推挽式直流開關電源的設計

1、 遼寧科技大學本科生畢業(yè)設計 第 35 頁 推挽式直流開關電源的設計摘 要隨著現(xiàn)代通訊技術的飛速發(fā)展，對通訊電源的重量、體積、可靠性、效率等提出了更高的要求。而應用于中大功率場合的移相全橋DC/DC變換器具有結構簡單、輸出功率大、效率高、易實現(xiàn)軟開關、功率開關管所承受的電壓電流應力小等一系列優(yōu)點，因此，對它進行研究具有十分重要的意義。本文首先對DC/DC升壓變換器的電流觸發(fā)主電路、輸入電路、反饋電路控制芯片、推挽變壓器進行了詳細的講解，其中重點對MOS場效應管的損耗問題進行了研究和分析。其次本文也對本實驗用到的器件進行了簡單的介紹并給出了所需器件的參數，建立了模型并用Protel Altium

2、 Designer 6.9仿真軟件對系統(tǒng)的穩(wěn)定性進行了分析。最后根據自己的仿真結果做出了實際電路并進調試一切正常，達到了所需要的效果。關鍵詞：DC/DC電壓變換器；推挽變壓器；反饋電路控制芯片AbstractWith the rapid development of modern communication technology, communication power of the weight, volume, reliability, efficiency, and put forward higher requirements. The power applied to the pha

3、se-shifted full-bridge where the DC/DC converter has a simple structure, high output power, high efficiency, easy to realize soft-switching, the power switch is exposed to a series of voltage and current stress of the advantages, therefore, its study is of great significance. This article first DC/D

4、C boost converter current triggering the main circuit, input circuit, feedback circuit control chip, push-pull transformers were in detail.The focus of the MOS FET loss problems were studied and analyzed. Secondly, the paper also used in this study a brief introduction devices and gives the necessar

5、y parameters of the device, the establishment of a model and simulation using Protel Altium Designer 6.9 software to analyze the stability of the system. Finally, the simulation results according to their actual circuit and thus made all the normal debugging, achieves the required effect.Keywords: D

6、C/DC boost converter; push-pull transformer; feedback circuit control chip目 錄摘 要I1 緒論11.1開關電源的發(fā)展歷程11.2開關電源的分類11.2.1按驅動方式分類11.2.2按能量轉換過程的類型分類21.2.3按輸入與輸出是否隔離分類21.2.4按功率開關管關斷和開通工作條件分類21.3開關電源的特點21.4本文主要工作32 開關電源的基礎知識42.1開關電源DC/DC變換器的軟開關技術分類42.2開關電源移相全橋DC/DC變換器控制技術52.3開關電源常用拓撲結構62.3.1非隔離式開關電源拓撲結構62.3.2

7、隔離式開關電源拓撲結構82.3.3開關電源各種拓撲結構的比較102.4開關電源的調制方式102.4.1脈沖寬度調制102.4.2 脈沖頻率調制102.4.3 混合調制112.5開關電源的控制方式112.5.1電壓控制模式122.5.2電流控制模式133 開關電源主電路的設計153.1逆變器的工作原理153.2換器的濾波電容和電感的選取163.2.1濾波電容的選取163.2.2濾波電感的選取173.2.3高頻逆變電源的設計核心就是變壓器的設計173.3變壓器繞制步驟183.4硬件抗干擾措施193.5仿真結果194 開關電源控制芯片的設計224.1 TL494芯片簡介224.2外圍電路的介紹264

8、.3仿真結果275 開關電源反潰電路的設計285.1電源反饋部分的工作原理285.2仿真結果306 結論31致 謝33參考文獻341 緒論1.1開關電源的發(fā)展歷程隨著電子技術的發(fā)展, DC/DC 電源已經形成一個龐大的工業(yè), 材料、工藝、外封裝的不斷改進, 使DC/DC產品普遍被工業(yè)界采用, 并在軍界、醫(yī)療、宇航等領域迅速推廣?，F(xiàn)已有數家產值達數千萬美元的公司生產DC/DC電源, 產品從0.5瓦至上千瓦. 從單輸出到多輸出。也有的公司把自己的DC/DC模塊產品組合設計成用戶需要的電源系統(tǒng)。激烈的競爭局面, 導致各廠家積極采用先進技術, 使模塊以最小的體積達到最高的功率輸出,某些新產品的功率密度

9、已可達每立方英寸10瓦。提高效率和輸出功率是大家追求的目標, 場效應開關管、肖特基整流管以及磁性材料的改進, 都是關鍵因素。計算機工業(yè)的發(fā)展給DC/DC電源提出了新的目標。以往的TTL 電路邏輯電壓為5V , 超大規(guī)模集成電路的驅動電流較大, 一個需5A 電流的設計至少要25 瓦輸出的電源模塊。為節(jié)省能源, 新的CMOSIC設計使電壓降為3.3V , 同樣需5A 電流則可僅用16.5 瓦的模塊。目前一些超大規(guī)模集成電路生產廠家有意把電壓降至2 .9V 、2.1 V ,以節(jié)省電力, 因對DC/DC電源產品帶來了新的挑戰(zhàn)。目前DC/DC模塊的設計人員采用同步整流技術在一定程度上使效率有所提高,但最

