Multisim-12在通信電子線路中的應(yīng)用

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上 第5章 Multisim 12在通信電子線路中的應(yīng)用5.1 高頻小信號諧振放大電路所謂諧振放大器，就是采用諧振回路(串并聯(lián)及耦合回路)做負(fù)載的放大器。高頻小信號諧振放大電路主要用于接收機(jī)的高頻放大器和中頻放大器中，目的是對高頻小信號進(jìn)行線性放大。5.1.1 單調(diào)諧回路諧振放大電路單調(diào)諧回路放大電路是以單調(diào)諧回路作為交流負(fù)載的放大器。圖5.1.1給出的共發(fā)射極單調(diào)諧放大器是接收機(jī)中典型的一種高頻小信號調(diào)諧放大器，可以對高頻小信號進(jìn)行反相放大。圖中C2是高頻旁路電容；R1和R4組成基極分壓式偏置電路，以穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)；L1、R2和C3組成并聯(lián)諧振回路，與晶體管一起起選頻

2、放大作用，其中改變R3可以改變放大器輸出調(diào)諧回路的品質(zhì)因數(shù)，調(diào)整放大器的通頻帶。圖5.1.2給出了仿真電路輸入輸出波形，圖5.1.3和5.1.4分別給出了通過波特儀顯示的單調(diào)諧回路放大器幅頻特性和相頻特性。 圖5.1.1 單調(diào)諧回路諧振放大電路 圖5.1.2 單調(diào)諧回路諧振放大電路輸入輸出波形 圖5.1.3 單調(diào)諧回路諧振放大電路幅頻特性 圖5.1.4 單調(diào)諧回路諧振放大電路相頻特性 將輸入信號由單一頻率改為多個(gè)頻率，如圖5.1.5所示，信號頻率分別為10MHz以及其2、4次諧波(即20MHz和40MHz)，此時(shí)電路的輸入輸出波形如圖5.1.6所示。 圖5.1.5 高頻小信號諧振放大電路選頻特

3、性 圖5.1.6 高頻小信號諧振放大器選頻特性輸入輸出波形由圖5.1.6可知，電路的輸入信號是多頻率信號的疊加信號，而輸出信號則是單一頻率信號，且幅度比輸入信號幅度大得多。這是因?yàn)楦鶕?jù)諧振回路的特性，諧振放大電路對于靠近諧振頻率的信號有較大的增益；對于遠(yuǎn)離諧振頻率的信號增益迅速下降。因此，諧振放大器不僅有放大作用，同時(shí)也起著濾波或選頻的作用。5.1.2 雙調(diào)諧回路諧振放大電路單調(diào)諧回路放大器的選擇性較差(其矩形系數(shù)離理想矩形系數(shù)1較遠(yuǎn))，增益和通頻帶的矛盾比較突出。改善這一不足的方法之一是采用雙調(diào)諧回路諧振放大電路。創(chuàng)建如圖5.1.7所示的雙調(diào)諧回路放大電路，得到如圖5.1.8所示的電路輸入輸

4、出波形。圖5.1.9和5.1.10分別給出了雙調(diào)諧回路放大電路的幅頻特性和相頻特性。 圖5.1.7 雙調(diào)諧回路諧振放大電路 圖5.1.8 雙調(diào)諧回路諧振放大電路輸入輸出波形雙調(diào)諧放大電路工作在臨界耦合狀態(tài)時(shí)選擇性比單調(diào)諧放大電路要好；工作在弱耦合狀態(tài)時(shí)，其諧振曲線與單調(diào)諧放大電路相似；工作在強(qiáng)耦合狀態(tài)時(shí)，通頻帶顯著加寬，矩形系數(shù)變好，但是諧振曲線頂部出現(xiàn)凹陷，這就使回路通頻帶、增益的兼顧較難。圖5.1.9 雙調(diào)諧回路諧振放大電路幅頻特性 圖5.1.10 雙調(diào)諧回路諧振放大電路相頻特性5.2 諧振功率放大電路圖5.2.1 諧振功率放大電路高頻功率放大電路主要應(yīng)用在無線電發(fā)射機(jī)中，用來對載波信號或

