shí)才是如此），從而可以利用DFT解卷積。當(dāng)CP的長(zhǎng)度大于信道的最大時(shí)延時(shí)，一方面CP起到了保護(hù)間隔的作用，所以可以完全消除由于信道的多徑傳播造成的OFDM的符號(hào)間干擾；另一方面，從以上分析可以知道，DFT的輸出的信號(hào)項(xiàng)僅受到（子）信道的固定的衰減，而不存在子信道間的干擾，即CP還起到了保持子

24、載波間的正交性的作用，從而消除了載波間干擾（Intercarrier Interference，ICI）。2.5 OFDM信號(hào)的頻譜特性 當(dāng)各子載波用QAM或MPSK進(jìn)行調(diào)制時(shí)，如果基帶信號(hào)采用矩形波，則每個(gè)子信道上已調(diào)信號(hào)的頻譜為形狀，其主瓣寬度為Hz，其中為OFDM符號(hào)長(zhǎng)度（不包括CP）。由于在時(shí)間內(nèi)共有OFDM信號(hào)的N個(gè)抽樣，所以O(shè)FDM信號(hào)的時(shí)域抽樣周期為。由于相鄰子載波之間的頻率間隔為，其中為OFDM信號(hào)的抽樣頻率，即，所以， （14） 即這些已調(diào)子載波信號(hào)頻譜函數(shù)的主瓣寬度為，間隔為。根據(jù)函數(shù)的性質(zhì)，知道它們?cè)陬l域上正交，這就是正交頻分復(fù)用（OFDM）名稱的由來(lái)。我們知道，一般的頻

25、分復(fù)用傳輸系統(tǒng)的各子信道之間要有一定的保護(hù)頻帶，以便在接收端可以用帶通濾波器分離出各子信道的信號(hào)。保護(hù)頻帶降低了整個(gè)系統(tǒng)的頻譜利用率。OFDM系統(tǒng)的子信道間不但沒(méi)有保護(hù)頻帶，而且各子信道的信號(hào)頻譜還相互重疊，如圖5所示，這使得OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率相比普通頻分復(fù)用系統(tǒng)有很大提高，而各子載波可以采用頻譜效率高的QAM和MPSK調(diào)制方式，進(jìn)一步提高了OFDM系統(tǒng)的頻譜效率。應(yīng)該指出，由于循環(huán)前綴的影響，OFDM信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)將發(fā)生一定的變化，但這僅僅使信號(hào)的某些頻譜成份得到增強(qiáng)，而不會(huì)使OFDM信號(hào)增加新的頻率成份。我們知道，移動(dòng)信道一般存在多徑傳播問(wèn)題，使信道表現(xiàn)出明顯的衰落特性。信道的多徑衰

26、落在單載波傳輸系統(tǒng)中往往會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾，使得接收機(jī)往往需要比較復(fù)雜的均衡濾波器，所以設(shè)計(jì)單載波高速移動(dòng)通信系統(tǒng)的均衡器是一項(xiàng)富有挑戰(zhàn)性的工作。OFDM ( 圖5 OFDM信號(hào)的頻譜 ) ( 圖6 OFDM的各子信道近似是平坦衰落 )系統(tǒng)利用N個(gè)子載波，將整個(gè)信道劃分成N個(gè)窄子信道，在每個(gè)子信道上信道的衰落近似平坦衰落，如圖6所示，而且每個(gè)子信道上的碼速率也比較低，這使得OFDM系統(tǒng)的均衡濾波器的設(shè)計(jì)比較容易，一般每個(gè)子信道只需要一個(gè)單抽頭的（自適應(yīng)）均衡器即可，這也是OFDM吸引人的特點(diǎn)之一。OFDM子信道間的間隔對(duì)系統(tǒng)的性能有很大影響。子信道間隔越大，由于各種因素造成的子信道間的干擾越

27、小，但同時(shí)系統(tǒng)的頻譜效率也越低，由于子信道帶寬的加大，系統(tǒng)抗擊頻率選擇性衰落的能力也下降；反之，為提高系統(tǒng)的頻譜效率而縮小子信道間的間隔，必然使系統(tǒng)的子載波間的干擾加大；系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員需要在它們之間折衷。信道帶寬和FFT的點(diǎn)數(shù)決定了OFDM子信道間的間隔，確定子信道間隔的一般原則是，滿足系統(tǒng)頻譜利用率和保證OFDM系統(tǒng)的良好的抗擊頻率選擇性衰落的前提下，盡可能加大子載波間的間隔。2.6 OFDM的子載調(diào)制OFDM的子載波調(diào)制一般采用QAM或MPSK方式。各子載波不必要采用相同的狀態(tài)數(shù)（進(jìn)制數(shù)），甚至不必要采用相同的調(diào)制方式。這使得OFDM支持的傳輸速率可以在一個(gè)較大的范圍內(nèi)變化，并可以根據(jù)子信道