10、終的改進尚依賴于半導體元件性能的改善。為解決DC/DC模塊的控制電路。使用一定規(guī)模的集成電路將使DC/DC模塊性能得到革命性的進步1。DC/DC模塊的外封裝的散熱也是個關鍵間題。由于體積的限制,模塊外殼需有良好的導熱能力, 否則將燒毀內部半導體元件。近幾年已有把電路印刷在鋁制或陶瓷荃板上的DC/DC產品間世。鋁板和陶瓷板導熱較好, 給DC/DC模塊的發(fā)展提供的新的方向。1.2開關電源的分類1.2.1按驅動方式分類1）自激式開關電源開關管起著振蕩器器件和功率開關的作用。2）他激式開關電源備有專門獨立的振蕩電路，使用專用的脈沖調寬控制器PWM芯片就是中一例。1.2.2按能量轉換過程的類型分類1）直

11、流直流（DC-DC）變換器它是將一種直流電轉換成另一種或幾種直流電。DC-DC變換器是直流開關電源的核心部件，也是非隔離式或隔離式變換器直流電源的重要組成部分。2）逆變器（DC-AC）它是將直流電轉換交流電的開關變換器，是交流輸出開關電源和不間斷電源（UPS）的主要部件。3）開關整流器（AC-DC）它是將交流電轉換成直流電能的一種電源裝置，這種變換器其變換過程應該理解為交流直流交流直流（AC-DC-AC-DC）。4）交流交流變換器（AC-AC）它是將一種頻率的交流電直接轉換成另一種恒頻或可變頻率的交流電，或是將交流電直接轉換成恒頻交流電的變換裝置。1.2.3按輸入與輸出是否隔離分類1）隔離式開

12、關變換器它是高頻變壓器將變換器的一次側（輸入）與二次側（輸出）隔離。這種變換器結構主要有單端正激式變換器，單端反激式變換器，中心抽頭式（推挽）變換器，半橋式變換器，全橋式變換器。2）非隔離式開關變換器它是在電氣上輸入與輸出不隔離的。輸入與輸出公用一個公共端。這種變換器結構主要有降壓型（Buck）變換器，升壓型（Boost）變換器，降壓升壓（Buck-Boost）變換器以及它們的組合變形電路，如Cuk器，Zeta變換器，Sepic變換器等。1.2.4按功率開關管關斷和開通工作條件分類1）硬開關變換器功率開關器件是在承受電壓或電流應力的情況下接通或關斷的。這樣不但產生開關損耗，而且形成開關尖峰干擾

13、噪聲，需要附加屏蔽，濾波等抗噪聲技術，才能滿足高精度，高性能用電設備的要求。2）軟開關變換器功率開關器件是在不承受電壓或電流應力的情況下接通或關斷的；或是加在開關管上的電壓為零，稱零電壓開關（ZVS）；或是流過開關管的電流為零，稱零電流開關（ZCS）。因開關過程中無電壓，電流重疊（理想情況），開關損耗大大降低，而且開關噪聲電壓小，有利于開關變換器的高頻化，小型化。1.3開關電源的特點DC/DC 電源在70 年代即得到應用, 已形成模塊化產品。由于DC/DC電路設計相對較簡單、費用低, 可以快速的良好設計解決大量復雜問題, 而且已經形成一整套DC/DC電源的設計、測試、生產標準。這就大大簡化了電

14、子、電器設備系統(tǒng)設計過程。在較大型設備中( 如程控交換機) , 電源往往占據系統(tǒng)費用的20 %左右, 電源設計考慮不周常因電源故障而使整個系統(tǒng)不能正常工作。采用DC/DC供電方式是目前最簡單而最易行的辦法。在系統(tǒng)的設計初期，即可根據系統(tǒng)內部各級部件電路對不同的電壓電流要求, 根據DC/DC模塊生產廠家的產品目錄找到合適的DC 江兀模塊產品。如系統(tǒng)對DC/DC模塊有特殊要求, 也可請DC/DC二模塊生產廠家進行特殊設計和生產。從而可使設計師以較少的精力考慮電源而把主要精力投入到系統(tǒng)核心部分的設計。采用DC/DC模塊化電源即可使這一切成為現(xiàn)實。采用小型化的電源模塊可大大減化設備結構, 減小體積重量

15、, 同時, 電源模塊所特有的高可靠性使系統(tǒng)的整體可靠性大幅度提高, 更有利于降低設計費用和設備成本。1.4本文主要工作本文的主要工作是分析設計了一種PWM升壓型DC/DC變換器的控制芯片。本文共分六個章節(jié)詳細介紹。第一章介紹了開關電源的發(fā)展歷程、開關電源的分類和開關電源的特點。第二章闡述了開關電源的基礎知識，其中包括了軟開關技術、全橋控制技術、電源開關常用的拓撲結構、電源開關的調制方式以及開關電源的控制方式，在此對每一項都進行了詳細的介紹的分析。第三章是對主電路進行原理分析，本設計所用器件的選取、重要的變壓器制作和硬件抗干擾進行了一系列措施的研究。第四章分析了參與主電路的開關電源控制芯片TL4

16、94的設計，本文也對此進行了詳細的描述。第五章介紹了開關電源反饋電路的設計。第六章是本文的結論，寫出了本人對這次設計的感想和一些看法。2 開關電源的基礎知識2.1開關電源DC/DC變換器的軟開關技術分類現(xiàn)代電力電子裝置的發(fā)展趨勢是小型化、輕量化，同時對裝置的效率和電磁兼容性也提出了更高的要求。通常，濾波電感、電容和變壓器在裝置的體積和重量中占很大比例。因此必須設法降低他們的體積和重量，才能達到裝置的小型化和輕量化。從電路的有關知識可以知道，提高工作頻率可以減小變壓器各繞組的匝數，并減小鐵心的尺寸，從而使變壓器小型化。因此裝置的小型化、輕量化最直接的途徑是電路的高頻化。但在開關頻率提高的同時，開

