IGBT模型總結(jié)

1、I. IGBT器件模型的研究背景：實(shí)時仿真已經(jīng)在汽車，航天，電子和機(jī)械制造中得到了廣泛的應(yīng)用， 其中一 個應(yīng)用最廣泛的就是硬件在回路。在電壓型變流器的仿真中， IGBT的建模是一 個很關(guān)鍵的問題。特別是模型要考慮到非線性的開關(guān)特性，電感損耗和反并聯(lián)二 極管的回復(fù)特性。IGBT的離線仿真模型可以劃歸為兩類：系統(tǒng)級和器件級。系統(tǒng)級的仿真模型主要包含的是電力電子期間的一些如關(guān)斷電壓，電流諧波等電氣特性，如在MATLAB/SIMULINK 等軟件使用的模型。這些工具利用有限 元數(shù)值計(jì)算如梯形積分公式，建立器件常用的離散模型。通?？梢苑譃橐韵聨讉€ 開關(guān)模型：1.理想模型；2.開關(guān)函數(shù)模型；3.平均模型。

2、所有三種模型在實(shí)時仿 真中都有使用，并且通過一些算法在DSP和PC機(jī)上實(shí)現(xiàn)，如通過自動預(yù)測下變 流器下一狀態(tài)來減小仿真時間。雖然，系統(tǒng)級的模型仿真速度比較快，但是反應(yīng) 器件的非線性不夠準(zhǔn)確。器件級的模型中，主要內(nèi)容包括開關(guān)的暫態(tài)特性，功率損耗，和器件的發(fā)熱 特性。SABER和SPICE系列軟件都是通過有限元數(shù)值計(jì)算如 Newton-Raphson 或者Katzenelson方法來實(shí)現(xiàn)器件的非線性特性。器件級的模型十分全面，但是 仿真時間較長。通?？梢詣澐譃橐幌氯齻€模型：1.分析模型；2.經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ停?.有限元數(shù)值模型。這三種模型由于計(jì)算復(fù)雜，沒有一種運(yùn)用到實(shí)時仿真中。其中， 分析模型是基于器件描

3、述載流子動態(tài)的半導(dǎo)體物理特性。在這種模型中，最具代表的是Hefner模型和Kraus模型，并且已經(jīng)在 SABER和SPICE中所使用。在 動作模型中，IGBT的相關(guān)開關(guān)特性通過不同的方法表示出來，并且這種方法已 經(jīng)在離線的仿真工具EMTP中比較準(zhǔn)確的使用。但是，為了能夠在傳統(tǒng)的DSP上使用，這種模型仍然需要更小的仿真步長。II.系統(tǒng)級的仿真模型2.1理想模型引用來自論文： Behavior-Mode Simulation of Power Electronic CircuitsI圖1. IGBT的伏安特性曲線IDSkOnOff0A圖2. IGBT的理想開關(guān)狀態(tài)比如，對于三相逆變器來說+1“ J

4、 X1、3 f 5*b1 Tfc,ia ,4Vdc .上上、r j.-圖3.三相逆變器電路拓?fù)淙嚯妷盒湍孀兤鹘Y(jié)構(gòu)如圖3中所示，由6支IGBT及其反并聯(lián)二極管構(gòu)成， 引入A, B, C橋臂的開關(guān)變量Sa、8、Sc (Si 1表示上橋臂導(dǎo)通，Si 0表示 該下橋臂導(dǎo)通，i=a,b,c)。每個橋臂輸出端的電壓可以用各橋臂的開關(guān)變量和直流側(cè)電壓Udc表示：Uko SkUdc ; k a,b,c(1)Ukn Uko Uno(k a,b,c),其中，。1/3 ”。比。為。，推到可得：Uan211 Sa1Ubn3 Udc 1 21 Sb(2)Ucn1 1 2 Sc在理想模型中，開關(guān)的暫態(tài)和二極管的反向恢復(fù)

5、都被忽略。并且，緩沖電路和雜散分量都可以忽略。用線性等式代替器件的非線性開關(guān)特性(用圖2所示的理想狀態(tài)替代圖1中的實(shí)際曲線)，這樣加速了仿真的時間和減小了收斂性問題。 由于不需要額外的電路模擬，理想模型是最常用的。但是，由于在仿真過程中， 由于每一個開關(guān)都是單獨(dú)處理，開關(guān)狀態(tài)的不同將會導(dǎo)致不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 這樣, 需要系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的改變，特別是高頻電路。2.2開關(guān)函數(shù)模型引用來自論文： Behavior-Mode Simulation of Power Electronic Circuits在這種方法中，一個開關(guān)變流電路被一個只有可控電壓源和電流源的電路替 代，描述變流器外部動作。+%千 Conv