28、的干擾情況，在不同的子信道上采用不同狀態(tài)數(shù)的調(diào)制，甚至采用不同的調(diào)制方式。調(diào)制信號(hào)星座的形成在IDFT前由相應(yīng)的調(diào)制映射完成。具體地說(shuō)，就是根據(jù)串并變換后的比特序列以及QAM（或MPSK）的星座映射關(guān)系，計(jì)算出相應(yīng)的同相分量和正交分量，得到，這就是第i個(gè)載波被調(diào)制后在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)的頻譜（所以我們說(shuō)OFDM的子載波調(diào)制是在頻域上進(jìn)行的），然后將該符號(hào)周期內(nèi)的頻域信號(hào)變成時(shí)域信號(hào)，這個(gè)過(guò)程由IDFT完成。IDFT的輸出加上循環(huán)前綴后，分實(shí)部虛部分別作D/A變換后串行傳輸實(shí)部和虛部的波形。或者計(jì)算出信息序列后,將信息序列延長(zhǎng)成長(zhǎng)度為2N+2，變成共軛對(duì)稱的形式，如圖7所示，根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理

29、的理論，這樣的序列作IDFT后為實(shí)信號(hào)，可以直接傳輸。下面以子載波采用16QAM調(diào)制為例，說(shuō)明16QAM調(diào)制映射的實(shí)現(xiàn)。一種最簡(jiǎn)單的16QAM信號(hào)星座圖如下面圖8所示，這種星座圖不是最佳的，即這種星座圖形式的16QAM對(duì)信號(hào)功率的利用沒(méi)有達(dá)到最佳，但是這種星座圖實(shí)現(xiàn)最容易。 ( 圖7 將信息序列擴(kuò)展成共軛對(duì)稱形式的方法 ) ( 圖8 16QAM星座圖 )圖中的橫軸表示同相分量的信息比特，縱軸表示正交分量的信息比特，當(dāng)然也可以作另外的假設(shè)。設(shè)第k個(gè)子信道上要傳輸?shù)男畔⒈忍貫椤?101”，從圖8可知，；同樣若信息比特為“1010”，則，等等。由于OFDM的子載波調(diào)制是在頻域上根據(jù)信號(hào)星座圖計(jì)算出來(lái)

30、的，而且完成調(diào)制的IDFT也需要大量的運(yùn)算，因此OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)必須有強(qiáng)大的計(jì)算能力（其實(shí)接收機(jī)也是如此），這可以由專門的DSP芯片或FPGA芯片完成，隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的進(jìn)步，未來(lái)也有可能由通用計(jì)算機(jī)完成。從這種意義上說(shuō)，OFDM是通信和計(jì)算技術(shù)的融合。由于OFDM的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)有強(qiáng)大的一般計(jì)算能力，所以在OFDM子載波調(diào)制中，不必考慮復(fù)雜的星座圖信號(hào)在實(shí)現(xiàn)上的復(fù)雜性，這樣OFDM的子載波調(diào)制中可以采用任何先進(jìn)的信號(hào)星座圖優(yōu)化技術(shù)，以提高信號(hào)的功率利用率。3 結(jié) 論3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì) (1)OFDM在對(duì)抗干擾及衰落的優(yōu)勢(shì)：把高速數(shù)據(jù)流通過(guò)串并變換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，可有效對(duì)抗信號(hào)波形間的干擾ISI，適用于多徑環(huán)道存在頻率選擇性，而所有子載波都處于深衰落的概率極小，OFDM系統(tǒng)可通過(guò)動(dòng)態(tài)比特分配和動(dòng)態(tài)子信道分配的方法，充分利用信噪比較高的子信道，提高系統(tǒng)性能。因?yàn)檎瓗Ц蓴_只能影響一小部分的子載波，因此OFDM可以在某種程度上抵抗這種窄帶干擾。 OFDM的以上優(yōu)勢(shì)減小了接收機(jī)的復(fù)雜度，甚至可以不用均衡器，僅采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響，大大節(jié)省了系統(tǒng)花費(fèi)、減小了系統(tǒng)復(fù)雜度和功率消耗。 (2)OFDM系統(tǒng)由于子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用相比，OFDM可以最大限度地