第4章負反饋放大器

1、電子線路基礎(chǔ)4.1 負反饋的基本概念負反饋的基本概念4.2 負反饋對放大器性能影響負反饋對放大器性能影響4.3 負反饋放大器的分析方法負反饋放大器的分析方法4.4 反饋放大器的穩(wěn)定性反饋放大器的穩(wěn)定性 第第 4 章章 負反饋放大器負反饋放大器返回主目錄返回主目錄電子線路基礎(chǔ)4.1.1 什么是負反饋什么是負反饋4.1.2 負反饋放大器的基本類型與判斷負反饋放大器的基本類型與判斷4.1.3 反饋類型判別舉例反饋類型判別舉例 4.1 負反饋的基本概念負反饋的基本概念電子線路基礎(chǔ)第第 4章章 負反饋放大器負反饋放大器4.1 負反饋的基本概念負反饋的基本概念 4.1.1 什么是負反饋什么是負反饋 圖4

2、- 1示出了反饋放大器的方框圖。 圖中取出放大器的輸出信號Xo的一部分或全部(稱為取樣)，通過反饋網(wǎng)絡(luò)形成反饋信號Xf，和原來的輸入信號Xi進行比較(矢量求和)，共同決定了基本放大器的輸入信號X，即X中包含有輸出信號Xo的成分。把輸出信號回送到放大器輸入端稱為反饋。 由圖可知： X=Xi-Xf。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 1 反饋放大器的方框圖 基本放大器X比較反饋網(wǎng)絡(luò)反饋放大器取樣XfXiXo電子線路基礎(chǔ) 若反饋的結(jié)果使加到基本放大器輸入端的信號減弱，即|X|Xi|-|Xf|，其結(jié)果使得輸出信號也減弱，這種反饋稱為負反饋，多用于改善放大器的性能；反之，若反饋的結(jié)果使得基本放大器輸入端的信號增強，即

3、|X|Xi|+|Xf|，其結(jié)果使得輸出信號增強，這種反饋稱為正反饋，多用于振蕩電路中。 如果Xi和Xf之間的相角既不是0也不是180，則統(tǒng)稱為“復(fù)反饋”。實際上，常常把反饋只分為正反饋和負反饋兩類。凡是|X|Xi|，就稱為正反饋；反之，凡是|X|Xi|，就稱為負反饋。 電子線路基礎(chǔ) 4.1.2 負反饋放大器的基本類型與判斷負反饋放大器的基本類型與判斷 1. 電壓反饋和電流反饋電壓反饋和電流反饋 根據(jù)輸出端取樣方式不同， 負反饋放大器可以分為電壓反饋和電流反饋。 圖4 - 2(a)和(b)示出了這兩種反饋形式。圖(a)中， 反饋網(wǎng)絡(luò)輸入端和基本放大器輸出端以及負載電阻三者是并聯(lián)關(guān)系，反饋信號Xf

4、與輸出電壓Uo成正比，稱為電壓反饋， 也稱為并聯(lián)取樣。 圖(b)中，反饋網(wǎng)絡(luò)輸入端、基本放大器的輸出端以及負載電阻三者之間是串聯(lián)關(guān)系，反饋信號Xf與輸出電流Io成正比， 稱為電流反饋，也稱串聯(lián)取樣。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 - 2輸出回路取樣方式(a) 電壓反饋； (b) 電流反饋 基本放大器反饋網(wǎng)絡(luò)RLUo(a)基本放大器反饋網(wǎng)絡(luò)RL(b)Io電子線路基礎(chǔ) 當(dāng)負載電阻一定時， 輸出電流與輸出電壓成正比，這時反饋信號既和輸出電流成正比，也和輸出電壓成正比。然而， 在一般情況下，負載并不是始終保持不變的(如負載是一阻抗 它將隨頻率的變化而變化)，這時輸出電流和輸出電壓就不成正比例關(guān)系，因此電壓反饋與

5、電流反饋是不一樣的。 由圖4 - 2可知，判別是電壓反饋還是電流反饋， 可以根據(jù)反饋網(wǎng)絡(luò)輸入端、基本放大器的輸出端及負載連接方式判斷； 也可以將負載RL短路(作為一種方法介紹，實際不宜短路)， 若反饋消失，則為電壓反饋，如果將負載RL(應(yīng)理解為交流等效負載電阻)開路，反饋消失，則為電流反饋。這里需要注意的是，短路比較容易掌握，開路不易掌握。若用短路已能判斷， 就不要再將負載RL開路了。 電子線路基礎(chǔ) 2. 串聯(lián)反饋與并聯(lián)反饋串聯(lián)反饋與并聯(lián)反饋 根據(jù)輸入端比較方式的不同可以分為串聯(lián)反饋與并聯(lián)反饋， 如圖4 - 3所示。圖(a)中，反饋網(wǎng)絡(luò)輸出端和信號源以及基本放大器的輸入端三者構(gòu)成串聯(lián)關(guān)系，稱為