17、關損耗也會隨之增加，電路效率嚴重下降，電磁干擾也增大，輸入所以簡單的提高開關頻率是行的。針對這些問題出現(xiàn)了軟開關技術，它利用了諧振為主的輔助換流手段，解決了電路中的開關損耗和開關噪聲的問題，使開關頻率大幅度提高，從而大大減小了開關電源的體積和重量。變換器的軟開關技術實質上是利用電感和電容的諧振來完成開關器件的換流，最早是采用有損緩沖電路來實現(xiàn)，從能量的角度來看，它是將開關損耗轉移到緩沖電路中消耗掉，從而改善開關管的開關條件，因此這種方法對變換器的變換效率沒有提高，甚至會使效率有所降低。目前所研究的軟開關技術不再采用有損緩沖電路、不是開關損耗的轉移，而是真正減小開關損耗。直流開關電源的軟開關技術

18、一般可分為以下三類2：1)準諧振電路，準諧振電路中電壓或電流的波形為正弦半波，因此稱之為準諧振。是最早出現(xiàn)的軟開關電路?？煞譃榱汶妷洪_關準諧振電路、零電流開關準諧振電路、零電壓開關多諧振電路以及用于逆變器的諧振直流環(huán)節(jié)電路。缺點：準諧振的引入使得電路開關損耗和開關噪聲大大下降，但也帶來一些負面問題：諧振電壓峰值很高，要求器件耐壓必須提高；諧振電流的有效值很大，電路中存在大量的無功功率的交換，造成電路的導通損耗加大；諧振周期隨輸入電壓、負載變化而改變，因此只能采用PFM方式來控制，變頻的開關頻率給電路設計帶來困難。2)零開關PWM變換器，它可分為零電壓開關PWM變換器和零電流開關PWM變換器。該

19、類變換器是在準諧振變換器的基礎上，加入一個輔助開關管，來控制諧振元件的諧振過程，實現(xiàn)恒定頻率PWM控制。這與準諧振變換器不同的是，諧振元件的諧振工作時間與開關周期相比很短，一般為開關周期的1/101/5。優(yōu)點：同準諧振電路相比，電壓和電流基本上是方波，只是上升沿和下降沿較緩，開關承受的電壓明顯降低，電路可以采用開關頻率固定的PWM控制方式。3)零轉換PWM變換器，它可分為零電壓轉換PWM電路和零電流轉換PWM變換器，這類變換器還是采用輔助開關控制諧振的開關時刻，所不同的是，諧振電路是與主開關并聯(lián)的，因此輸入電壓和負載電流對電路的諧振影響很小，電路在很寬的輸入電壓范圍內并從零負載到滿載都能工作在

20、軟開關狀態(tài)，而且電路中無功功率的交換被消減到最小，這使得電路的效率有了進一步的提高。盡管軟開關技術的引入提高了變換器的工作頻率，降低了開關損耗，減小了功率器件的電壓和電流力但其中仍有許多問題有待解決，如進一步擴大功率使用范圍，完善控制技術，提高工作可靠性等。軟開關技術的應用已經給功率變換器的發(fā)展帶來了深刻的變革，隨著軟開關的技術的進一步完善，必將為實現(xiàn)更高品質的功率開關變換器提供有力的技術保障。2.2開關電源移相全橋DC/DC變換器控制技術控制技術包括控制的策略(軟件技術)以及實現(xiàn)控制策略的電路方式(硬件技術)。在傳統(tǒng)電力電子技術中，控制部分是以模擬電路方式來設計和工作的。伴隨著高速、高性能、

21、低成本數字處理器(DSP)芯片的面世并逐步走向市場，電力電子電路控制系統(tǒng)的數字化正成為研究的方向。數字控制技術可使系統(tǒng)控制電路大為簡化，并能提高系統(tǒng)的控制靈活性和抗干擾能力(減少雜散信號的干擾)，避免模擬信號的傳遞畸變失真，便于自診斷、容錯等技術的植入，利于提高系統(tǒng)的智能化水平。移相全橋DC/DC變換器是使用較多而且技術已經比較成熟的一種直流變換器，從控制方式看，主要有以下三種3:1)ID控制，比例積分(PI)控制實現(xiàn)容易，是工程實際中應用最廣泛的一種控制器。在DC/DC直流變換器中，PI控制可以實現(xiàn)無靜差跟蹤。為了滿足動態(tài)性能要求，在實際系統(tǒng)中，經常需要引入分環(huán)節(jié)(D)，移相全橋DC/DC變

22、換器空載時相當于二階欠阻尼系統(tǒng)，帶負載時系統(tǒng)的零極點會發(fā)生變化，所以要使整個系統(tǒng)在整個帶負載范圍保持好的動態(tài)性能和靜態(tài)性能，就必須對PID的各參數進行綜合考慮。2)電壓和電流雙閉環(huán)控制，在單環(huán)控制系統(tǒng)中，只選取了一個有用反饋量(電流量或電壓量)參與控制，因此只有當負載擾動的影響最終在輸出表現(xiàn)出來以后，控制器才開始反應，因而控制速度不夠快。為了克服這些缺點，在DC/DC直流變換器的電壓單環(huán)基礎上增加電流內環(huán)，利用電流內環(huán)快速、及時的抗干擾性來有效地抑制負載擾動的影響。在雙閉環(huán)控制中，由電壓外環(huán)控制電流內環(huán)(即內環(huán)電流在每一開關周期內變化，直至達到電壓外環(huán)設定的誤差閥值)，電流內環(huán)瞬時快速的監(jiān)測輸