6、erter voB電壓源輸入等效電路 圖3.電壓源輸入B.電流源輸入等效電路 圖4.電流源輸入輸入，輸出的關(guān)系為: 當(dāng)輸入為電壓源時：當(dāng)輸入為電流源時V0f(t) Vin(t)Ving(t) Vo(t)(1)Vinf(t) %Vo(t)g(t) Vn其中，f(t)和g(t)為開關(guān)函數(shù)，在很多情況下,f(t)和g可以相互推出比如，對于三相電壓源型逆變器來說A.逆變器電路B.開關(guān)函數(shù)模型圖5.三相逆變器電路拓?fù)淙嚯妷盒湍孀兤鹘Y(jié)構(gòu)如圖5中所示，由6支IGBT及其反并聯(lián)二極管構(gòu)成，引IGBT的開關(guān)變量Si ( § 1表示IGBT導(dǎo)通，S 1表示IGBT關(guān)斷，i=1,3,5)。仿真用開關(guān)函數(shù)

7、與理想模型相比，仿真更快，并且可以得到和理想模型的相同結(jié)果，在高頻開關(guān)電路中仍然適用。但是，由于不存在單獨(dú)的開關(guān)，不太可能 模擬檢測出每個開關(guān)的電壓和電流， 而且如果考慮觸發(fā)脈沖的死區(qū)時間， 開關(guān)函 數(shù)就更不容易實(shí)現(xiàn)。3.3平均模型引用來自論文： Behavior-Mode Simulation of Power Electronic Circuits在理想模型和開關(guān)函數(shù)模型中，電路如果處于高頻狀態(tài)，如果進(jìn)一步加速仿 真速度，那么開關(guān)函數(shù)模型可以通過忽略開關(guān)影響。也就是說，只有低頻的開關(guān) 分量被考慮，其它的高頻分量被忽略。比如在如下的Buck電路中后圖6. Buck主電路開關(guān)函數(shù)f(t)變?yōu)橐?/p>

8、個直流常量，并且Buck電路輸出沒有諧波含量在另一篇論文：Generalized Average Modelling of FACTS for Real Time Simulation In ARENE 中，作者對上述方法進(jìn)行了改進(jìn)。平均模型只考慮系統(tǒng)不同狀態(tài)的平均值，模型比實(shí)際模型更加簡單。可以通 過下列式子計(jì)算：1t,x T Tx( )d (1)但是，這種平均模型的局限性是對所有的系統(tǒng)模型并不適用。比如，對于離散的情況下，如果系統(tǒng)的平均值為 0,這種方法就不再適用。通用平均模型(The Generalized Average Modelling可以通過傅里葉變換很 好的解決這個問題。x(t

9、) x k ejk t(2)其中，x k(t) T tTx( )e jktd(3)這樣，可以得出系統(tǒng)不同的諧波。并且，當(dāng) k=0時，就是式子1中的平均模型III.器件級模型3.1 分析模型；這類模型主要基于求解半導(dǎo)體物理方程，得到器件一定條件下載流子分布和 電流分布的表達(dá)式。其中，最具代表性的是 Hefner研究和開發(fā)的IGBT以為全 數(shù)值點(diǎn)和控制模型。Hefner 模型：弓 I用論文來自：An analytical model for the steady-state andtransient characteristics of the power insulated-gate bipol

10、ar transistor.3.2 .經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ?；在?jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ椭?，IGBT的相關(guān)開關(guān)特性通過不同的方法表示出來，并且這種 方法已經(jīng)在離線的仿真工具 EMTP中比較準(zhǔn)確的使用。這類模型完全拋開IGBT 的工作原理，用各種不同干的方法去擬合IGBT的測試數(shù)據(jù)或曲線。但是，為了 能夠在傳統(tǒng)的DSP上使用，這種模型仍然需要更小的仿真步長。比如在論文： “an extended model of power losses in hard-switchedIGBT-inverters ”中，作者提出一種通過利用曲線擬合的方法去建立IGBT的模論文中所建立的損耗模型如下圖7所示：T1Vdc77 D1三D2Ils