6、串聯(lián)反饋，也稱串聯(lián)比較。 此時輸入回路的 3 個信號均為電壓信號。對于串聯(lián)反饋， 要求輸入信號源應(yīng)接近恒壓源。若輸入信號源為恒流源，則U為一確定值，與Uf無關(guān)，即反饋無效。 圖(b)中，反饋網(wǎng)絡(luò)輸出端和信號源以及基本放大器的輸入端三者構(gòu)成并聯(lián)關(guān)系，稱為并聯(lián)反饋，也稱并聯(lián)比較。此時輸入回路的 3 個信號均為電流信號。對于并聯(lián)反饋，要求輸入信號源應(yīng)接近恒流源，若輸入信號源為恒壓源，則Is為一確定值， 與If無關(guān)，即反饋無效。 電子線路基礎(chǔ) 由圖4 - 3可知， 判別是串聯(lián)反饋還是并聯(lián)反饋， 可以直接根據(jù)信號源、基本放大器與反饋網(wǎng)絡(luò)的連接方式確定； 也可將反饋放大器的輸入端短路，這時如果反饋信號作用

7、不到基本放大器的輸入端，則為并聯(lián)反饋，若反饋信號仍能作用到基本放大器的輸入端，則為串聯(lián)反饋。 綜上所述， 負反饋放大器可以分為表4 - 1列出的4種類型(也稱基本組態(tài))， 它們的組成方框圖如圖4 - 4所示。 電子線路基礎(chǔ) 圖 4 - 3比較方式 (a) 串聯(lián)比較； (b) 并聯(lián)比較 基本放大器反饋網(wǎng)絡(luò)Us(a)IiURsUiUf基本放大器反饋網(wǎng)絡(luò)(b)If1IiIsRs電子線路基礎(chǔ)電子線路基礎(chǔ)電子線路基礎(chǔ) 4.1.3反饋類型判別舉例反饋類型判別舉例 判別反饋類型的一般步驟是：通常首先判別是電壓反饋還是電流反饋，然后判別是串聯(lián)比較還是并聯(lián)比較(反饋信號是電壓還是電流)， 最后判別是正反饋還是負

8、反饋。 前面已經(jīng)介紹了如何判別電壓、電流反饋以及串聯(lián)、并聯(lián)反饋的方法。對于正、負反饋極性的判別一般采用瞬時極性法， 即首先假設(shè)輸入信號的瞬時極性，分析反饋信號的實際極性， 然后比較兩者之間的相位關(guān)系即可分清是正反饋還是負反饋。 圖4 - 5舉例示出了4種類型的負反饋放大器， 下面僅以圖4 - 5 ( c)為例進行判別，對于圖4 - 5(a)、 ()和(d)所示電路，請讀者自行分析。 電子線路基礎(chǔ) 圖 4 5 4種類型負反饋放大器舉例(a) 電壓串聯(lián)負反饋； (b) 電流并聯(lián)負反饋； (c) 電壓并聯(lián)負反饋； (d) 電流串聯(lián)負反饋 UiRfRRLUo(a)IiRfRRLUoUiIo(b)UiR

9、RLUoIo(d)IiRfRLUoUiIo(c)電子線路基礎(chǔ) 為了便于理解，將圖4 - 5(c)改畫為圖4 - 6。將輸出端短路， 反饋消失，所以是電壓反饋。由圖可見，輸入為并聯(lián)比較， 反饋信號為電流。 假設(shè)輸入電流的實際極性為流入，于是Ui的實際極性為上“+”下“-”， 而此時輸出電壓的實際極性為上“-”下“+”，顯然流入基本放大器的電流I一定小于Ii，故為負反饋。這樣就判斷出了圖4 - 6電路為電壓并聯(lián)負反饋電路。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 6 圖4 - 5(c)反饋類型的分析IiRfRLUoUiIfI電子線路基礎(chǔ)4.2.1 提高放大倍數(shù)的穩(wěn)定性提高放大倍數(shù)的穩(wěn)定性4.2.2 展寬了通頻帶展寬了

10、通頻帶4.2.3 減小了非線性失真減小了非線性失真 4.2.4 抑制了內(nèi)部噪聲和干擾抑制了內(nèi)部噪聲和干擾4.2.5 對輸入電阻的影響對輸入電阻的影響4.2.6 對輸出電阻的影響對輸出電阻的影響 4.2 負反饋對放大器性能影響負反饋對放大器性能影響電子線路基礎(chǔ)4.2 負反饋對放大器性能的影響負反饋對放大器性能的影響 4.2.1 提高放大倍數(shù)的穩(wěn)定性提高放大倍數(shù)的穩(wěn)定性 對于圖4 - 1，基本放大電路放大倍數(shù)(稱為開環(huán)增益)A為 A= (4 - 1) 反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)B為 B= 由于X=Xi-Xf，則 Xo=A X=A(Xi-Xf)=A(Xi-BXo) 即 XXOofXX電子線路基礎(chǔ))()(oi

11、fiOBXXAXXAAXX 這是描述反饋放大器閉環(huán)增益與開環(huán)增益的基本關(guān)系式， 對于任何一種反饋均適用，這也是分析反饋問題的出發(fā)點。 由式(4 - 3)可見， 閉環(huán)增益與(1+AB)有關(guān)。定義 F=1+AB (4 - 4) 若|F|1，則|Af|10時的反饋， 稱為深反饋。在滿足深反饋的條件下，有電子線路基礎(chǔ)ABAXXAiOf1 在深反饋時， 由式(4 - 5)可見， 閉環(huán)增益Af與基本放大器參數(shù)A無關(guān)，消除了原放大器參數(shù)變化時對Af的影響，提高了閉環(huán)增益Af的穩(wěn)定性。 由式(4 - 3)可得AAdFABAAdAAdff111 它說明了反饋放大器和基本放大器放大倍數(shù)相對變化量之間的關(guān)系。由于負