23、出電流的動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負責控制輸出電壓，雙閉環(huán)電壓電流型控制模式具有比單環(huán)電壓型控制模式大得多的帶寬。3)模糊控制，與傳統(tǒng)控制方式相比，模糊PID控制的好處是不依賴控制對象的數學模型，它是根據人工控制規(guī)則組織控制決策表，然后由該表決定控制量的大小。就移相全橋變換器而言，模糊控制器的設計僅需要知道電感電流、輸出電壓和模糊控制規(guī)則2.3開關電源常用拓撲結構開關電源（直流變換器）的類型很多，從輸入輸出有無隔離角度，開關電源主回路可以分為隔離式與非隔離式兩大類型。這兩種類型中又各自包含有不同的電路拓撲種類。每種結構都有各自的特點，適用于不同的應用場合，下邊將對各種開關電源拓撲結構簡要敘述和比較4

24、。2.3.1非隔離式開關電源拓撲結構非隔離式電路是指輸入端與輸出端電氣相通，沒有隔離。非隔離式又可分串聯(lián)式結構、并聯(lián)式結構和極性反轉式結構三種電路拓撲結構，這三種電路拓撲結構有各自的特點，工作過程不一樣，應用場合也不一樣。1)聯(lián)式結構特點和工作原理 ，圖2.1所示為串聯(lián)式結構，這種結構的特點是:在主回路中開關器件T與輸入端、輸出端、電感器L、負載RL四者成串聯(lián)連接的關系。開關管T交替工作于導通/關斷兩種狀態(tài)，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T及電感器L對負載供電，并同時對電感器L充電，當開關管T關斷時，電感器L中的反向電動勢使續(xù)流二極管D自動導通，電感器L中儲存的能量通過續(xù)流二極管D形成

25、的回路，對負載RL繼續(xù)供電，從而保證了負載端獲得。圖2.1串聯(lián)式開關穩(wěn)壓電路主回路串聯(lián)式結構中，輸出電壓與輸入電壓成線性關系，其表達式為VoViD，D為開關器件T的占空比，D越大輸出越大，其最大值為1，因此串聯(lián)式結構只能獲得低于輸入電壓的輸出電壓，只適合于降壓式變換。2)聯(lián)式結構特點和工作原理，圖2 .2所示為并聯(lián)式結構，并聯(lián)式結構與串聯(lián)式結構有相同的組成部分，只是他們的位置被重新布置了一下。這種結構的特點是:在主回路中開關器件T與輸出端負載成并聯(lián)連接的關系。開關管T交替工作于導通/關斷兩種狀態(tài)，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T對電感器L充電，同時續(xù)流二極管D關斷，負載RL靠電容器存儲

26、的電能供電；當開關管T關斷時，續(xù)流二極管D導通，輸入端電源電壓與電感器L中的自感電動勢正向疊加后，通過續(xù)流二極管D對負載RL供電，并同時對電容器C充電。圖2.2并聯(lián)式開關穩(wěn)壓電路主回路由此可見，并聯(lián)式結構中，可以獲得高于輸入電壓的輸出電壓，因此為升壓式變換，適合于輸出電壓高于輸入電壓的場合，并且為了獲得連續(xù)的負載電流，并聯(lián)結構比串聯(lián)結果對輸出濾波電容C的容量有更高的要求。3)性反轉型變換器結構，圖2.3所示為極性反轉變換器結構，輸出電壓與輸入電壓的極性相反。電路的基本結構特征是：在主回路中，相對于輸入端而言，電感器L與負載成并聯(lián)。圖2.3極性反轉開關電源主回路開關管T交替工作于導通/關斷兩種狀

27、態(tài)，工作過程與并聯(lián)式結構相似，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T對電感器L充電，同時續(xù)流二極管D關斷，負載RL靠電容器存儲的電能供電；當開關管T關斷時，續(xù)流二極管D導通，電感器L中的自感電動勢通過續(xù)流二極管D對負載RL供電，并同時對電容器C充電；由于續(xù)流二極管D的反向極性，使輸出端獲得相反極性的電壓輸出。2.3.2隔離式開關電源拓撲結構隔離式是指輸入端與輸出端電氣不相通，通過脈沖變壓器的磁耦合方式傳遞能量，輸入輸出完全電氣隔離。隔離式又可分為以下幾種拓撲結構：1）單端反激式，圖2.4開關電源電路中所謂的單端是指變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側。所謂的反激是指當功率調整管T導通時，變壓器

28、N在初級繞組中儲存能量；當功率調整管T截止時，變壓器N通過次級繞組向負載傳遞能量。即原/副邊交錯通斷。這樣可以避免變壓器磁能被積累的問題，但是由于變壓器存在漏感，將在原邊形成電壓尖峰，可能擊穿調整管T，因此需要設置RCD緩沖電路如下圖2.4：圖2.4單端反激式開關電源主回路2）單端正激式，從電路原理圖2.5上看，正激式與反激式很相似，表面上只是變壓器同名端的區(qū)別，但工作過程不同。當T導通時，變壓器N的初級和次級繞組同時導通，向負載傳送能量，濾波電感L儲存能量；當T截止時，電感L通過二極管D1繼續(xù)向負載釋放能量。圖2.5單端正激式開關電源主回路該電路的最大問題是：功率管T交替工作于通/斷兩種狀態(tài)