5、高頻已調(diào)波信號進(jìn)行功率放大。窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調(diào)諧功率放大器或諧振功率放大器。5.2.1 諧振功率放大電路圖5.2.1構(gòu)建了一個(gè)諧振功率放大電路，晶體管工作在丙類，負(fù)載為并聯(lián)諧振回路，調(diào)諧在輸入信號的頻率上，起濾波和阻抗匹配的作用。晶體管工作在丙類是為了提高功率放大器的效率，此時(shí)晶體管的導(dǎo)通時(shí)間小于輸入信號的半個(gè)周期，其集電極電流是周期的余弦脈沖序列。當(dāng)輸入信號的振幅為0.707V時(shí)，選擇軟件中SimulateAnalysisTransient Analysis選項(xiàng)，設(shè)置仿真開始時(shí)間0.03s，仿真結(jié)束時(shí)間0.s，輸出變量選擇ic，得到如圖

6、5.2.2所示集電極電流脈沖波形，此時(shí)集電極電流是一串尖脈沖。將輸入信號振幅更改為1.414V，得到如圖5.2.3所示的集電極電流脈沖波形，此時(shí)集電極電流是一串頂部有凹陷的脈沖。 圖5.2.2 小信號輸入時(shí)集電極電流 圖5.2.3 大信號輸入時(shí)集電極電流圖5.2.4 諧振功率放大電路雖然晶體管的非線性工作使得集電極電流與輸入信號之間為非線性關(guān)系，但是由于并聯(lián)諧振回路的選頻特性，集電極電流的基波分量會在回路兩端產(chǎn)生較大的輸出電壓，而諧波分量產(chǎn)生的輸出幅度很小，基本可以忽略。因此輸出信號與輸入信號近似成線性關(guān)系。將電路參數(shù)更改為如圖5.2.4所示，得到電路輸入輸出信號波形，如圖5.2.5所示。增大

7、輸入信號幅度為2.5V，可以看到此時(shí)輸出信號出現(xiàn)失真，如圖5.2.6所示。 圖5.2.5 諧振功率放大電路輸入輸出波形 圖5.2.6 過壓時(shí)諧振功率放大器輸入輸出波形5.2.2 諧振功率放大電路的外部特性諧振功率放大電路的外部特性主要包括調(diào)諧特性、負(fù)載特性、放大特性和調(diào)制特性，這些特性有助于了解諧振功率放大電路性能變化的特點(diǎn)，并在調(diào)試諧振功率放大電路時(shí)起著指導(dǎo)作用。圖5.2.7 諧振功率放大電路的調(diào)諧特性1、調(diào)諧特性調(diào)諧特性是指在VCC、VBB、vbm和R1不變的條件下，諧振功率放大電路的Ic0、Ie0、Uc等變量隨C1變化的關(guān)系。調(diào)諧特性指示了負(fù)載回路是否調(diào)諧在輸入信號頻率上。如圖5.2.7

8、所示搭建仿真電路，調(diào)節(jié)可變電容，當(dāng)百分比為50%，即電容值為220pF時(shí)，電路處于諧振狀態(tài)，輸出正弦波，如圖5.2.5所示；改變可變電容百分比，電路處于失諧狀態(tài)，此時(shí)輸出信號出現(xiàn)失真，如圖5.2.8所示為電容百分比40%時(shí)電路輸入輸出波形。當(dāng)處于電路諧振狀態(tài)時(shí)，電路表讀數(shù)最小，改變電容百分比，電流表讀數(shù)增大，特性曲線如圖5.2.9所示。 圖5.2.8 失諧狀態(tài)下諧振功率放大器輸入輸出波形 圖5.2.9 諧振功率放大電路調(diào)諧特性2、負(fù)載特性如果VCC、VBB、vbm不變，則放大器的工作狀態(tài)就由負(fù)載電阻R1決定。此時(shí)，放大器的電流、輸出電壓、功率、效率等隨R1而變化的特性，就叫做放大器的負(fù)載特性。