12、反饋時有|F|1，則閉環(huán)增益的相對變化量小于開環(huán)增益的相對變化量。因而，引入負反饋提高了放大倍數(shù)的穩(wěn)定性。 電子線路基礎(chǔ) 應(yīng)當(dāng)指出，對于不同類型的負反饋， 由于取樣信號、比較信號的不同，A、B、Af所表示的含義是不同的，如表4 - 2所示。也就是說不同類型的負反饋，其穩(wěn)定量是不同的。 對于電壓串聯(lián)負反饋，由于穩(wěn)定量是閉環(huán)電壓增益，而信號源接近恒壓源，故輸出電壓是穩(wěn)定的。穩(wěn)定過程是，假設(shè)由于某種原因使Au增大，這就引起輸出電壓Uo的增大，通過反饋網(wǎng)絡(luò)，反饋電壓Uf也增大了，使得控制電壓U減小， 于是輸出電壓Uo減小，結(jié)果使Uo增大不多。為了便于理解， 上述過程可以表示為 電子線路基礎(chǔ)電子線路基礎(chǔ)

13、 AuUoUfU(Ui一定) Uo 對于電流串聯(lián)負反饋，由于穩(wěn)定量是閉環(huán)互導(dǎo)增益，而信號源接近恒壓源，故輸出電流是穩(wěn)定的。穩(wěn)定過程是，假設(shè)由于某種原因使Ag增大，這就引起輸出電流Io增大，通過反饋網(wǎng)絡(luò)，反饋電壓Uf也增大了，使得控制電壓U減小，導(dǎo)致Io下降，結(jié)果使Io增大不多。上述過程可表示為 AgIoUfU(Ui一定) Io電子線路基礎(chǔ) 對于電壓并聯(lián)負反饋，由于穩(wěn)定量是閉環(huán)互阻增益，而信號源接近恒流源，故輸出電壓是穩(wěn)定的。穩(wěn)定過程是，假設(shè)由于某種原因使Ar增大，這就引起輸出電壓Uo增大，通過反饋網(wǎng)絡(luò)，反饋電流If也增大了，使得控制電流I減小，于是Uo下降，結(jié)果Uo增大不多。上述過程可表示為

14、ArWBUoIfI(Ii一定) Uo 對于電流串聯(lián)負反饋，由于穩(wěn)定量是閉環(huán)互導(dǎo)增益，而信號源接近恒壓源，故輸出電流是穩(wěn)定的。 電子線路基礎(chǔ) 穩(wěn)定過程是，假設(shè)由于某種原因使Ai增大，這就引起輸出電流Io的增大，通過反饋網(wǎng)絡(luò)，反饋電流If也增大了，使得控制電流I減小，于是輸出電流Io減小，結(jié)果使Io增大不多。 上述過程可表示為 AiIoIfI(Ii一定) Io 由此可見，引入電壓負反饋，可以使輸出電壓穩(wěn)定；引入電流負反饋，可以使輸出電流穩(wěn)定。引入何種類型負反饋， 要視具體情況而定。 電子線路基礎(chǔ) 例4 1 在圖4 - 7(a)所示的多級放大器中，試說明為了實現(xiàn)以下幾個方面的要求，應(yīng)該分別引入什么樣

15、的負反饋，并標(biāo)出反饋途徑。 (1) 接輸出負載RL后，電壓放大倍數(shù)比較穩(wěn)定。 (2)加信號后，IC3的數(shù)值不受RC3改變的影響。 解(1) 由于輸入電壓Us穩(wěn)定，只要輸出電壓Uo穩(wěn)定，放大倍數(shù)也就穩(wěn)定了。要穩(wěn)定輸出電壓Uo，必須引入電壓反饋。 至于是并聯(lián)反饋還是串聯(lián)反饋，取決于具體的電路形式。電子線路基礎(chǔ) 對該電路而言，在電壓反饋的前提下，只能接成并聯(lián)形式，才能保證是負反饋。所以，在接上輸出負載RL后，為了使電壓放大倍數(shù)比較穩(wěn)定，需要在b1、 c3之間接入一電阻Rf以引入電壓并聯(lián)負反饋，使輸出電壓Uo比較穩(wěn)定。 而Ui是一定的，故使電壓放大倍數(shù)比較穩(wěn)定。順便指出， 為避免引入的反饋影響直流工作

16、點，應(yīng)加一由電阻和一大電容的串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，如圖4 - 7(b)所示。 (2) 要穩(wěn)定IC3，即保持輸出電流不變，應(yīng)引入電流負反饋。對于該電路，要保證是負反饋，只能引入電流串聯(lián)負反饋， 即在e1、e3之間接入一電阻Rf，如圖4 -7(c)所示。 電子線路基礎(chǔ)電子線路基礎(chǔ) 4.2.2 展寬了通頻帶展寬了通頻帶 圖4 - 8清晰地表明了負反饋展寬頻帶的作用。 設(shè)基本放大器原來的頻率特性|Au|f, 其帶寬為fbw。負反饋放大器相當(dāng)于插入了等效衰減網(wǎng)絡(luò), 其頻率特性(1/Fu)f的樣子是倒過來的|Au|f。兩種頻率特性曲線綜合的結(jié)果, 使放大倍數(shù)下降, 但同時使頻帶展寬, 即fbwffbw。 下面推導(dǎo)帶寬