29、，當功率管關斷時，脈沖變壓器處于“空載”狀態(tài)，其中儲存的磁能將被積累到下一個周期，直至電感器飽和，可能會使功率調整管燒毀。3）推挽式，圖2.6這種電路結構的特點是：變壓器原邊是兩個對稱線圈，兩只功率調整管接成對稱關系，輪流通斷，工作過程類似于線性放大電路中的乙類推挽功率放大器。圖2.6推挽式開關電源主回路該電路的主要缺點是：電路結構相對復雜，成本較高，變壓器繞組利用率低，對功率管的耐壓要求比較高。4）半橋式，圖2.7電路的結構類似于全橋式，只是把其中的兩只調整管換成了兩只等值的大電容C1、C2。工作過程：T1和T2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓，改變PWM的占空比就可以改

30、變輸出電壓。圖2.7半橋式開關電源主回路5）全橋式，圖2.8這種電路結構的特點是：由四只相同的調整管接成電橋結構驅動變壓器的原邊。工作過程：互為對角的兩個功率管同時導通，同一側上的兩功率管交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓，改變PWM占空比就可以改變輸出電壓。圖2.8全橋式開關電源主回路該電路使用的功率管數量多，且要求參數一致性好，驅動電路復雜，實現(xiàn)同步比較困難，這種電路結構通常使用在1KW以上超大功率開關電源電路中。2.3.3開關電源各種拓撲結構的比較表2.1開關電源各種拓撲結構的比較拓撲功率范圍(W)Vin(dc)范圍(V)輸入輸出隔離典型效率(%)相對成本Buck0-1

31、0005-40無701.0Boost0-1505-40無801.0Buck-Boost0-1505-40無801.0正激式0-1505-500有781.4反激式0-1505-500有801.2推挽式100-100050-1000有752.0半橋式100-50050-1000有752.2全橋式400-2000+50-1000有752.52.4開關電源的調制方式2.4.1脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation,縮寫為PWM）開關周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。PWM：脈寬調制PWM是開關型穩(wěn)壓電源中的術語。這是按穩(wěn)壓的控制方式分類的，除了PWM型，還有PFM型和P

32、WM、PFM混合型。脈寬寬度調制式（PWM）開關型穩(wěn)壓電路是在控制電路輸出頻率不變的情況下，通過電壓反饋調整其占空比，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。2.4.2 脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）導通脈沖寬度恒定，通過改變開關工作頻率來改變占空比的方式。PFM：一種脈沖調制技術，調制信號的頻率隨輸入信號幅值而變化，其占空比不變。由于調制信號通常為頻率變化的方波信號，因此，PFM也叫做方波FM PWM是頻率的寬和窄的變化,PFM是頻率的有和無的變化,PWM是利用波脈沖寬度控制輸出,PFM是利用脈沖的有無控制輸出. 其中PWM是目前應用在開關電源中最為廣

33、泛的一種控制方式，它的特點是噪音低、滿負載時效率高且能工作在連續(xù)導電模式；PFM具有靜態(tài)功耗小的優(yōu)點，但它沒有限流的功能也不能工作于連續(xù)導電方式。2.4.3 混合調制導通脈沖寬度和開關工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合，WM-PFM兼有PWM和PFM的優(yōu)點。 DC/DC變換器是通過與內部頻率同步開關進行升壓或降壓，通過變化開關次數進行控制，從而得到與設定電壓相同的輸出電壓。PFM控制時，當輸出電壓達到在設定電壓以上時即會停止開關，在下降到設定電壓前，DC/DC變換器不會進行任何操作。但如果輸出電壓下降到設定電壓以下，DC/DC變換器會再次開始開關，使輸出電壓達到設定電

34、壓。PWM控制也是與頻率同步進行開關，但是它會在達到升壓設定值時，盡量減少流入線圈的電流，調整升壓使其與設定電壓保持一致。 與PWM相比，PFM的輸出電流小，但是因PFM控制的DC/DC變換器在達到設定電壓以上時就會停止動作，所以消耗的電流就會變得很小。因此，消耗電流的減少可改進低負荷時的效率。PWM在低負荷時雖然效率較遜色，但是因其紋波電壓小，且開關頻率固定，所以噪聲濾波器設計比較容易，消除噪聲也較簡單。 若需同時具備PFM與PWM的優(yōu)點的話，可選擇PWM/PFM切換控制式DC/DC變換器。此功能是在重負荷時由PWM控制，低負荷時自動切換到PFM控制，即在一款產品中同時具備PWM的優(yōu)點與PF

35、M的優(yōu)點。在備有待機模式的系統(tǒng)中，采用PFM/PWM切換控制的產品能得到較高效率。 PFM相比較PWM主要優(yōu)點在于效率： 1）對于外圍電路一樣的PFM和PWM而言,其峰值效率PFM與PWM相當,但在峰值效率以前,PFM的效率遠遠高于PWM的效率,這是PFM的主要優(yōu)勢。 2）PWM由于誤差放大器的影響，回路增益及響應速度受到限制，PFM具有較快的響應速度 。PFM相比較PWM主要缺點在于濾波困難 ：1)濾波困難（諧波頻譜太寬）。 2)峰值效率以前,PFM的頻率低于PWM的頻率,會造成輸出紋波比PWM偏大。 3)PFM控制相比PWM控制IC價格要貴。 PFM之所以應用沒有PWM多最主要的一個原因就

36、是另外一個原因就是PWM的巨大優(yōu)點了：控制方法實現(xiàn)起來容易，PFM控制方法實現(xiàn)起來不太容易6。2.5開關電源的控制方式DC-DC變換器從控制模式上可以分為兩類，即電壓模式控制(Voltage Mede Control)和電流模式控制(Current Mode Control)。由于本文設計采用的PWM調整方式，下面分別介紹PWM調制方式下的電壓模式控制和電流模式控制。2.5.1電壓控制模式PWM電壓型控制的基本原理就是通過誤差放大器輸出信號與一定的鋸齒波進行比較，產生控制用的PWM信號。PWM電壓型控制的原理如圖2.9所示：圖2.9 PWM電壓型控制原理圖其原理為：電源輸出反饋電壓Vsens與