9、諧振功率放大電路的負(fù)載特性曲線如圖5.2.10所示。構(gòu)建如圖5.2.11所示仿真電路，改變電位器R1的取值，觀察負(fù)載R1變化時(shí)輸出信號電壓的變化。 圖5.2.10 諧振功率放大電路的負(fù)載特性曲線 圖5.2.11 諧振功率放大電路的負(fù)載特性 3、放大特性放大特性指的是在VCC、VBB和負(fù)載R1不變，只改變vbm時(shí)，功率放大電路中電流Icm、Ic0和電壓Vcm以及功率、效率變化的情況。諧振功率放大電路的放大特性曲線如圖5.2.12所示。構(gòu)建如圖5.2.13所示仿真電路，當(dāng)輸入信號幅度為1V時(shí)，電流表顯示集電極電流Ic0為0.603mA；將輸入信號幅度更改為0.5V，此時(shí)電流表顯示Ic0為1.332

10、A。由此可知，集電極電流Ic0隨輸入信號幅度減小而減小，處于欠壓工作時(shí)，減小幅度較大。 圖5.2.12 諧振功率放大電路放大特性曲線 圖5.2.13 諧振功率放大電路放大特性4、調(diào)制特性諧振功率放大電路的調(diào)制特性包括了集電極調(diào)制特性和基極調(diào)制特性。集電極調(diào)制特性是指VBB、vbm和R1不變，放大器性能隨VCC變化的特性，如圖5.2.14所示。構(gòu)建如圖5.2.15所示仿真電路觀察諧振功率放大電路的集電極調(diào)制特性。圖5.2.14 諧振功率放大電路集電極調(diào)制特性曲線 圖5.2.15 諧振功率放大電路集電極調(diào)制特性單擊仿真軟件中的SimulateAnalysisParameter Sweep選項(xiàng)，在彈

11、出的對話框中對VCC進(jìn)行設(shè)置，如圖5.2.16所示。圖5.2.16 Parameter Sweep對話框 圖5.2.17 瞬態(tài)分析參數(shù)設(shè)置圖5.2.18 諧振功率放大電路集電極調(diào)制仿真結(jié)果單擊Parameter Sweep對話框中的Edit Analysis按鈕，在彈出的對話框中對所需要的瞬態(tài)分析進(jìn)行參數(shù)設(shè)置，如圖5.2.17所示。輸出變量選擇節(jié)點(diǎn)4，即V4，單擊Simulate進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖5.2.18所示。圖中三條曲線分別是VCC為5V、12V和20V時(shí)電路的輸出信號波形。從圖中可以看出隨著VCC的增大，輸出信號幅度也在增大。諧振功率放大電路的基極調(diào)制特性指的是VCC、vbm和R1不變

12、，放大器性能隨VBB變化的特性，如圖5.2.19所示。圖5.2.19 諧振功率放大電路基極調(diào)制特性曲線 圖5.2.20 諧振功率放大電路基極調(diào)制仿真結(jié)果依舊用圖5.2.15所示電路觀察諧振功率放大電路的基極調(diào)制特性。具體步驟與前面相似，區(qū)別在于在Parameter Sweep對話框中對VBB進(jìn)行設(shè)置，仿真取樣點(diǎn)分別為0.8V、1V和1.2V，仿真結(jié)果如圖5.2.20所示。從圖中可以看出，隨著的增大，輸出信號幅度也在增大，但明顯在過壓區(qū)，輸出信號幅度增大不明顯。5.3 LC正弦波振蕩器正弦波振蕩器是不需要輸入信號控制就能自動將直流能量轉(zhuǎn)換為特定頻率和振幅的正弦交變能量的電路。LC正弦波振蕩器是采