17、與F的關(guān)系。以高頻特性為例, 設(shè)基本放大器為一單級共射放大器, 其高頻特性為電子線路基礎(chǔ)圖4-8 同等效衰減網(wǎng)絡(luò)說明頻帶展寬UUiUoOfFu1OfAuOffbwfbwfflfhflffhfAuf電子線路基礎(chǔ)humuhffjAA1huumumuhumhumuuhuhuhfffjBAABffjAffjABAAA11111hfumfuumhuumumffjABAffjBAA1)1 (11則電子線路基礎(chǔ)uumumumfBAAA1 fhf=(1+umBu)fh 若基本放大器的低頻特性為ffjAAumhf11則同理可得uumfBAfA111于是 fbw=fhf-flffhf=(1+AumBu)fh電子線

18、路基礎(chǔ) 4.2.3 減小非線性失真減小非線性失真 當(dāng)放大器工作在大信號時, 不可避免地存在非線性失真。 圖4 - 9(a)中，設(shè)基本放大器的輸入信號為正弦信號時, 輸出電壓波形的正半周大些, 而負半周小些（為方便起見, 設(shè)基本放大器輸出電壓與輸入電壓同相, Au為正值）。如果我們設(shè)法使加到基本放大器輸入端的信號波形的正半周小而負半周大, 這在一定程度上彌補了基本放大器正負半周放大能力不對稱的缺陷, 使輸出波形變好。負反饋減小非線性失真的原理就在于此。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 9 負反饋減小非線性失真原理（a） 無反饋; （b） 有負反饋 基本放大器uiuo(a)(b)基本放大器us反饋網(wǎng)絡(luò)ufuo

19、ui電子線路基礎(chǔ) 由圖(b)可知, 由于輸出電壓uo波形上大下小, uf波形自然也是上大下小, 而u=ui-uf，相減的結(jié)果使得u波形變成上小下大, 通常稱基本放大器輸入信號u的失真為預(yù)失真。 而這種預(yù)失真的信號經(jīng)過放大后, 可以得到接近于不失真的信號。這里需要指出的是，必須在保持相同輸出電壓的情況下, 這種比較才有意義。為此必須在負反饋放大器前增加一級或數(shù)級放大器來提高輸入信號ui, 這正是為減小非線性失真所付出的代價。 從上面分析負反饋改善非線性失真的原理來看, 要想使輸出電壓絕對不失真是不可能的。電子線路基礎(chǔ) 反饋放大器的非線性失真之所以減小, 是因為基本放大器輸入端得到了預(yù)失真的信號,

20、 而這正是因為輸出電壓有非線性失真的緣故。 負反饋改善非線性失真可如圖4 - 10所示。 圖4 - 10(a)是沒有引入負反饋時的情形， 圖4 - 10(b)是引入了負反饋時的情況， 由此可見引入負反饋可以顯著地改善非線性失真。 電子線路基礎(chǔ) 圖 4 - 10負反饋減小非線性失真舉例（a） 無負反饋電路及輸出電壓uo波形; （b）有負反饋電路及輸出電壓uo波形 電子線路基礎(chǔ) 4.2.4 抑制內(nèi)部噪聲和干擾抑制內(nèi)部噪聲和干擾 放大器除放大有用信號外, 在放大過程中還會產(chǎn)生噪聲, 如晶體管噪聲、電阻熱噪聲等。噪聲對有用信號的干擾， 通常用信噪比來衡量。 引入負反饋后，輸出噪聲電壓和輸出電壓同時減小

21、，信噪比并沒有得到提高，如圖4 -11(b)所示。但輸出信號的減小可以通過提高輸入信號來彌補，而內(nèi)部噪聲則是固定的，如圖4 - 11(c)所示。這樣就可以提高輸出信噪比。但輸出信號的減小可以通過提高輸入信號來彌補， 而內(nèi)部噪聲則是固定的，如圖4 - 11(c)所示。這樣就可以提高輸出信噪比。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 - 11負反饋減小噪聲(a) 無負反饋時輸出信號和噪聲； (b) 有負反饋時輸出信號和噪聲； (c) 加大輸入信號， 有負反饋時輸出信號和噪聲 (a)(b)(c)電子線路基礎(chǔ) 當(dāng)放大器內(nèi)部受到干擾的影響時, 同樣可以引入負反饋加以抑制。但是, 如果干擾混雜在輸入信號中, 則這種辦法將無

22、濟于事。 綜上所述, 負反饋之所以能改善放大器的質(zhì)量指標(biāo), 關(guān)鍵是通過X的自動調(diào)節(jié)作用來實現(xiàn)的。負反饋只能改善反饋環(huán)節(jié)內(nèi)的性能, 而不能改善反饋環(huán)節(jié)外的性能。負反饋雖然改善了放大器的性能, 但是付出了代價, 使放大倍數(shù)下降。 電子線路基礎(chǔ) 4.2.5 對輸入電阻的影響對輸入電阻的影響 由負反饋的定義知： Xi=X+Xf=(1+AB)X=F X (4 - 14) 即對串聯(lián)負反饋有 Ui=F U (4 - 15) 對并聯(lián)負反饋有 Ii=F I (4 - 16) 現(xiàn)在來分析引入串聯(lián)、 并聯(lián)負反饋后它們對輸入電阻的影響。 電子線路基礎(chǔ) 1. 串聯(lián)負反饋串聯(lián)負反饋 由圖4 - 3(a)可得基本放大器輸入