37、參考電壓Vref比較放大，得到誤差信號Error，Error和鋸齒波信號比較后，PWM比較器輸出一系列脈沖，這些脈沖的寬度隨誤差信號Verror的變化而變化，而這些脈沖寬度決定了輸出能量的大小。當負載消耗能量增大時，脈沖寬度增大，開關管導通時間增大，而負載消耗能量減小時，輸出脈沖寬度減小，開關管導通時間減小，從而維持輸出電壓恒定。這種電壓控制開關電源只需要一個反饋信號用于實現(xiàn)整個電路的負反饋而維持輸出恒定。從控制理論的角度來講，電壓型控制方式在整個控制電路中只有一個反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。電壓控制型變換器是一個二階系統(tǒng)，它有兩個狀態(tài)變量：:輸出濾波電容的電壓和輸出濾波電感的電流。二階系統(tǒng)

38、是一個有條件穩(wěn)定系統(tǒng)，只有對控制電路進行精心的設計和計算后，在滿足一定的條件下，閉環(huán)系統(tǒng)方能穩(wěn)定的工作。開關電源的電流均流經電感，對于電壓信號90的相位延遲。因此，僅用電壓采樣的方法穩(wěn)壓，響應速度慢，穩(wěn)定性差，甚至在大信號變動時產生振蕩，從而損壞功率器件，以致在推挽和全橋等電路中引起變壓器偏磁化飽和而產生電流尖峰，最終導致線路工作失常。電壓型控制的優(yōu)點是：l)單環(huán)反饋的設計和分析較易進行；2)鋸齒波振幅較大，對穩(wěn)定的調制過程可提供較好的噪聲余裕；3)低阻抗功率輸出，對多輸出電源具有較好的交互調節(jié)特性。電壓型控制的缺點是：l)動態(tài)響應速度較慢；2)輸出濾波器對控制環(huán)增加了兩個極點，這就需要增加一

39、個零點補償；3)由于環(huán)路增益隨輸入電、壓而變，使得補償變得更加復雜化5。2.5.2電流控制模式針對電壓模式控制的缺點，最近十幾年發(fā)展起來了電流模式控制技術。電流模式控制可分為峰值電流模式(PCM)控制和平均電流模式(ACM)控制，ACM在PCM的基礎上發(fā)展而來。通常情況下所指電流模式為峰值電流模式控制。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎上，增加一個電流負反饋的環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個獨立變量，從而使開關變換器成為一個一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有單個極點和90相位滯后，從而很容易不受約束地得到大的開環(huán)增益和完善的小信號、大信號特性。根據最優(yōu)控制理論，實現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)控制系統(tǒng)，可以實現(xiàn)最

40、小的動態(tài)響應的誤差平方積分指標。因此，取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制規(guī)律的。圖2.10 PWM峰值電流型控制原理圖圖2.10為PWM峰值電流型控制原理框圖。與電壓型控制不同的是，電流型控制PWM較器的入由電壓模式控制中的鋸齒波信號，換成了對電感電流采樣值所轉換成的電壓VS。每個期中，振蕩器輸出的脈沖開啟開關管，當電感電流感應電壓VS達到VE電平時，PWM較器狀態(tài)翻轉，開關管截止。從圖10可以看出，與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比，電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，由電壓外環(huán)控制電流內環(huán)，即內環(huán)電流在每一開關周期內上升，直到達到電壓外環(huán)設定的誤差電

41、壓閩值。電流內環(huán)是瞬時快速進行逐個脈沖比較工作的，并且檢測輸出電感電流的動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負責控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬。無論是理論分析還是電路測試，都證明電流型控制比電壓型控制有許多優(yōu)點，歸納起來主要有以下幾點：(1)瞬態(tài)閉環(huán)響應快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應均很快；(2)具有瞬時峰值電流限流功能，不會因過流而使開關管損壞，大大減小過載與短路的保護(3)整個反饋電路變成了一階電路，因此誤差放大器的控制環(huán)補償網絡得以簡化，穩(wěn)定度得以提高且易于補償；(4)輸出電壓紋波較小。正是基于電流控制模式引入的優(yōu)秀的線性調整率，負載調整率和瞬態(tài)特性，

42、本文設計的控制芯片選取了峰值電流控制PWM調制方式。但是，峰值電流控制型DC/DC變換器本身也有缺點和問題： (1)當占空比大于50%時，控制環(huán)變得不穩(wěn)定，抗干擾性能差，需要斜坡補償；(2)因控制信號來自輸出電流，功率級電路的諧振會給控制環(huán)帶來噪聲；(3)電感峰值電流與平均電流有誤差；(4)需要雙環(huán)控制，增加了電路設計和分析的難度7。3 開關電源主電路的設計3.1逆變器的工作原理圖3.1 直流逆變推挽式結構圖3.2給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC/DC變換器的基本電路拓撲。圖3.2 推挽逆變-高頻變壓-全橋整流電路通過控制兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比

43、d 均小于50%，留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經過由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2U1，而電流則是額定電流，所以，推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。當S1開通時，其漏源電壓uds1只是一個開關管的導通壓降，在理想情況下可假定uds1=0，而此時由于在繞組中會產生一個感應電壓，并且根據變壓器初級繞組的同名端關系，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上，從而使S2在關斷時承受的