13、用LC諧振回路作為移相網(wǎng)絡(luò)的正弦波振蕩器，目前采用最廣的是三點(diǎn)式振蕩電路和差分對管振蕩電路。5.3.1 電容三點(diǎn)式振蕩電路電容三點(diǎn)式振蕩電路如圖5.3.1所示。圖中R1、R2和R3是分壓式偏置電阻；C1和C3是旁路和隔直流電容；L1、C2和C4組成并聯(lián)諧振回路。根據(jù)工程估算，該振蕩電路的振蕩頻率近似為： (5.3.1)通過改變電容值C2和C4可以改變電路的振蕩頻率。圖5.3.1電路參數(shù)計(jì)算出振蕩頻率近似為3.18MHz，輸出信號波形和信號頻率如圖5.3.2所示。 圖5.3.1 電容三點(diǎn)式振蕩電路 圖5.3.2 電容三點(diǎn)式振蕩電路輸出信號波形和頻率調(diào)解C2、C4改變頻率時(shí)，反饋系數(shù)也改變。由于極

14、間電容對反饋振蕩器的回路電抗均有影響，所以對振蕩器頻率也會有影響。而極間電容受環(huán)境溫度、電源電壓等因素的影響較大，所以電容三點(diǎn)式振蕩器的頻率穩(wěn)定度不高。為克服共基電容三點(diǎn)式振蕩器的缺點(diǎn)，可對其進(jìn)行改進(jìn)，即克拉潑電路和西勒電路。5.3.2 電感三點(diǎn)式振蕩電路如圖5.3.3是電感三點(diǎn)式振蕩電路，電路中各元件作用與電容三點(diǎn)式振蕩電路相同。根據(jù)工程估算，該振蕩電路的振蕩頻率近似為： (5.3.2)電路輸出信號波形和頻率如圖5.3.4所示。電感三點(diǎn)式振蕩電路的優(yōu)點(diǎn)是：由于L1和L2之間的互感存在，所以容易起振；其次在改變回路電容來調(diào)整振蕩信號頻率時(shí)，基本不會影響電路的反饋系數(shù)，頻率調(diào)整方便。但是由于反饋

15、支路是感性支路，對高次諧波呈現(xiàn)高阻抗，故對于LC回路中的高次諧波反饋較強(qiáng)，波形失真較大。同時(shí)在頻率較高時(shí)，由于L1和L2上的分布電容與晶體管的極間電容均并聯(lián)與L1和L2兩端，反饋系數(shù)隨頻率變化而改變，工作頻率越高，分布參數(shù)的影響也愈大，甚至可能使反饋系數(shù)減小到滿足不了起振條件，因此在甚高頻波段應(yīng)當(dāng)優(yōu)先選用電容反饋振蕩電路。 圖5.3.3 電感三點(diǎn)式振蕩電路 圖5.3.4 電感三點(diǎn)式振蕩電路輸出信號波形和頻率5.3.3 克拉潑振蕩電路克拉潑電路是電容三點(diǎn)式振蕩電路的改進(jìn)型電路，如圖5.3.5所示。諧振回路中電容C3通常取值較小，滿足C3<<C1，C3<<C2，回路總電容取

16、決與C3；晶體管極間電容與C1，C2并聯(lián)，不影響C3的值，故改變C3改變電路振蕩頻率時(shí)不會影響電路的反饋系數(shù)，頻率穩(wěn)定度高?？死瓭婋娐份敵鲂盘柌ㄐ魏托盘栴l率如圖5.3.6所示。 圖5.3.5 克拉潑振蕩電路 圖5.3.6 克拉潑振蕩電路輸出信號波形和頻率5.3.4 西勒振蕩電路克拉潑振蕩電路中，C3取值減小會導(dǎo)致環(huán)路增益減小，嚴(yán)重時(shí)會使振蕩器不滿足振幅起振而停振。西勒振蕩電路可以有效地改變振蕩頻率而不影響環(huán)路增益。西勒振蕩電路如圖5.3.7所示。振蕩回路總電容近似為C3+C5，調(diào)節(jié)C5改變電路振蕩頻率時(shí)不會影響電路的環(huán)路增益。西勒振蕩電路輸出信號波形和頻率如圖5.2.8所示。 圖5.3.7 西