23、電阻Ri為iiIUR 閉環(huán)輸入電阻Rif為iiifIUR 將(4 - 15)式代入得 Rif= iiFRIFU 可見，引入串聯(lián)負反饋使放大器的輸入電阻增加， 為基本放大器輸入電阻的F倍。 電子線路基礎(chǔ) 2. 并聯(lián)負反饋并聯(lián)負反饋 由圖4 - 3(b)可得基本放大器輸入電阻Ri為IURi 閉環(huán)輸入電阻Rif為iifIUR將式(4 - 16)代入得FRFIURiif電子線路基礎(chǔ) 4.2.6 對輸出電阻的影響對輸出電阻的影響 1. 電壓負反饋電壓負反饋 圖4 - 12所示的方框圖可用來分析電壓負反饋對輸出電阻的影響。圖中，Ao為負載開路時的開環(huán)放大倍數(shù)；B為反饋系數(shù)。 需要說明的是，對于串聯(lián)反饋，A

24、o為Auo， B為Bu；對于并聯(lián)反饋，Ao為Aro，B為Bg。 在沒有引入負反饋時， 根據(jù)輸出電阻的定義， 應(yīng)有Xi=0，則AoX=AoXi=0，故圖中Ro即為基本放大器輸出電阻。由圖4 - 12可得負載開路時輸出電壓Uoo的表達式為電子線路基礎(chǔ)圖 4 12 電壓負反饋時分析輸出電阻方框圖電子線路基礎(chǔ) Uoo=AoX=Ao(Xi-Xf)=AoXi-AoBUoo即圖4 - 12的開路電壓Uoo為 Uoo= BAXAOiO1圖4 - 12的短路電流Ios為 Ios= OiOOORXARXA則閉環(huán)輸出電阻Rof為BARIUROOosOf1電子線路基礎(chǔ) 由此可見， 引入電壓負反饋后， 使得輸出電阻下降

25、， 為基本放大器輸出電阻的1/(1+AoB)倍。 2. 電流負反饋電流負反饋 圖4 - 13示出了分析電流負反饋對輸出電阻影響的方框圖。 圖中As是指負載短路時開環(huán)放大倍數(shù)，B為反饋系數(shù)。對于串聯(lián)反饋，As為Ars，B為Bg；對于并聯(lián)反饋，As為Ais，B為Bi。 同上所述，Ro為基本放大器輸出電阻。 由圖4 - 13可得開路電壓Uoo為Uoo=AsXRo=As(Xi-Xf)Ro=AsXiRo 電子線路基礎(chǔ)圖 4 13 電流負反饋時分析輸出電阻的方框圖 電子線路基礎(chǔ) 短路電流Ios為Ios=AsX=As(Xi-Xf)=As(Xi-BIos)即 Ios= (4 - 27) 因此閉環(huán)輸出電阻Rof

26、為 Rof= 由此可見， 引入電流負反饋后，使得輸出電阻增加，為基本放大器輸出電阻的(1+AsB)倍。 BAXAsis1OsRBAIU)1 ( 電子線路基礎(chǔ) 輸出阻抗的大小反映了當(dāng)負載變化時，其輸出電壓或輸出電流的穩(wěn)定程度。若輸出阻抗很小，則當(dāng)負載變化時，放大器的輸出電壓比較穩(wěn)定；反之，若輸出阻抗很大，則當(dāng)負載變化時，放大器的輸出電流就比較穩(wěn)定。由前面的分析已經(jīng)知道， 電壓負反饋能使輸出電壓比較穩(wěn)定，這就意味著輸出阻抗的減?。浑娏髫摲答伳芊€(wěn)定輸出電流，這就意味著輸出阻抗的增加。 需要指出的是，在分析負反饋對輸出電阻的影響時，將信號源當(dāng)作理想的信號源，即沒有考慮信號源內(nèi)阻的影響；若考慮信號源內(nèi)阻

27、Rs的影響，只要將上述的放大倍數(shù)Ao或As用考慮了信號源內(nèi)阻時的放大倍數(shù)AsO或Ass代替即可。 電子線路基礎(chǔ) 最后需要強調(diào)指出的是，本節(jié)導(dǎo)出反饋放大器與基本放大器之間的基本公式基于下面?zhèn)€假定： (1)信號從輸入端傳送到輸出端只通過基本放大器， 不通過反饋網(wǎng)絡(luò)。 (2)反饋信號從輸出端傳送到輸入端只通過反饋網(wǎng)絡(luò)， 不通過基本放大器。 (3)反饋系數(shù)與信號源內(nèi)阻及負載電阻無關(guān)。 考慮到上述個假定，在計算反饋系數(shù)時，若是串聯(lián)負反饋，應(yīng)令反饋放大器輸入端開路；若是并聯(lián)負反饋，應(yīng)令反饋放大器輸入端短路。 電子線路基礎(chǔ)4.3.1 近似分析方法近似分析方法4.3.2 計算機輔助分析法計算機輔助分析法 4.