11、U0圖7.電壓型逆變器模型由于負(fù)載端電流串聯(lián)大電感，所以負(fù)載端電流近似為一個恒流源建。整個逆變器模型損耗有兩部分，由igbt和反并聯(lián)的二極管所引起的傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損 耗。1 T.傳導(dǎo)損耗為：Pc?！?- 0Uon(t) iL(t) dt(4)其中，Pconx為器件X的傳導(dǎo)損耗； con,xT為IGBT的導(dǎo)通周期；Uon (t)是導(dǎo)通壓降；iL(t)為負(fù)載電流；把開關(guān)導(dǎo)通壓降Uon通過一個動態(tài)電阻0和一個常量壓降U0表示出。這樣(4)式子可以寫為：1 TB一Pcon,x - 0 (Uo,x 0,x 八 I iL(t)出 (5)其中，U0,x為偏置電壓；0為器件的動態(tài)電阻；Bconx為器件曲線擬合

12、的常數(shù)。 con ,x.開關(guān)損耗為：開關(guān)損耗可以通過基極和發(fā)射極的壓降 Uce和電流1c的乘積得到，但受到不同型號IGBT影響較大。通過負(fù)載函數(shù)的電流來計(jì)算器件的開關(guān)損耗就更為準(zhǔn)確。 并且均可以用igbt和二極管在開通損耗和關(guān)斷損耗上，二極管的反向恢復(fù)電壓忽略_ B(6)Esw,xAwx i(t) sw'x其中，Esw,x為器件X的開關(guān)損耗;Bsw,x,Asw,x為器件X曲線擬合的常數(shù);Uo,x，ro,Bsw,x,Asw,x,Bcon,x都可以測量開通電壓特性，通過曲線擬合的方法得到，開關(guān)損耗由負(fù)載電流決定。但是這種方法只是用在不變的溫度和直流連接 電壓上。如果考慮到不同溫度，模型可以

13、通過下面修改為：傳導(dǎo)損耗為：Pcon,x1 T(Ccon,1 Tj.BUo,x (Ccon,2 Tjr0,x) iL(t) con,x) iL dt(7)其中，Ccon,i,Ccon,2是不同溫度下的常數(shù)Tj為連接處溫度額為的參數(shù)Ccon,i,Ccon,2可以通過一系列的測試得到。考慮到直流連接電壓的改變，IGBT的開通損耗可以通過下面確定:Esw,x Asw,x iL(t)BSW，,胃尸x(8)U base其中，Ubase為直流連接電壓的基本值；Udc為直流連接電壓值;Csw, x為不同直流連接電壓的引入的常數(shù);其中，Asw,x, Bsw,x可以通過直流連接電壓基本值和不同的直流連接電壓的基

14、 礎(chǔ)上確定。考慮到連接溫度Tj影響，引入連接溫度基本值Tbase,則開通損耗模型可進(jìn) 步寫為：sw,x其中，Lase為連接的基本溫度值;(9)Dsw,x為不同連接溫度引入的常數(shù);Dsw,x可以在Asw,x, Bsw,x, Csw,x確定后得出。雖然，IGBT的損耗模型上，十分詳細(xì)，但是由于迭代和算法復(fù)雜，仍然不 能運(yùn)用到實(shí)時仿真中去。3.3. 有限元數(shù)值模型引用來自 袁壽財著的 “IGBT場效應(yīng)半導(dǎo)體功率器件導(dǎo)論”由于IGBT寬基區(qū)特性的復(fù)雜性和定量描述的困難性，這類模型通常用有限 元數(shù)值計(jì)算方法對IGBT寬基區(qū)的電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)進(jìn)行精確求解， 并結(jié)合上述的一 種或多種方法，尤其是數(shù)值分析法對IG

15、BT的整體性能進(jìn)行描述。盡管這列模型 可以再Saber等軟件中使用，但通常對其它的應(yīng)用軟件使用極為不便，從而使這 種模型的應(yīng)用受到限制?？偨Y(jié)上面的幾個模型，系統(tǒng)級的建模，模型簡單，適用于實(shí)時仿真，但是不 夠精確；器件級的模型，模型復(fù)雜，對IGBT建模十分精確，但是要求仿真步長 很短，仿真時間要求很長，所以不適合實(shí)時仿真。通過FPGA建立的IGBT 模型通過硬件編程語言VHDL,使仿真器簡單，可靠，仿真步長為 12.5ns,可以 實(shí)現(xiàn)復(fù)雜和精確的IGBT開關(guān)信號。.在論文： Real-Time Digital Hardware Simulation of Power Electronics an