44、電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2Ui。在實際中，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在P 兩端，從而引起大的關斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD8。3.2換器的濾波電容和電感的選取 3.2.1濾波電容的選取為了減少輸入電壓的脈動，我們常采用輸入端并聯(lián)大電解電容的方法來實現(xiàn)。電容選得太大會影響到控制環(huán)路的響應速度;太小，電壓的脈動又無法解決。因此，對所需電容的容值進行具體的計算。計算過程如下:由于傳輸最大功率為P0并聯(lián)電容為無

45、損元件，則由輸入輸出功率相等可知電流脈動可轉化為電壓的脈動，則考慮一個周期內輸入濾波電容C所提供的能量約計算見式（3.1）： （3.1）每個半周期輸入濾波電容提供的能量計算見式（3.2）： （3.2）考慮到輸入電壓波動，實際電路中由于鋁電解電容ESR和自身電感較大，不能承受較高頻率的電流紋波，會引起發(fā)熱，一般用于低頻濾波;且變壓器漏感和線路電感會導致電流紋波增大。為減小ESR，實際電路采用2x470uF/400V的電解電容。由于輸入電源和開關器件之間線路電感的存在，還需并聯(lián)ESR更小的高頻電容，以消除開關瞬間的電壓電流尖峰。3.2.2濾波電感的選取在設計變換器輸出濾波電感時要求輸出濾波電感在某

46、一個最小電流I保持連續(xù)。電感Lf的最小值應為見式（3.3）： （3.3）3.2.3高頻逆變電源的設計核心就是變壓器的設計1）計算交流輸出電壓見式（3.4）和（3.5）： （3.4） （3.5）K為輸入電壓波動系數。2）計算AP值見式（3.6）： （3.6）原邊參數計算：3） 計算最小占空比見式（3.7）： （3.7）4)計算初級匝數見式（3.8）： （3.8）5)計算初級電感見式（3.9）： （3.9）6） 計算峰值電流加見式（3.10）： （3.10）7） 計算電流密度J見式（3.11）： （3.11）8） 計算初級線徑先計算原邊繞組裸線面積見式（3.12）： （3.12）再由AWG導線規(guī)格

47、表可查得最接近線號副邊參數計算9） 計算次級電流(僅對橋式整流)見式（3.13）： （3.13）10） 計算次級匝數Ns見式（3.14）： （3.14）11） 計算次級線徑見式（3.15）： （3.15）12）驗算輸出電壓見式（3.16）： （3.16）3.3變壓器繞制步驟1)先繞二分之一的高壓繞組（次級），先在骨架上用高溫膠帶粘一層，這樣做是為了防止導線打滑，用一根0.93線繞一層，約30圈，再用膠帶固定住線頭，不要讓它散出來，并在高壓繞組的外面用高溫膠帶包三層。2)下面就可以繞低壓繞組了（初級），低壓繞組分成二層繞，也就是每一層是2加2，用5根線并繞。先用5根0.93線繞2圈，中間留空隙，

48、再在空隙處用另外5根線繞2圈。用同樣的方法繞二層，層間包二層膠帶，這樣就相當于用了10根線并繞。繞完低壓繞組，在繞組外用高溫膠帶包三層。繞低壓繞組要注意的問題是：線頭留在下面，即骨架引腳處，線尾留長一點，暫時留在骨架的上面（等繞完高壓繞組后要向下折下來）。實際上，低壓繞組的頭和尾是有一段是重疊的，也就是不是2圈，而是約2.2圈，這樣做可以大大減少漏感。3)再繼續(xù)繞高壓繞組，繞完另外的30圈，要注意的是，這30圖要和里面的30圈繞向相同，這點很關健。如果一層繞不下，就把剩下幾圈再繞一層。4)繞完高壓繞組后，在外面用高溫膠帶包三層，就把低壓繞組原先留在上面的線頭折下來，準備焊在骨架的腳上。去漆可以

49、用脫漆劑，用棉簽沾一點脫漆劑，抹在線頭上，過一會兒，漆就掉下來了，就可以焊了。5）再后在整個繞組的外面包幾層高溫膠帶，繞好的線包外觀要飽滿平整。6）現(xiàn)在可以插磁芯了，插磁芯之前要對磁芯的對接面做清潔處理，我是用膠帶粘幾下，把磁芯對接面的粉末全清潔干凈，插入磁芯，用膠帶扎緊，對磁芯對接處用膠水做固定。3.4硬件抗干擾措施逆變電源系統(tǒng)所處電磁環(huán)境復雜，而用戶對電源系統(tǒng)的紋波、穩(wěn)定性等都有較高的要求。因此，硬件抗干擾措施是整個戶用逆變電源系統(tǒng)的重要組成部分。為避免主電路中串進的各種形式的干擾，可采取以一下措施:1）在PCB布線時，將高頻與低頻分開、模擬與數字分開、強電與弱電分開、直流與交流分開;布局

50、時盡量將信號線遠離變壓器、電感等干擾源。2）使用瓷片電容濾除高頻干擾，適用電解電容濾除低頻干擾;在CPU等精密器件下，大面積覆銅。3）加強對引入的電源進行去禍處理:接地線盡量加粗;PCB布線的設計時，盡量滿足線距線寬等要求，避免串擾。4）采用光偶耦、互感器等隔離器件，實現(xiàn)高低電平、強弱信號的有效離。5）盡量使用短而直的走線連接，避免使用垂直交叉走線、線寬突然變寬或者變窄;禁止環(huán)形走線9。通過上述抗干擾方法，經過試驗驗證，逆變電源可以實現(xiàn)穩(wěn)定有效的工作。3.5仿真結果通過對主電路的設計，我們對此進行了功能仿真，下面幾個給出了仿真結果：圖3.3 無保護的開關管輸出波形圖3.4 有RCD保護的開關管