28、3 負反饋放大器的分析方法負反饋放大器的分析方法電子線路基礎(chǔ)4.3 負反饋放大器的分析方法負反饋放大器的分析方法 4.3.1 近似分析方法近似分析方法 式(4 - 5)就說明了滿足深反饋條件下閉環(huán)增益的估算，反饋放大器的閉環(huán)增益Af由反饋系數(shù)B決定。要注意的是，不同類型的反饋，其閉環(huán)增益Af和反饋系數(shù)B的含義不同。對于電壓串聯(lián)負反饋，uiOufBUUA1 對于電流并聯(lián)負反饋, iiOifBIIA1電子線路基礎(chǔ)giOrfBIUA1對于電壓并聯(lián)負反饋, 對于電流串聯(lián)負反饋, Agf= riOBUI1 通常，我們需要知道的是電壓放大倍數(shù)，這樣除電壓串聯(lián)負反饋外，對于其他類型的電路，都需要經(jīng)過轉(zhuǎn)換才能

29、計算出電壓放大倍數(shù)。 例 4 2 試計算圖4 - 5(a)所示電壓串聯(lián)負反饋放大器在深反饋條件下的閉環(huán)電壓增益Uo/Ui。 電子線路基礎(chǔ)uiOufBUUA1fofuRRRUUB而RRBAfuuf11 例 4 3 試計算圖4 -14(a)所示電流并聯(lián)負反饋放大器在滿足深反饋條件下的閉環(huán)電壓增益。 解 考慮到并聯(lián)負反饋比較電流, 要求信號源盡可能接近恒流源。為方便分析, 先將圖4 -14(a)改畫成圖4 - 14(b)。在深反饋條件下, 利用式（4 - 30）可得: 電子線路基礎(chǔ)圖 4 14 例4 -3電路圖 (a)IiRfRRLUoUiIoIfUsRsRfRRLUoIoRsRsUsIiIf(b)

30、電子線路基礎(chǔ)iifBA1iiifRRRBA1RRBAfiif11SLsosoRRIIUU 考慮到F10時，Rif很小，有RifRs，則IiIs，于是得SLfSLifsoRRRRRRAUU)1 ( 電子線路基礎(chǔ) 例 4 4 若將圖4 -5（c）的輸入信號源改為具有內(nèi)阻Rs, 開路電壓Us的信號源, 試計算電壓并聯(lián)負反饋放大器在滿足深反饋條件下的閉環(huán)電壓增益Uo/Us。 解 參照例4 -3, 將輸入信號源轉(zhuǎn)換成電流源形式。由式（4 - 31）不難得到: grfBA1fofgRUIB1而則fgrfRBA1電子線路基礎(chǔ)又SSosoRIUUU同理在F10 時，Rif很小，有RifRs，則IiIs，于是得

31、SfSrfsoRRRAUU1 例 4 -5試計算圖4 -5(d)所示電流串聯(lián)負反饋放大器在深反饋條件下的Uo/Ui。 解由式（4 -32）得 rgfBA1電子線路基礎(chǔ)RIUBofrRBArgf11則RRRAURIUULLgtiLoiO 上面4個例題, 已將具體的放大器電路加以抽象, 用三角形表示。對于分立元件構(gòu)成的具體反饋放大器, 其計算方法是完全一樣的, 但要注意應(yīng)將RL理解為等效交流負載電阻。下面以圖4 - 15為例進行說明 圖4 -15（a）所示電路, 是兩級電壓串聯(lián)負反饋電路, 反饋網(wǎng)絡(luò)由R9和R10組成。在深反饋條件下電子線路基礎(chǔ)圖 4 15 分立元件構(gòu)成的4種負反饋放大器分析舉例

32、C11.2FUiR1100k R312kR2R9150R43.9k 12kC2C315FR5100k R712kR633kR83.9k C615FC50.15FC4250FRL120k ECC1UiRc4.7k Rf15kRc15.1k Re25.1k Rc210kRLUo ECC210kUoR10UiRc1 ECRc2Rc3RbRfUo(a)(b) ECC1RbRc1Re1Rc2Rc3C3UiRfRe2Ce2Re3RLUoIo(c)(d)電子線路基礎(chǔ) 圖4 -15（b）所示電路, 是兩級電流并聯(lián)負反饋電路, 反饋網(wǎng)絡(luò)由RE2和Rf組成。在深反饋條件下因為15. 01215. 019109RR

33、RUUBAfouuf 圖4 -15（c）所示電路, 是三級電壓并聯(lián)負反饋電路, 反饋網(wǎng)絡(luò)由Rf和RB組成。在深反饋條件下9 . 31 . 5151 . 5122EfEfoiufRRRIIBA1 . 47 . 410/109 . 3/)/(22cLcifcSLCoioRRRARIRRIUU電子線路基礎(chǔ) 圖4 -15（d）所示電路, 是三級電流串聯(lián)負反饋放大器, 反饋網(wǎng)絡(luò)由RE1, RE3和Rf組成。在深反饋條件下 313111EEEfEEfOfogfRRRRRRIIUIBA313133)/()/(EEfEELcgfiLciORRRRRRRAURRIUU電子線路基礎(chǔ) 4.3.2 計算機輔助分析法計

34、算機輔助分析法 下面用一例題來說明計算機輔助分析法。 例4 - 6某兩級反饋放大器如圖4 - 16（a）所示，設(shè)晶體管參數(shù)hie1=2.4 k，hie2=1.5k， hfe1=hfe2=50，hoe1=hoe2=510-6，試計算Uo/Ui。 解根據(jù)晶體管的小信號模型，畫出放大器的微變等效電路， 如圖4 - 16（b）所示。在圖上標(biāo)出節(jié)點的號數(shù)（帶圈數(shù)字）， 并規(guī)定各支路的參考方向，就可以用PSPICE程序進行分析， 結(jié)果如圖4 - 16(c)所示。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 16 例4 - 6電路圖電子線路基礎(chǔ)圖 4 16 例4 - 6電路圖電子線路基礎(chǔ)圖 4 16 例4 - 6電路圖電子線路基礎(chǔ)