17、勒振蕩電路 圖5.3.8 西勒振蕩電路輸出信號波形和頻率5.4 振幅調(diào)制與解調(diào)電路振幅調(diào)制電路是無線電發(fā)射機(jī)的重要組成部分。按其功率高低，分為高電平調(diào)制電路和低電平調(diào)制電路兩大類。前者置于發(fā)射機(jī)前端，要求產(chǎn)生功率足夠大的已調(diào)信號；后者置于發(fā)射機(jī)的前端，產(chǎn)生小功率的已調(diào)信號，而后通過多級線性功率放大器放大到所需的發(fā)射功率。不管是哪種振幅調(diào)制信號，都可以采用同步檢波電路進(jìn)行解調(diào)。但是對于普通調(diào)幅信號來說，其載波分量還沒有被抑制掉，可以直接利用非線性器件實(shí)現(xiàn)相乘作用，得到所需的解調(diào)電壓，這就是包絡(luò)檢波。5.4.1 高電平調(diào)幅電路1、基極調(diào)幅電路基極調(diào)幅指的是通過調(diào)制信號電壓來改變高頻功率放大器的基極

18、偏置電壓，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。仿真電路如圖5.4.1所示，圖中V1為載波信號，V2為調(diào)制信號，VBB和VCC分別為基極偏置電壓和集電極電源。放大器的有效偏壓等于調(diào)制信號和VBB之和。需要強(qiáng)調(diào)的是，為了獲得有效的調(diào)幅，基極調(diào)幅電路必須總是工作在欠壓狀態(tài)。電路輸出波形如圖5.4.2所示。 圖5.4.1 基極調(diào)幅電路 圖5.4.2 基極調(diào)幅電路輸出信號波形2、集電極調(diào)幅電路集電極調(diào)幅就是用調(diào)制信號來改變高頻功率放大器的集電極直流電源電壓，以實(shí)現(xiàn)條幅。仿真電路如圖5.4.3所示，圖中V1為載波信號，V2為調(diào)制信號，VBB和VCC分別為基極偏置電壓和集電極電源。放大器的有效集電極電源等于調(diào)制信號和VCC之和。

19、需要強(qiáng)調(diào)的是，為了獲得有效的調(diào)幅，基極調(diào)幅電路必須總是工作在過壓狀態(tài)。電路輸出波形如圖5.4.4所示。 圖5.4.3 集電極調(diào)幅電路 圖5.4.4 集電極調(diào)幅電路輸出信號波形圖5.4.5 二極管平衡調(diào)幅電路 5.4.2 低電平調(diào)幅電路一般說來，低電平調(diào)制主要用來實(shí)現(xiàn)雙邊帶和單邊帶調(diào)制，對它的要求主要是調(diào)制線性好，載波抑制能力強(qiáng)，而功率和效率的要求則是次要的。1、二極管平衡調(diào)幅電路二極管平衡調(diào)幅電路如圖5.4.5所示。圖中V1、V2是載波信號，V3為調(diào)制信號，V4為直流分量。為改善電路性能，電路應(yīng)工作在理想開關(guān)狀態(tài)。由于二極管的通斷只取決于載波電壓，而與調(diào)制信號無關(guān)，因此，載波信號幅度至少應(yīng)大于

20、0.5V以上，且載波信號幅度要遠(yuǎn)大于調(diào)制信號幅度(10倍以上)。圖5.4.6為電路輸出普通調(diào)幅信號波形。將圖中直流電源去除，得到DSB信號，如圖5.4.7所示。 圖5.4.6 二極管平衡調(diào)幅電路輸出AM信號波形 圖5.4.7 二極管平衡調(diào)幅電路輸出DSB信號波形圖5.4.8 模擬乘法器調(diào)幅電路2、模擬乘法器調(diào)幅電路模擬乘法器在完成兩個(gè)輸入信號相乘的同時(shí)，不會產(chǎn)生其他無用組合頻率分量，因此輸出信號中的失真最小，仿真電路如圖5.4.8所示。當(dāng)電路中開關(guān)S1合上時(shí)，電路輸出為普通調(diào)幅信號，如圖5.4.9所示；當(dāng)電路中開關(guān)S1斷開時(shí)，電路輸出為抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號，如圖5.4.10所示。 圖5.4