51、輸出波形圖3.5 方波電壓輸出波形圖3.6 輸出直流電壓330V4 開關電源控制芯片的設計4.1 TL494芯片簡介TL494 為雙列直插式結構, 如圖4.1: 其中1, 2, 15, 16 腳分別為內部兩個運算放大器的輸入端, 3 腳為補償端, 4 腳為死區(qū)電壓控制端, 5、6 腳外接振蕩定時元件, 7 腳為地, 8、9、10、11 腳分別為內部一個啟動管的c、e 極, 12 腳為供電端, 13 腳為輸出方式控制, 接低電平時內部兩個三極管同時導通與截止, 接高電平時內部兩個三極管輪流導通與截止, 14 腳為基準電壓輸出端, 輸出5 V 基準電壓, 可輸出10mA 的驅動電流。圖4.1 TL

52、949芯片管腳TL494是專用雙端脈沖調制器件，TL494為固定頻率的PWM控制電路，它結合了全部方塊圖所需之功能，在切換式電源供給器里可單端式或雙坡道式的輸出控制。如圖4.2所示為TL494控制器的內部結構與方塊圖其內部的線性鋸齒波振蕩器乃為頻率可規(guī)劃式(frequency programmable)，在腳5與腳6連接兩個外部元件RT與CT，既可獲得所需之頻率其頻率可由下式（4.1）計算得知： （4.1）圖4.2 TL494控制器的內部結構與方塊圖片5V基準源，TL494內置了基于帶隙原理的基準源，基準源的穩(wěn)定輸出電壓為5V，條件是VCC電壓在7V以上，誤差在100mV之內?；鶞试吹妮敵鲆_

53、是第14腳 REF.鋸齒波振蕩器，TL494內置了線性鋸齒波振蕩器，產生0.33V的鋸齒波。振蕩頻率可通過外部的一個電阻Rt和一個電容Ct進行調節(jié)，其振蕩頻率為：f=1/RtCt，其中Rt的單位為歐姆，Ct的單位為法拉。鋸齒波可以在Ct引腳測量到。運算放大器，TL494集成了兩個單電源供電的運算放大器。運算放大器傳遞函數為ft(ni,inv)=A(ni-inv)，但不能越出輸出擺幅。一般電源電路中，運放接成閉環(huán)運行。少數特殊情況下使用開環(huán)，由外界輸入信號。 兩個運放的輸出端分別接一個二極管，和COMP引腳以及后級電路（比較器）相連接。這保證了兩個運放中較高的輸出進入后級電路。比較器，運算放大器

54、輸出的信號（COMP引腳）在芯片內部進入比較器正輸入端，和進入負輸入端的鋸齒波比較。當鋸齒波高于COMP引腳的信號時，比較器輸出0，反之則輸出1。脈沖觸發(fā)器，脈沖觸發(fā)器在鋸齒波的下降沿且比較器輸出1時導通，令兩個中的一個輸出端（依次輪流）片內三極管導通，并在比較器輸出降到0時截止。靜區(qū)時間比較器，靜區(qū)（直譯死區(qū)）時間由Dead Time Control引腳4設置，它通過一個比較器對脈沖觸發(fā)器實行干擾，限制最大占空比?？稍O置的每端占空比上限最高為45%，在工作頻率高于150KHz時占空比上限是42%左右。（當DTC引腳電平被設為0時）輸出脈波寬度調變之達成可借著在電容器CT端的正鋸齒波形與兩個控

55、制信號中的任一個做比較而得之。電路中的NOR閘可用來驅動輸出三極管Q1與Q2，而且僅當正反器的時鐘輸入信號是在低準位時，此閘才會在有效狀態(tài)，此種情況的發(fā)生也是僅當鋸齒波電壓大于控制信號電壓的期間里。當控制信號的振幅增加時，此時也會一致引起輸出脈波寬度的線性減少。如圖4.3所示的波形圖。 圖4.3 TL494控制器時序波形圖外部輸入端的控制信號可輸入至腳4的截止時間控制端，與腳1、2、15、16誤差放大器的輸入端，其輸入端點的抵補電壓為120mV，其可限制輸出截止時間至最小值，大約為最初鋸齒波周期時間的4%。當13腳的輸出模控制端接地時，可獲得96%最大工作周期，而當13腳接制參考電壓時，可獲得

56、48%最大工作周期。如果我們在第4腳截止時間控制輸入端設定一個固定電壓，其范圍由0V至3.3V之間，則附加的截止時間一定出現(xiàn)在輸出上。PWM比較器提供一個方法給誤差放大器，乃由最大百分比的導通時間來做輸出脈波寬度的調整，此乃借著設定截止時間控制輸入端降至零電位，而此時再回授輸入腳的電壓變化可由0.5V至3.5V之間，此二個誤差放大器有其模態(tài)(common-mode)輸入范圍由-0.3V至(Vcc-2)V，而且可用來檢知電源供給器的輸出電壓與電流。誤差放大器的輸出會處于高主動狀態(tài)，而且在PWM比較器的非反相輸入端與其誤差放大器輸出乃為或閘(OR)運算結合，依此電路結構，放大器需要最小輸出導通時間，此乃抑制回路的控制，通常第一個誤差放大器都使用參考電壓和穩(wěn)壓輸出的電壓做比較，其環(huán)路增益可依靠回授來控制。而第3腳通常用做頻率的補償，它主要目的是為了整個環(huán)路的穩(wěn)定度，特別注