35、4.4.1 反饋放大器的穩(wěn)定判據(jù)反饋放大器的穩(wěn)定判據(jù)4.4.2 反饋放大器的穩(wěn)定裕度反饋放大器的穩(wěn)定裕度4.4.3 相位補償技術(shù)相位補償技術(shù)4.4 反饋放大器的穩(wěn)定性反饋放大器的穩(wěn)定性電子線路基礎(chǔ)4.4 反饋放大器的穩(wěn)定性反饋放大器的穩(wěn)定性 由前面的分析知道，引入負反饋后可以改善放大器的性能, 而且反饋越深, 即F越大, 改善的程度就越好，但另一方面, 反饋越深, 放大器卻越不易穩(wěn)定。在式(4 -3)中我們分析過, 放大器引入負反饋后其閉環(huán)增益為 Af= 上式中，當(dāng)1+AB=0時, 則Af=。這意味著即使不加輸入信號, 放大器也有信號輸出,這種現(xiàn)象稱為放大器自激。自激的條件是 AB= -1 (

36、4 -33)ABA1電子線路基礎(chǔ) 反饋放大器為什么會產(chǎn)生自激呢? 其實, 我們所說的負反饋是指，在特定的頻段(如中頻段), 放大器的反饋信號與輸入信號的相位剛好差180。當(dāng)頻率升高和下降時(如高、 低頻段), 由于放大器和反饋網(wǎng)絡(luò)都會產(chǎn)生附加相移, 導(dǎo)致反饋信號與輸入信號相位差不再是180。若在某一頻率處, 滿足式（4 -35）, 則放大器的反饋信號與輸入信號同相, 變成正反饋。如果這時又滿足式（4 -34）, 則放大器就將成為自激振蕩器, 不能穩(wěn)定工作。放大器級數(shù)越多, 附加相移越大, 越易產(chǎn)生自激。 電子線路基礎(chǔ) 4.4.1 反饋放大器的穩(wěn)定判據(jù)反饋放大器的穩(wěn)定判據(jù) 判斷反饋系統(tǒng)是否穩(wěn)定的

37、根據(jù)或準(zhǔn)則稱為穩(wěn)定判據(jù)。 我們這里介紹頻率判據(jù)法, 即根據(jù)式（4 -35）, 用反饋放大器頻率特性波特圖來判斷放大器是否自激的方法。 由式（4 -35）給出的自激條件, 我們知道當(dāng)相位條件得到滿足之后, 在絕大多數(shù)情況下, 只要|AB|1, 放大器就將產(chǎn)生自激振蕩, 其輸出正弦波的幅度逐漸增大, 直至進入管子非線性工作區(qū)域, 從而限制了輸出幅度, 形成等幅振蕩。為了判別一個反饋放大器是否穩(wěn)定, 我們只需要研究環(huán)路增益AB的幅頻特性和相頻特性波特圖(見圖(4 -17)。 為此我們首先定義: 電子線路基礎(chǔ) 相位交界角頻率, 在此角頻率處,()=180; c增益交界角頻率, 在c處, 環(huán)路增益|AB

38、|=1, 即20 lg|AB|=0 dB。 有了和c, 我們就很容易判斷其穩(wěn)定性了。對于圖4 -17(a), 當(dāng)=時, 20lg|AB|0dB, 所以電路將產(chǎn)生自激振蕩。 也可以用c來判斷, 當(dāng)=c時, 若| (c)|180, 則電路將產(chǎn)生自激振蕩?；蛘哒f，若環(huán)路增益的幅頻特性和相頻特性滿足c時, 該電路就自激, 如圖4 - 17（a）所示; 反之, 當(dāng)c時, 電路就不自激, 如圖4 - 17（b）所示電子線路基礎(chǔ)圖 4 -17環(huán)路增益的幅頻特性和相頻特性（a） 自激; （b） 不自激 c20406020lg AB /dB90180m/ o (c) 180 c20406020lg AB /dB

39、90180 m0 / oGm c0000 (c) 180(a)(b)電子線路基礎(chǔ) 4.4.2 反饋放大器的穩(wěn)定裕度反饋放大器的穩(wěn)定裕度 對于一個穩(wěn)定的反饋系統(tǒng), 不僅要求不進入自激狀態(tài), 而且要求遠離自激狀態(tài), 以保證當(dāng)環(huán)境溫度、電路參數(shù)及電源電壓等因素發(fā)生變化時也能穩(wěn)定地工作。為了衡量穩(wěn)定性能的好壞, 引出兩個質(zhì)量指標(biāo)。 （1）相位裕度m。當(dāng)=c時, 若| (c)|180, 反饋放大器才穩(wěn)定。通常用相位裕度m來表示穩(wěn)定的程度。它定義為m=180-|(c)| (4 -36) 對于穩(wěn)定的反饋放大器, |(c)|0。m越大，電路越穩(wěn)定, 通常要求m45。 電子線路基礎(chǔ) （2） 增益裕度Gm。前面分