16、dDrives中，作者提出了基于FPGA的關(guān)于IGBT的非線性模型。.IGBT的電氣特性為：VCEsat(t) Vce(To) & io(t)(10)其中，rCE為IGBT開通時的阻抗，"不怵為集電極和發(fā)射極的閥門電壓。理想情況下的電氣特性如下圖 8和圖9所示:圖8. IGBT理想開通電氣特性當(dāng)IGBT關(guān)斷時候，有一個關(guān)斷延時時間td(off),然后有一個關(guān)斷降低時間tfVSC 一相橋壁為下圖所示：圖10三相VSC的一個橋臂利用lout來判斷A1 , A2上下兩個IGBT的開關(guān)狀態(tài)。即IGBT導(dǎo)通，還是反 向續(xù)流二極管導(dǎo)通。控制過程為：設(shè)IGBT(A1)的開通時間為t ,開通

17、延時時間td(on)，上升時間tr . 判斷時刻，如果T=t,則IGBT(A1)的開關(guān)信號從0變?yōu)?, IGBT (A2)的開關(guān) 信號從1變?yōu)?。如果T<t, Iout>0,電流1。譏通過續(xù)流管D2, Vout Vdsat ;當(dāng)T=td(on)+t, Iout>0,Iout開始流過 IGBT (A1), A1 導(dǎo)通，Vout Vdc VcEsat ;當(dāng)T=tr +td (on) +t, I out >0, A1 完全導(dǎo)通,Vout Vdc。如果 lout =0 ,則 A1,A2 都處于開1通狀態(tài)（死區(qū)），Vout -Vdco2B.FPGA實(shí)現(xiàn)的功能圖:aEJEdEou圖

18、11 FPGA實(shí)現(xiàn)三相VSG橋臂A1, A2開通控制和死區(qū)時間： 這個FPGA模型通過計(jì)數(shù)器,設(shè)置 A1的死區(qū)時 問，對A1發(fā)出開通信號，由死區(qū)時間計(jì)數(shù)器直接實(shí)現(xiàn)對 A1和A2的同時控制, 而不是單獨(dú)對A1和A2產(chǎn)生開通信號。四象限運(yùn)行和輸出電壓乂譏:通過對lout和IGBT時間常數(shù)丁£工（00）工工3）的共同作用下，判斷出四象限運(yùn)行已經(jīng)輸出端電壓 Vout。判斷方法和VSC模型中相同。（2）在另一篇論文：FPGA-Based Real-Time Emulation of Power ElectronicSystems With Detailed Representation of

19、Device Characteristics 中, 作者基于 FPGA建模，提出了一種器件級的實(shí)時仿真模型。作者通過經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ停?jīng)過曲線擬合建立，首先通過 IGBT的實(shí)驗(yàn)參數(shù)中獲得 開關(guān)特性參數(shù)，然后把測量得到的數(shù)據(jù)用硬件描述語言 VHDL實(shí)現(xiàn)。下面介紹 作者建立的模型。圖12. IGBT電氣特性測試電路電路參數(shù)：Lp 2.46uH , Cp 7.8nF。L=250mH減小在二極管反向恢復(fù)Lp,Cp之間的諧振，C=1800uF吸收二極管反向恢復(fù)的能量。IGBT 2是測試的器件，流經(jīng)電流由負(fù)載決定。ON OFFis*c.圖13. IGBT的開關(guān)特性和損耗f H圖13為典型的Vce ic的IGBT開

20、關(guān)特性和IGBT的開關(guān)損耗-100016x iW46310Time 3圖14. IGBT開通暫態(tài)特性O(shè)Q DOOOO& D 5 0 5 0 5 0 5 5 3 3 2 2 11 - £ 8A 05四0>®11EW010B-0。co=Gaor CurrerU 才>)圖14為IGBT的測量的開通暫態(tài)特性。從圖中可以看出，當(dāng)IGBT導(dǎo)通，初 始有一個時間延時td(on),(同樣當(dāng)門級和發(fā)射極電壓Vce開始下降也有一個時間延時td(on),然后當(dāng)電流ic開始上升時候，達(dá)到峰值，中間有一個上升時間tr的時問問隔(同樣門級和發(fā)射極電壓 Vce開始下降)。10%的ic峰值到90%的ic峰值之間的時間間隔為上升時間0圖15. IGBT關(guān)斷暫態(tài)特性圖15為IGBT的測量的關(guān)斷暫態(tài)特性。從圖中可以看出，當(dāng)IGBT關(guān)斷，初 始有一個時間延時td(on),(同樣當(dāng)門級和發(fā)射極電壓Vce開始上升也有一個時間延時td(o