21、.9 模擬乘法器調(diào)幅電路輸入輸出信號(AM) 圖5.4.10 模擬乘法器調(diào)幅電路輸入輸出信號(DSB)5.4.3 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路由二極管和低通濾波器R1C1相串接構(gòu)成，如圖5.4.11所示，圖中調(diào)制信號調(diào)制度為0.5。利用電容的充放電作用，在低通濾波器R1C1兩端獲得與輸入AM信號包絡(luò)成正比的輸出電壓，從而完成AM信號的解調(diào)，電路輸入輸出信號波形如圖5.4.12所示。需要注意的是，輸入AM信號電壓過小或者電路中元件參數(shù)選擇不當(dāng)會在檢波時(shí)產(chǎn)生失真，主要有頻率失真、惰性失真和負(fù)峰切割失真。 圖5.4.11 二極管包絡(luò)檢波電路 圖5.4.12 二極管包絡(luò)檢波電路輸入輸出信號1、

22、頻率失真這種失真是由于電路中的濾波電容C1和耦合電容C2所引起的。C1的容抗應(yīng)在上限頻率max時(shí)，不產(chǎn)生旁路作用，即應(yīng)滿足以下條件：，或 (5.4.1)這種失真稱作高音頻失真。將C1更改為5F，包絡(luò)檢波電路輸入輸出信號波形如圖5.4.13所示。同時(shí)需要注意的是C1的選擇不能太小，過小會產(chǎn)生較大的紋波，如圖5.4.14所示，此時(shí)C1=50nF。 圖5.4.13 高音頻失真信號波形 圖5.4.14 包絡(luò)檢波電路輸入輸出信號(C1=50nF)C2主要影響檢波的下限頻率min。為使頻率為min時(shí)，C2上的電壓降不大，不產(chǎn)生頻率失真，必須滿足下列條件：，或 (5.4.2)這種失真稱作低音頻失真。將C2更

23、改為0.1F，電路輸入輸出信號波形如圖5.4.15所示。 圖5.4.15 低音頻失真信號波形 圖5.4.16 惰性失真信號波形2、惰性失真這種失真是由于電阻R1與電容C1的時(shí)間常數(shù)太大所引起的。這時(shí)電容C1上的電荷不能很快的隨調(diào)幅波包絡(luò)變化。這種失真是由于C1的惰性太大所引起的，故稱惰性失真。只要選取適當(dāng)?shù)腞C數(shù)值，使C1的放電加快，能跟上高頻信號電壓包絡(luò)的變化就可以防止惰性失真，即要滿足以下條件： (5.4.3)其中ma是調(diào)制系數(shù)，max是被檢信號的最高角頻率。圖5.4.16給出了R1=10k時(shí)電路輸入輸出波形。3、負(fù)峰切割失真圖5.4.17 負(fù)峰切割失真信號波形這種失真是由于檢波器的直流負(fù)

24、載電阻R1與交流負(fù)載電阻不相等，而調(diào)幅度ma又相當(dāng)大引起的，為了防止這種失真，需滿足以下條件： (5.4.4)其中R為電路交流負(fù)載。當(dāng)ma=0.80.9時(shí)，和的差別不應(yīng)超過10%20%。R1愈大，這個(gè)條件愈難滿足，因此直流負(fù)載電阻R1的選擇還受負(fù)峰切割失真的限制。圖5.4.17給出了R2=600時(shí)的電路輸入輸出信號波形。5.4.4 同步檢波電路同步檢波，又稱相干檢波，主要用來解調(diào)DSB信號和SSB信號。實(shí)現(xiàn)同步檢波的關(guān)鍵是產(chǎn)生出一個(gè)與載波信號同頻同相的同步信號。1、二極管平衡同步檢波器二極管平衡同步檢波電路屬于疊加性同步檢波電路，如圖5.4.18所示。電路中相乘電路用于產(chǎn)生DSB信號；DSB信