40、析表明, 當(dāng)=時, 若20lg|AB|0dB, 放大器才能穩(wěn)定地工作。 我們用增益裕度來表示穩(wěn)定的程度, 它定義為 Gm=20lg|AB|=(dB) (4 -37) 顯然, 對于穩(wěn)定的反饋放大器, Gm為負值。Gm越負越穩(wěn)定。通常要求Gm-10 dB。 上面是用環(huán)路增益的幅頻特性和相頻特性來分析反饋放大器的穩(wěn)定性。對于大多數(shù)情況,反饋網(wǎng)絡(luò)是由電阻組成的, 于是我們可以直接利用開環(huán)增益的幅頻特性和相頻特性來分析閉環(huán)增益的穩(wěn)定性。 電子線路基礎(chǔ) 在開環(huán)增益的幅頻特性(見圖4 -18（a）)上做出一條20 lg(1/|B|)的水平線, 它與開環(huán)增益幅頻特性相交于D點。在該點滿足|AB|=1, 它所對

41、應(yīng)的頻率為c。如果這時對應(yīng)的相頻特性| (c)|180, 因此該反饋放大器是不穩(wěn)定的。 為了使該放大器能穩(wěn)定地工作, 必須使附加相移值|180。一個簡單的辦法就是減小反饋系數(shù)|B|。究竟B取多大為好呢？電子線路基礎(chǔ)圖 4 19 例4 -7的開環(huán)頻率特性 020406066800.010.1 0.215 10Df/MHz 60dB/10倍 頻 程M 40dB/10倍 頻 程 20dB/10倍 頻 程0.010.1110 270 240 135 900Mf/MHzD/o電子線路基礎(chǔ) 這應(yīng)根據(jù)相位裕度的要求來定。 如本題中要求m=45, 即=-135。從相頻特性上找到=-135的點M, 并在幅頻特性

42、找到對應(yīng)的點M, 過M點作水平線20 lg(1/|B|), 與縱坐標(biāo)相交于66dB處,于是|B|=B0=1/1995.31/2000=510-4, 可見當(dāng)B0從0.1減小到510-4時, 放大器就由自激狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)榉€(wěn)定工作狀態(tài), 且具有45的相位裕度。不過由于B0減小,將使負反饋減弱, 對改善放大器性能不利。 通過例 4 -7的分析, 我們可以得到下面幾點結(jié)論: （1）負反饋越強（即|B|越大), 反饋放大器越容易產(chǎn)生自激振蕩。 電子線路基礎(chǔ) （2） 放大器的開環(huán)增益函數(shù)的對數(shù)幅頻特性曲線在以-20 dB/10倍頻程的速率下降的一段內(nèi), 其附加相移|max通常小于180。所以, 如果20lg(1

43、/|B|)的水平線與-20dB/10倍頻程下降線段相交, 則說明放大器閉環(huán)工作是穩(wěn)定的。 如果開環(huán)增益函數(shù)的幅頻特性在0dB 以上的下降速率都為-20 dB/10倍頻程（單級放大器高頻增益函數(shù)uh=Aum/1+j(f/fh)）, 則無論反饋系數(shù)（|Bmax|=1）多大, 反饋放大器肯定不會自激。 （3）當(dāng)極點頻率重合時, 容易自激。 對于三重極點， 要求A0B08，對于四重極點，要求A0B04，反饋放大器才能穩(wěn)定地工作。 電子線路基礎(chǔ) 4.4.3 相位補償技術(shù)相位補償技術(shù) 我們知道，在放大器中引入負反饋是為了改善放大器的性能。反饋越深，放大器的性能越好，同時也越易自激；減弱反饋深度， 有利于放

44、大器的穩(wěn)定。可見改善放大器的性能和提高放大器的穩(wěn)定性二者存在著矛盾。為此，要尋求一種方法， 使放大器既有足夠的反饋深度，又不產(chǎn)生自激振蕩，這就需要采用相位補償技術(shù)。 相位補償技術(shù)的基本思想是, 設(shè)法拉開開環(huán)增益函數(shù)第一個極點頻率和第二個極點頻率之間的頻率間隔, 也就是加長開環(huán)增益函數(shù)幅頻特性波特圖以-20 dB/10倍頻程速率下降的那一段的寬度, 如圖4 -20中曲線所示。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 -20補償?shù)幕驹?a) 補償前開環(huán)增益; (b) 加補償電容C; (c) C足夠大, 成為全補償020lg AfGo20lgBo1fp1fp1fp1fp2fp320dB/10倍頻程40dB/10倍頻

45、程60dB/10倍頻程電子線路基礎(chǔ) 1 滯后補償滯后補償 1) 主極點補償 這是一種最簡單的補償方法，它將一補償電容C并接到基本放大器中產(chǎn)生第一個極點頻率fp1的回路上(如圖4 - 21(a)所示)，把第一個極點頻率壓低到fp1，如圖4 - 20中曲線所示。根據(jù)兩個極點之間幅頻特性以-20dB/10倍頻程的速率下降的特點，不難寫出0121lg20lg20GBffopp式中， G0=20 lg|A0|， B0=B。 電子線路基礎(chǔ)圖 4 - 21主極點補償電路(a) 電路圖； (b) 等效電路 電子線路基礎(chǔ) 對于全補償情況，上式變?yōu)?圖4 - 20中曲線所對應(yīng)的fp1應(yīng)理解為fp1)。 20 (4 - 39) 由圖4 - 21(b)可知， 在未接入補償電容C時， 它的極點頻率fp1為 fp1= 式中R1為等效電阻，它是本級輸出電阻和下一級輸入電阻的并聯(lián)值，C1為等效電容。當(dāng)接入補償電容C后，其極點頻率下降為012lgGffpp011212GCRffpp)(2111CCR電子線路基礎(chǔ) 由于R1、C1及fp1都已知，則根據(jù)上式可