25、號與載波信號疊加后可以成為或近似成為AM信號，然后通過包絡(luò)檢波電路得到解調(diào)信號。圖中L1、L2、C1和C2構(gòu)成低通濾波網(wǎng)絡(luò)。電路中調(diào)制信號、已調(diào)信號、二極管輸出信號和檢波信號如圖5.4.19所示。 圖5.4.18 二極管平衡同步檢波電路 圖5.4.19 二極管平衡同步檢波電路信號波形2、 模擬乘法器實(shí)現(xiàn)同步檢波模擬乘法器同步檢波是乘積型同步檢波電路，如圖5.4.20所示。電路中相乘器A1用于產(chǎn)生DSB信號；DSB信號與載波信號相乘后通過低通濾波器將低頻信號提取出來得到解調(diào)信號。電路中調(diào)制信號、已調(diào)信號、已調(diào)信號與載波信號的相乘信號以及解調(diào)信號如圖5.4.21所示。 圖5.4.20 模擬乘法器同

26、步檢波電路 圖5.4.21 模擬乘法器同步檢波電路信號波形5.5 角度調(diào)制與解調(diào)電路角度調(diào)制季節(jié)調(diào)電路屬于頻譜非線性變換電路，它是用調(diào)制信號控制載波信號的頻率或相位來實(shí)現(xiàn)的調(diào)制。角度調(diào)制有頻率調(diào)制(FM)和相位調(diào)制(PM)兩種。調(diào)頻和調(diào)相都表現(xiàn)為載波信號的瞬時(shí)相位受到調(diào)變，統(tǒng)稱為角度調(diào)制。調(diào)頻波的解調(diào)稱為頻率檢波，簡稱鑒頻；調(diào)相波的解調(diào)稱為相位檢波，簡稱鑒相。它們的作用都是從已調(diào)信號中檢出反映在頻率或相位變化上的調(diào)制信號。5.5.1 變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路變?nèi)荻壒苤苯诱{(diào)頻電路是目前應(yīng)用最為廣泛的直接調(diào)頻電路，它是利用變?nèi)荻O管反偏時(shí)所呈現(xiàn)的可變電容特性來實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的。它的優(yōu)點(diǎn)是能夠獲得較大的頻

27、移(相對于間接調(diào)頻而言)，電路簡單，并且?guī)缀醪恍枰{(diào)制功率；缺點(diǎn)是中心頻率穩(wěn)定度低。變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路如圖5.5.1所示。利用頻率計(jì)觀察信號頻率變化，電路輸出信號波形和頻率計(jì)顯示如圖5.5.2所示。 圖5.5.1 變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路 圖5.5.2 變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路輸出波形和頻率5.5.2 斜率鑒頻電路斜率鑒頻電路首先利用LC諧振回路完成FM波到AM-FM波的轉(zhuǎn)換，即使調(diào)頻波的振幅按照瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化，然后通過包絡(luò)檢波器輸出反映振幅變化的解調(diào)電壓。為了擴(kuò)大鑒頻特性的線性范圍，通常采用兩個(gè)單失諧回路鑒頻電路構(gòu)成的平衡電路，如圖5.5.3所示。電路中輸入信號、失諧信號、單端輸出信號和

28、平衡輸出信號如圖5.5.4所示。 圖5.5.3 雙失諧回路斜率鑒頻電路 圖5.5.4 雙失諧回路斜率鑒頻電路輸入輸出信號波形5.5.3 相位鑒頻電路相位鑒頻的原理是首先利用變換電路將FM信號變成FM-PM信號，即將調(diào)頻波的附加相移按瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化，然后將FM-PM信號與原調(diào)頻信號的瞬時(shí)相位進(jìn)行比較，檢出反映附加相移變化的解調(diào)電壓。1、 電容耦合相位鑒頻電路電容耦合相位鑒頻電路如圖5.5.5所示，四蹤示波器四個(gè)通道分別連接輸入調(diào)頻信號、LC回路諧振端、單輸出端和平衡輸出端，信號波形如圖5.5.6所示。 圖5.5.5 電容耦合相位鑒頻電路 圖5.5.6 電容耦合相位鑒頻電路輸入輸出信號波形2、互感耦合相位鑒頻電路互感耦合相位鑒頻電路由頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)、相位-幅度變換網(wǎng)絡(luò)和包絡(luò)檢波其三個(gè)